CN102780656A - 一种多符号子载波干扰消除联合信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多符号子载波干扰消除联合信道估计方法和装置，方法包括：利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵；利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵；根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。本发明建立了多径信道的时域模型，能够准确获得每个子载波信道频率响应，并有效消除子载波间干扰。

Description

一种多符号子载波干扰消除联合信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及时变信道下信道建模的方法，特别涉及多符号子载波干扰消除联合信道估计方法及其相关装置。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)是一种特殊的多载波调制技术，它能将高速数据流通过串并变换，变成低速并行数据流调制到相互正交的子载波上进行传输，所以，每个符号的持续时间增加，通过添加循环前缀(Cyclic Prefix-CP)，能够将信号和信道的线性卷积转换成为循环卷积，接收端采用一阶的频域均衡器，以消除抗符号间干扰(Inter-SymbolInterference-ISI)。从频域角度看，由于OFDM中子载波间隔小于信道的相干带宽，所以OFDM能够很好的对抗频率选择性衰落和窄带干扰，并且OFDM技术容易和多输入多输出(Multiple Input and Multiple Output——MIMO)相结合，采用功率分配和自适应调制技术，能够获得空间的分集和复用增益，最大程度满足信道容量传输的要求。所以OFDM技术已经成为无线局域网(Wireless LocalArea Network-WLAN)，WiMax(Worldwide Interoperability for MicrowaveAccess)和3GPP长期演进(LTE)的关键技术。

由于高速铁路建设将跨越平原、丘陵等地形，造成无线电波传播多径环境较为复杂。OFDM技术应用于高速铁路宽带无线接入，主要是考虑OFDM能够很好的对抗频率选择性衰落。多载波OFDM技术的信道估计，通常是在传输符号的频域或时域插入导频，在接收端使用插值完成信道估计。但是，常规信道估计方法在时变信道条件下存在精度和频带利用率不足的情况，所以，需要进一步研究信道估计方法，提高系统性能，减少信道估计开销。

子载波间干扰(Inter-Carrier Interference ICI)自消除方法，即在OFDM系统发射端，将信号进行特殊设计和编码，使其在时变信道条件下传输时，即使受到ICI干扰，在接收端进行特殊的译码处理，也可以较好的对抗子载波。经典ICI干扰自消除的主要思想是在发射端将调制数据以一定的加权系数映射到相邻的子载波上，使得ICI的影响最小；在接收端将以相应的加权系数进行叠加，进一步降低ICI的影响。通过相邻子载波上ICI的相互抵消，可大大提高系统的性能，但该方法缺点是频谱利用率仅50％，且系统采用差分调制方式，虽不需信道估计，但不能满足QAM等高阶调制要求，这些缺点不满足现代通信中的高效传输，制约了其在实际中的应用。

发明内容

本发明的目的在于提供一种多符号子载波干扰消除联合信道估计方法和装置，能更好地解决减少信道估计开销和消除OFDM中子载波间干扰的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种多符号子载波干扰消除联合信道估计方法，包括：

A)利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵；

B)利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵；

C)根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。

进一步地，所述步骤A)具体为：

将同一子载波P上相继接收的符号n的导频数据

和符号n+1的导频数据

进行减法运算，得到差值

利用所述差值得到多径信道的斜率矩阵 ${\tilde{C}}_1=\frac{1}{N+N_{\mathrm{cp}}}{\left(\mathrm{diag}\left(S^p\right)\right)}^{-1}{F}_L^{-1}(Y_{n+1}^p-Y_n^p);$

