CN1642051A - 一种获取最优导引符号功率的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种获取最优导引符号功率的方法，它是通过利用信道估计中系统信噪比、基站和移动台相对移动速度、相干检测信道估计内插滤波器系数和内插滤波器深度以及信号调制阶数等因素与最优导引符号功率和数据符号功率比值之间的函数关系，得到获得最优功率比值的方法，采用本发明的方法，对于自适应OFDM系统，在给定总发射功率的情况下，可以得到最佳的误码率性能。

Description

一种获取最优导引符号功率的方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及优化OFDM导引符号功率技术。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是一种无线环境下的高速传输技术。OFDM技术的主要思想就是在频域内将所给信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输，如果保护间隔选取合适，则每个子信道上衰落表现为平坦特性，并且可以大大减少符号间干扰(Inter-SymbolInterference，ISI)。

与单载波系统相比，OFDM系统应用多个子载波传送一个并行的数据流，经过编码和交织的数据流被调制于多个子载波上，在具有频率选择性的多径衰落信道中，OFDM系统具有比单载波系统更好的抗衰落性能，所以OFDM技术在宽带移动通信系统中得到了日益广泛的应用。

宽带移动通信系统的无线信道通常具有频率选择性而且是时变的，其信道转移函数无论在时域还是频域上都呈现出非均匀性。在实际的无线信道中有各种因素影响接收信号的可靠性，OFDM系统在解调时必须予以考虑。在瑞利信道等典型的频率选择性衰落信道中，若OFDM发端信号以相同的功率被调制于多个载波上，但由于非均匀的信道特性，在解调端不同的载波上将具有不同的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)。因此在进行信号判决时，被调制到高信噪比载波上的数据相对于低信噪比载波上传送的数据具有更高的判决可靠性。

这种在判决之前时变的先验可靠性信息称为信道状态信息，它动态地反映了信道的变化情况。由信道变化所带来的这种非均匀的可信度，在软判决译码时必须予以考虑。因此，在OFDM解调端对信道状态信息进行提取是非常必要的，这也是多载波系统有别于单载波系统的一种非常重要而且独特的结构。

并且，如果发射机采用非差分调制方案，则接收机就必须采用相干解调。在OFDM系统中，“相干”意味着每个子载波必须是同步或者相位偏移是已知的。因此在OFDM系统中，如果要进行相关检测，在其解调端必须对其信道的变化进行动态的估计。

信道估计可以根据那些已知的导引符号来进行，这些符号包含在传输前的OFDM信号中。首先，接收机提取出导引符号所在的那些时刻和频率上的传输系数，然后，再通过滤波的方法内插介于导引符号之间位置上的传输系数。带有信道估计的导引符号辅助相干解调(Pilot Symbol Assisted Modulation，PSAM)根据数据序列中插入的导引符号进行信道估计，同差分解调相比，可以有2.5～3dB的信噪比增益。

OFDM系统的各个载波可以根据信道的条件来使用不同的调制，比如BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等等，以频谱利用率和误码率之间的最佳平衡为原则。选择满足一定误码率的最佳调制方式可以获得最大频谱效率，这就是自适应调制的基本原理。多径信道的频率选择性衰落会导致接收信号功率大幅下降，达到30dB之多，信噪比也大幅下降。使用与信噪比相匹配的调制方式可以提高频谱利用率。众所周知，可靠性是通信系统运行是否良好的重要考核指标，因此系统通常选择BPSK或QPSK调制，这样可以确保在信道最坏条件下的信噪比要求，但是这两种调制的频谱效率太低。如果使用自适应调制，那么在信道好的时候终端就可以使用较高的调制，同样在终端靠近基站时，调制可以由BPSK(1bit/s/Hz)转化成16QAM～64QAM(4～6bit/s/Hz)，整个系统的频谱利用率得到大幅度的改善，在这种情况下自适应调制能够使系统容量翻番。但任何事物都有其两面性，自适应调制也不例外。它要求信号必需包含一定的开销比特，以告知接收端发射信号所采用的调制方式，并且，终端需要定期更新调制信息，这又势必会增加更多的开销比特。为解决这个矛盾，OFDM采用功率控制和自适应调制协调工作的技术。信道好的时候，发射功率不变，可以增强调制方式(如64QAM)，或者在低调制(如QPSK)时降低发射功率。功率控制与自适应调制要取得平衡，也就是说对于一个远端发射台，它有良好的信道，若发送功率保持不变，可使用较高的调制方案如64QAM；若功率可以减小，调制方案也相应降低，可使用QPSK。