其中，N为快速傅立叶逆变换点数，N_cp为符号的循环前缀的长度，

是快速傅立叶变换矩阵的子矩阵的逆，(diag(S^p))^-1是本地导频信号S^p的对角矩阵的逆。

进一步地，若本地导频信号S^p采用二进制相移键控调制，则所述通过下式确定：

${\tilde{C}}_1=\frac{1}{N+N_{\mathrm{cp}}}{F}_L^{-1}(Y_{n+1}^p-Y_n^p)$

进一步地，所述步骤B)具体为：

将信道频响中包含的部分与本地导频信号S^p做乘法运算，并使用所述导频数据

与所述乘法运算结果做减法运算，得到消除

的导频数据

利用所述

得到多径信道的截距矩阵

进一步地，若本地导频信号S^p采用二进制相移键控调制，则所述

通过下式确定：

${\tilde{C}}_2=F_L^{-1}{Y}_n^{\′p}$

进一步地，所述多径信道的时域模型通过下式确定：

$h(n,l)=c_1^l\·n+c_2^l$

其中，n表示符号，0＜l≤L，L为可分辨多径的数目，符号n的时域模型包括L个斜率组成的斜率矩阵

和L个截距

组成的截距矩阵

进一步地，所述斜率矩阵

和所述截距矩阵

还用于消除接收数据中的子载波干扰。

进一步地，所述方法还包括：

利用得到的多径信道的时域模型，获得信道频率响应，并对信道进行均衡处理，得到每个子载波信道频率响应。

根据本发明的另一方面，提供了一种多符号子载波干扰消除联合信道估计装置，包括：

斜率矩阵生成模块，用于利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵；

截距矩阵生成模块，用于利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵；

模型生成模块，用于根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。

进一步地，所述多径信道的时域模型通过下式确定：

$h(n,l)=c_1^l\·n+c_2^l$

其中，n表示符号，0＜l≤L，L为可分辨多径的数目，符号n的时域模型包括L个斜率

组成的斜率矩阵

和L个截距

组成的截距矩阵

与现有技术相比较，本发明的有益效果在于：本发明提供了一种线性信道建模的方法，而且通过信道在一个符号周期内线性变化的情况下，采用了ICI消除联合信道估计的方法，在准确获取每个子载波信道响应的同时又可以有效的消除ICI。

附图说明

图1是本发明实施例提供的多符号子载波干扰消除联合信道估计方法流程图；

图2是本发明实施例提供的在归一化多普勒小于0.1时，信道随时间线性变化示意图；

图3是本发明实施例提供的OFDM导频结构图；

图4是本发明实施例提供的多符号子载波干扰消除联合信道估计装置。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细说明，应当理解，以下所说明的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

图1是本发明实施例提供的多符号子载波干扰消除联合信道估计方法流程图，如图1所示。本实施例中，首先对线性时变的多径信道时域模型的特性进行描述，然后基于所述模型对本发明的ICI消除联合信道估计方法进行描述。

本发明利用当归一化多普勒频偏f_N≤0.1时，时变多径信道的多径信道抽头在一个OFDM符号周期内满足呈线性变化的条件进行线性信道建模，如图2所示，变换后可得信道变化参数中斜率和截距的表达式，即当多径信道可建模成为线性时变信道，且接收端可获取信道可分辨多径数目L时，多径信道的时域模型可写成

其中，和

是当前符号抽头变化的斜率和截距。而多径信道的频域可以写成：

$Y\left[m\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[k\right]H_l^{m-k}{e}^{-j2\mathrm{\Πlk}/N}+W\left[m\right]$

$=X\left[m\right]\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{N-1}{2}{c}_1^l+c_2^l)e^{-j2\mathrm{\Πlm}/N}+\underset{\underset{k\≠m}{k=0}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[k\right]\left(\frac{-c_1^l}{1-e^{-j2\mathrm{\Π}(k-m)/N}}\right)e^{-j2\mathrm{\Πlk}/N}+W\left[m\right]$

其中，Y[m]表示第m子载波位置上的包含导频数据的接收数据，X[m]表示第m子载波位置上的发送数据，W[m]表示噪声部分，N表示为IFFT点数。

在如图3所示的新型OFDM符号导频结构下，假设多径信道的可分辨多径的数目(阶数)L为通信系统已知，在OFDM系统中，选用L个子载波为导频子载波，其余子载波用于承载数据。因此，由于阶数为L的线性时变的多径信道的未知参数为2L个(每条可分辨多径有斜率和截距两个参数)，从频域角度来看，L个本地导频信号S^p＝[S(0)，...，S(L-1)]^T和信道频响(包括ICI)的关系可以写成

其中，

通过多径信道时域模型变换到频域得到，是噪声部分，这里为了保证方程的个数和未知数个数的相同且都为2L。通过频域多符号联合信道估计，得到多径信道时变特性中的变化参数，变换到频域即为信道频率响应，接着进行均衡，此时即可以准确的获取每个子载波信道频率响应，又可消除ICI。

基于所述模型的ICI消除联合信道估计方法的步骤包括：

步骤101：利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵；

步骤102：利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵；

步骤103：根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。

所述步骤101具体为：将同一子载波P上相继接收的符号n的导频数据

和符号n+1的导频数据

进行减法运算，得到差值

其中，

和

表示为噪声部分。利用所述差值

得到多径信道的斜率矩阵

其中，N为快速傅立叶逆变换点数，N_cp为符号的循环前缀的长度，

是快速傅立叶变换矩阵的子矩阵的逆，(diag(S^p))^-1是本地导频信号S^p的对角矩阵的逆。

进一步地，若本地导频信号S^p采用二进制相移键控调制，则I＝diag(S^p)，所述

可以简化为

也就是说，利用信道响应的线性变化规律，计算每一条可分辨径的变换斜率

利用斜率矩阵

可以消除接收数据中的部分ICI。

所述步骤102具体为：将信道频响中包含的部分与本地导频信号S^p做乘法运算，并使用所述导频数据

与所述乘法运算结果做减法运算，得到消除

的导频数据

利用所述

得到多径信道的截距矩阵

也就是说，步骤102利用步骤101计算出的斜率矩阵

消除

中的斜率部分，然后利用消除斜率部分的

计算出消除斜率部分(消除部分ICI干扰)的导频数据

即消除导频数据

中的部分ICI干扰，其中，

然后利用所述

计算出可分辨径线性变化的截距矩阵

进一步地，若本地导频信号S^p采用二进制相移键控调制，则I＝diag(S^p)，所述可以简化为

利用截距矩阵

可以消除接收数据中剩余的ICI。

所述步骤103中，多径信道的时域模型通过公式

确定，其中，n表示符号，0＜l≤L，L为可分辨多径的数目，符号n的时域模型包括L个斜率

组成的斜率矩阵

和L个截距

组成的截距矩阵更进一步说，利用计算出来的斜率矩阵

和截距矩阵

可得到时变的多径信道的变化特征，将其进行傅里叶变换，即为信道频率响应，就可直接对信道进行均衡处理，此时即可以准确的获取每个子载波信道频响，同时有效的消除了ICI对接收数据的影响。

图4显示了本发明实施例提供的多符号子载波干扰消除联合信道估计装置，如图4所示，包括斜率矩阵生成模块、截距矩阵生成模块、模型生成模块，其中：

所述斜率矩阵生成模块用于利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵。也就是说，所述斜率矩阵生成模块利用信道响应的线性变化规律，计算可分辨径的斜率矩阵

其中，N为快速傅立叶逆变换点数，N_cp为符号的循环前缀的长度，

是快速傅立叶变换矩阵的子矩阵的逆，(diag(S^p))^-1是本地导频信号S^p的对角矩阵的逆，

和

是同一子载波P上相继接收的符号n的导频数据和符号n+1的导频数据。所述斜率矩阵生成模块利用其计算出的斜率矩阵

可以消除

对接收数据的影响，即消除部分ICI对接收数据的影响。

所述截距矩阵生成模块用于利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵。也就是说，所述斜率矩阵生成模块计算可分辨径线性变化的斜率矩阵

所述截距矩阵生成模块利用所述斜率矩阵生成模块计算出的

将信道频响中包含

的部分与本地导频信号S^p做乘法运算，并使用所述导频数据与所述乘法运算结果做减法运算，以便消除所述对导频数据

的影响，也就可以对导频数据

消除部分ICI，进一步利用消除部分ICI的导频数据

计算出可分辨径线性变化的截距矩阵

所述截距矩阵生成模块利用其计算出的截距矩阵可以消除对接收数据的影响，即消除剩余ICI对接收数据的影响。

所述模型生成模块用于根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。所述多径信道的时域模型通过下式确定：