失真、频偏也是在选择调制时必须考虑的因素。传输的非线性会造成互调失真，此时信号具有较高的噪声电平，信噪比一般不会太高；失步和多普勒频移所造成的频率偏移使信道间失去正交特性，仅仅1％的频偏就会造成信噪比下降30dB。信噪比限制了最大频谱利用率只能接近5～7bit/s/Hz。自适应调制要求对信道的性能有充分的了解，如果在差的信道上使用较强的调制方式，那么就会产生很高的误码率，影响系统的可靠性。多用户OFDM系统的导引符号或参考码字可以用来测试信道的好坏。发送一个已知数据的码字，在满足通信极限的情况下测量出每条信道的信噪比，根据这个信噪比来确定最适合的调制方式。所以，在接收端采用自适应调制方式的同时进行信道估计是十分有必要的。

在系统总发射功率受限的情况下，对于导引符号辅助的信道估计，一方面，增加导引符号的功率可以提高信道估计的精确度，但对数据符号的干扰也会增加，同时随着导引符号功率的增加，分给数据符号的功率必然减少，造成解调时信噪比下降；另一方面，降低导引符号的功率则会降低信道估计的精度，特别是在移动台高速移动时。由此可知，导引符号功率与数据符号功率之比(pilot-to-data power ratio：PDR)对系统的性能有重要的影响，是一个急待优化的重要参数。

发明内容

本发明的任务是提供一种获取最优导引符号功率的方法，采用本发明的方法，对于自适应OFDM系统，在给定总发射功率的情况下，可以得到最佳的误码率性能。

本发明的一种获取最优导引符号功率的方法，其特征是采用下面的步骤：

第一步，求出信噪比γ_b：γ_b＝E_bσ²/N₀，其中，E_b表示发射信号每比特的能量，N₀表示信道的高斯白噪声的单边功率谱密度，它们都是由系统以及信道决定的， ${\mathrm{\σ}}^2=E\left[{\mathrm{\σ}}_i^2\right]$ 表示可分离的多径信号平均功率，其中σ_i ²表示可分离多径信号中第i径的能量；

第二步，求出导引信号通过衰落信道的衰落因子ν：

其中，f_p ^l和g_q ^k表示内插器的内插系数，P，Q表示内插滤波器深度。确定内插滤波器系数，可以采用最优维纳内插方法，也可以采用sinc内插法，

第三步，求出子信道上数据符号的衰落估计的相关函数： ${\mathrm{\Π}}_i^0={\mathrm{\Π}}_i/{\mathrm{\σ}}_i^2$ 是归一化的相关值， ${\mathrm{\Π}}_i=\underset{q}{\mathrm{\Σ}}\underset{q^{\′}}{\mathrm{\Σ}}\underset{p}{\mathrm{\Σ}}\underset{p^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{g}_q^k{g}_{q^{\′}}^k{f}_p^l{f}_{p^{\′}}^l{R}^i({\mathrm{\τ}}_p,{\mathrm{\ν}}_q)$ 是第i条子信道上的数据符号的衰落估计的相关函数， $R^i({\mathrm{\τ}}_p,{\mathrm{\ν}}_q)={\mathrm{\σ}}_i^2{J}_0{\left(2\mathrm{\π}{f}_{d}T{\mathrm{\τ}}_p\right)e}^{-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\ν}}_{q}i/N}$ 是第i条移动无线子信道衰落的相关函数，τ_p＝(pD_t-l)N_t，ν_q＝(qD_f-k)，用向量表示为

其中，时频域上滤波器系数组成行向量

和

表示向量转置，R_Φ＝Df ⁱ是第i条子信道在频域上Φ＝D_f时R′(Δ，Φ＝D_f)在时域上的相关矩阵。另外，f_d是最大多普勒频移，由基站和移动台相对移动速度V决定，J₀(·)表示第零阶贝塞尔函数。

第四步、利用上面的结果和公式(2)、(3)，就可以得到最优的导引符号功率与数据符号功率比值ρ：

1.采用M-PSK调制的最优PDR为：

$\mathrm{\ρ}=\sqrt{\frac{({\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K+{\left(f_d{T}_s\right)}^2{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K+\mathrm{KL})(v{\left(f_d{T}_s\right)}^2{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K+\mathrm{vLK})}{L{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Π}}_i^0+L^{2}v}}---\left(2\right)$

2.采用M-QAM调制的最优PDR为：

$\mathrm{\ρ}=\sqrt{\frac{v{\mathrm{LK}}^2+\left(v({\left(f_d{T}_s\right)}^2+v){\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K\right)}{v+{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Π}}_i^0}}---\left(3\right)$

其中，L表示瑞利衰落可分辨的多经数，由信道情况决定；K＝D_t×D_f-1，T_s是一个OFDM符号的周期，M表示调制阶数，M-PSK表示M阶相移健控，M-QAM表示M阶正交幅度调制。

第五步，利用第四步得到的导引符号功率与数据符号功率比值ρ和自适应OFDM系统已给出的数据符号功率值，就可以得到最优的导引符号功率值。

利用本发明得到的最优的导引符号功率值，设计出最优的导引符号，使自适应OFDM系统的信噪比损失最小，接收性能最优。

需要说明的是，本发明中考虑的信道为广义静态非相关散射(WSSUS)瑞利衰落信道，系统的时间和频率同步完全准确。

本发明的工作原理：基于导引符号辅助相干调制的OFDM基带系统模型(如图1所示)，一个二进制序列映射为M进制符号，在导引符号插入1之后，经过反相快速傅立叶变换2(IFFT)复用为{X_l，n}，保护间隔(循环前缀)的插入3是为了抵消OFDM系统中符号间的干扰(ISI)，然后传输信号经过时变多径瑞利衰落信道6{h_l，n}，移去保护间隔9后接收信号为{r_l，n}，相对应的快速傅立叶变换10(FFT)后的解复用多载波信号为{R_l，k}，通过信道估计11补偿信道衰落12得到解调数据符号。

由上面所述可知，对于OFDM导引符号辅助相干解调系统，在给定总发射功率的情况下，为了得到最佳的误码率性能，得出的最优导引符号功率与数据符号的功率之比(PDR)受到了系统信噪比、基站和移动台相对移动速度、相干检测信道估计内插滤波器系数和内插滤波器深度以及信号调制阶数等因素的影响。因此可以定义最优的ρ：

$\mathrm{\ρ}=f({\mathrm{\γ}}_b,V,f_p^l,g_q^k,M,Q,P)---\left(4\right)$

其中，ρ表示最优的导引符号功率与数据符号功率比值，它是γ_b、V、f_p ^l、g_q ^k、M、Q和P中任一变量的函数，γ_b表示信噪比，V表示基站和移动台相对移动速度，f_p ^l和g_q ^k表示相干检测信道估计内插滤波器系数，M表示信号调制阶数，Q和P表示相干检测信道估计内插滤波器深度，f(·)表示为一种函数关系，其函数特性如下：

1.信号的发射功率增大，对应信噪比γ_b的增大，映射为最优导引符号功率与数据符号的功率之比值减小；信号的发射功率减小，对应信噪比γ_b的减小，映射为最优导引符号功率与数据符号的功率之比值减小。

2.基站和移动台相对移动速度的变化，最大多普勒频率f_d也相应发生变化，则最优PDR值也变化。即，相对移动速度增加，对应的最优PDR增大；相对移动速度减小，对应的最优PDR减小。

3.相干检测中信道估计的时域内插滤波器系数f_p ^l的变化影响最优PDR值。

4.相干检测中信道估计的频域内插滤波器系数g_q ^k的变化影响最优PDR值。

5.内插滤波器深度Q和P也影响最优PDR值，如果内插深度不超过信道的相干带宽，则随着Q和P的增加，最优PDR相应减小；内插滤波器深度Q和P的减小，最优PDR值增加；但内插深度超过信道相干带宽，随着Q和P的增加，最优PDR相应增加；内插滤波器深度Q和P的减小，最优PDR值减小。

6.系统调制的阶数M决定PDR的大小，高阶调制的PDR大于低阶调制的PDR。但采用最优的PDR时，信道估计准确的增加，故发射功率不变，可以增强调制方式(如64QAM，M较大)，或者在低调制(如QPSK，M较小)时降低发射功率。

根据上面函数特性，本发明给出了具体的函数f(·)表达式，当然f(·)还可以有其它表达方法。本发明给出了采用M-QAM调制和M-PSK调制的OFDM系统中最优导引符号功率值的方法。

对于自适应OFDM系统，采用本发明给出了一种获取最优导引符号功率的方法，在给定总发射功率的情况下，可以得到最佳的误码率性能；该方法可以用来确定瑞利衰落环境中最优的PDR分配以补偿不完美信道估计引起的信噪比降级；而最优选取PDR能够有效地改善整个系统性能而不增加系统的发射功率。

附图说明：

图1：自适应OFDM基带系统模型

其中，1是导引符号插入，2是快速傅立叶反变换，3是加循环前缀，4是脉冲成形滤波器，5是乘法器，6是瑞利衰落，7是加法器，8是噪声，9是去循环前缀，10是快速傅立叶变换，11是信道估计，12是信号补偿，13是去导引符号。

图2是本发明的一种获取最优导引符号功率的方法流程示意图

图3是本发明用COSSAP仿真得出的性能比较图。

具体实施方式

第一步，在采用16QAM调制的OFDM系统中(即M＝16)，选取信道为M.1225Vehicular ChannelA，每一径的幅度是瑞利分布的，选用三径信道(即L＝3)，每一径的功率谱为Classic谱。设定载波频率为2GHz，信号带宽为20MHz，子载波数N＝4096，则符号周期为200μs，保护间隔取50μs，导引符号在频域和时域上的间隔都为4(即D_t＝D_f＝4)。另外，设定信道的信噪比为：E_b/N₀＝12dB。