$h(n,l)=c_1^l\·n+c_2^l$

其中，n表示符号，0＜l≤L，L为可分辨多径的数目，符号n的时域模型包括L个斜率组成的斜率矩阵

和L个截距

组成的截距矩阵

所述模型生成模块利用所述斜率矩阵生成模块计算出斜率矩阵

和所述截距矩阵生成模块计算出的截距矩阵得到时变的多径信道变化特征，即确定多径信道的时域模型。将其进行傅里叶变换，即为信道频率响应，就可直接进行多径信道均衡，此时即可以准确的获取每个子载波信道频响，又有效的消除了ICI对接收数据的影响。

尽管上文对本发明进行了详细说明，但是本发明不限于此，本技术领域技术人员可以根据本发明的原理进行各种修改。因此，凡按照本发明原理所作的修改，都应当理解为落入本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种多符号子载波干扰消除联合信道估计方法，其特征在于，包括：

A)利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵；

B)利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵；

C)根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。

2.根据权利要求1所述的多符号子载波干扰消除联合信道估计方法，其特征在于，所述步骤A)具体为：

将同一子载波P上相继接收的符号n的导频数据

和符号n+1的导频数据进行减法运算，得到差值

利用所述差值

得到多径信道的斜率矩阵 ${\tilde{C}}_1=\frac{1}{N+N_{\mathrm{cp}}}{\left(\mathrm{diag}\left(S^p\right)\right)}^{-1}{F}_L^{-1}(Y_{n+1}^p-Y_n^p);$

其中，N为快速傅立叶逆变换点数，N_cp为符号的循环前缀的长度，是快速傅立叶变换矩阵的子矩阵的逆，(diag(S^p))^-1是本地导频信号S^p的对角矩阵的逆。

3.根据权利要求2所述的多符号子载波干扰消除联合信道估计方法，其特征在于，若本地导频信号S^p采用二进制相移键控调制，则所述

通过下式确定：

${\tilde{C}}_1=\frac{1}{N+N_{\mathrm{cp}}}{F}_L^{-1}(Y_{n+1}^p-Y_n^p)$

4.根据权利要求1所述的多符号子载波干扰消除联合信道估计方法，其特征在于，所述步骤B)具体为：

将信道频响中包含

的部分与本地导频信号S^p做乘法运算，并使用所述导频数据与所述乘法运算结果做减法运算，得到消除

的导频数据

利用所述

得到多径信道的截距矩阵

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，若本地导频信号S^p采用二进制相移键控调制，则所述

通过下式确定：

${\tilde{C}}_2=F_L^{-1}{Y}_n^{\′p}$

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多径信道的时域模型通过下式确定：

$h(n,l)=c_1^l\·n+c_2^l$

其中，n表示符号，0＜l≤L，L为可分辨多径的数目，符号n的时域模型包括L个斜率组成的斜率矩阵

和L个截距

组成的截距矩阵

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述斜率矩阵和所述截距矩阵还用于消除接收数据中的子载波干扰。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

利用得到的多径信道的时域模型，获得信道频率响应，并对信道进行均衡处理，得到每个子载波信道频率响应。

9.一种多符号子载波干扰消除联合信道估计装置，其特征在于，包括：

斜率矩阵生成模块，用于利用同一子载波上相继接收的两个导频数据，得到多径信道的斜率矩阵；

截距矩阵生成模块，用于利用消除了所述斜率矩阵的导频数据，得到多径信道的截距矩阵；

模型生成模块，用于根据所述斜率矩阵和所述截距矩阵，确定用于信道估计的多径信道的时域模型。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述多径信道的时域模型通过下式确定：

$h(n,l)=c_1^l\·n+c_2^l$

其中，n表示符号，0＜l≤L，L为可分辨多径的数目，符号n的时域模型包括L个斜率

组成的斜率矩阵和L个截距

组成的截距矩阵

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