第二步，设定内插滤波器深度为3(即，Q＝P＝3)，由上一步前面给出系统参数和下面所示sinc函数：

$f_p^l=\sin c(\frac{l}{D_t}-p)---\left(3\right)$

$g_q^k=\sin c(\frac{k}{D_f}-q)$

可以确定出采用sinc内插法的内插系数f_p ^l和g_q ^k。其中，l表示时间指标，k表示频率指标。

第三步，根据前面得出的结果以及给定的信道特性，就可以求出在本系统中的最优功率比：ρ＝1.5。

第四步，将ρ＝1.5以及ρ≠1.5的其它情况进行仿真，得出了不同ρ条件下的性能比较图(如图3所示)。从图中可以看出，在发射总功率一定的条件下，只有当ρ＝1.5时，系统的误比特率(BER)最小，即系统的性能最优。

可见，使用本发明给出的最优导引符号与数据符号的功率比值来设计导引符号，可以优化自适应OFDM系统的性能。

Claims (2)

1、一种获取最优导引符号功率的方法，其特征是采用下面的步骤：

第一步，求出信噪比γ_b∶γ_b＝E_bσ²/N₀，其中，E_b表示发射信号每比特的能量，N₀表示信道的高斯自噪声的单边功率谱密度， ${\mathrm{\σ}}^2=E\left[{\mathrm{\σ}}_i^2\right]$ 表示可分离的多径信号平均功率，其中σ_i ²表示可分离多径信号中第i径的能量；

第二步，求出导引信号通过衰落信道的衰落因子

其中，f_p ^l和g_q ^k表示内插器的内插系数，P，Q表示内插滤波器深度；确定内插滤波器系数，可以采用最优维纳内插方法，也可以采用sinc内插法，

第三步，求出子信道上数据符号的衰落估计的相关函数： ${\mathrm{\Π}}_i^0={\mathrm{\Π}}_i/{\mathrm{\σ}}_i^2$ 是归一化的相关值， ${\mathrm{\Π}}_i=\underset{q}{\mathrm{\Σ}}\underset{q^{\′}}{\mathrm{\Σ}}\underset{p}{\mathrm{\Σ}}\underset{p^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{g}_q^k{g}_{q^{\′}}^k{f}_p^l{f}_{p^{\′}}^l{R}^i({\mathrm{\τ}}_p,v_q)$ 是第i条子信道上的数据符号的衰落估计的相关函数， $R^i({\mathrm{\τ}}_p,v_q)={\mathrm{\σ}}_i^2{J}_o\left(2\mathrm{\π}{f}_{d}T{\mathrm{\τ}}_p\right)e^{-j2\mathrm{\π}{v}_{q}i/N}$ 是第i条移动无线子信道衰落的相关函数，τ_p＝(pD_t-l)N_t，ν_q＝(qD_f-k)，用向量表示为

其中，时频域上滤波器系数组成行向量 和

表示向量转置， $R_{\mathrm{\Φ}=D_f}^i$ 是第i条子信道在频域上Ф＝D_f时Rⁱ(Δ，Ф＝D_f)在时域上的相关矩阵；另外，f_d是最大多普勒频移，由基站和移动台相对移动速度V决定，J₀(·)表示第零阶贝塞尔函数；

第四步、利用上面的结果和公式(2)、(3)，就可以得到最优的导引符号功率与数据符号功率比值ρ：

首先，采用M-PSK调制的最优PDR为：

$\mathrm{\ρ}=\sqrt{\frac{({\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K+{\left(f_d{T}_s\right)}^2{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K+\mathrm{KL})(v{\left(f_d{T}_s\right)}^2{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K+\mathrm{vLK})}{L{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Π}}_i^0+L^{2}v}}---\left(2\right)$

然后，采用M-QAM调制的最优PDR为：

$\mathrm{\ρ}=\sqrt{\frac{\mathrm{vL}{K}^2+(v{\left(f_d{T}_s\right)}^2+v){\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K}{v+{\mathrm{\γ}}_b{\log }_2^{M}K\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Π}}_i^0}}---\left(3\right)$

其中，L表示瑞利衰落可分辨的多经数，由信道情况决定；K＝D_t×D_f-1，T_s是一个OFDM符号的周期，M表示调制阶数，M-PSK表示M阶相移健控，M-QAM表示M阶正交幅度调制；

第五步，利用第四步得到的导引符号功率与数据符号功率比值ρ和自适应OFDM系统已给出的数据符号功率值，就可以得到最优的导引符号功率值。

2、根据权利要求1所述的一种获取最优导引符号功率的方法，其特征是所述的信道为广义静态非相关散射(WSSUS)瑞利衰落信道，系统的时间和频率同步完全准确。

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