CN101355541B - 快变信道条件下正交频分复用系统中分块均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种快变信道条件下的正交频分复用(OFDM)系统中分块均衡方法。在发送端，经循环冗余编码后的比特信号经信道编码、交织、符号映射、串并变换和IFFT变换成时域信号，然后经并串变换和插入循环前缀，发送到无线信道。在接收端，利用传统的一阶频域均衡器均衡接收信号，经并串变换、解映射、解交织和信道译码后，对信号估值进行校验。若校验正确，则输出。若校验不正确，则进行分块均衡，先重构时域OFDM发送信号，再将接收到的时域OFDM符号分成多个等长的接收信号子块，利用时域OFDM重构信号进行循环重构和干扰消除，最后对每个子块进行频域均衡，合并各子块的均衡估值得到分块均衡输出，作为并串变换的输入。

Description

快变信道条件下正交频分复用系统中分块均衡方法

技术领域

本发明属于正交频分复用(OFDM)移动通信技术领域。

背景技术

正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术由于其频谱利用率高、实现复杂度低等原因越来越受到人们的关注。自20世纪80年代以来，OFDM技术不但在广播式数字音频和视频领域中得到广泛的应用，而且已经成为无线局域网标准的一部分。随着人们对通信数据化、宽带化、个人化和移动化需求的增强，OFDM技术已经在许多高速信息传输领域得到应用。目前，人们正在考虑在未来的下一代无线蜂窝移动通信系统中使用OFDM技术。然而工作于高载频、高移动速率条件下的OFDM移动系统必将导致信道同时存在时域选择性和频域选择性，即双选择性。在这种情况下，信道的快速时变破坏了子载波间的正交性，从而导致载间干扰(ICI)，传统的一阶均衡器均衡性能受到影响，甚至无法工作，因此快变信道下OFDM系统的均衡技术成为当前研究的热点。

为了提高频域均衡器在时变信道环境中工作的鲁棒性，可以将CDMA系统多用户检测的干扰抵消技术与频域均衡技术相结合，利用迭代检测的手段来减少ICI对频域均衡器的影响。如Wesheng Hou等人在《IEEE Trans.On WirelessCommunications》vol.4，no.5，pp.2100-2110，September 2005发表了”ICICancellation for OFDM Communication Systems in Time-Varing MultipathFading Channels”(IEEE无线通信学报2005年9月，第4卷，第5期，2100到2110页，时变多径衰落信道下OFDM通信系统中载间干扰消除)。但是这种方法引入干扰抵消将给系统带来较大的处理时延，同时它的性能与频域均衡器初级检测的性能密切相关，而且存在差错传播问题。另一种方法是将用于提高当收发信机存在载波频偏时工作性能的的自干扰抵消技术用于时变信道下OFDM系统均衡，如Yuping Zhao等人在《IEEE Trans.On Communications》vol.49，no.7，pp.1185-1191，July 2001发表了”Intercarrier Interference Self-CancellationScheme for OFDM Mobile Communication Systems”(IEEE通信学报2001年7月，第49卷，第7期，1185到1191页，移动OFDM通信系统中载间干扰自消除方法)。但该方法需要在发送端进行特殊的预编码，降低了系统的频带利用率。另外，Philip Schniter在《IEEE Trans.On Signal Processing》vol.52，no.4，pp.1002-1011，April 2004发表了“Low-Complexity Equalization of OFDM inDoubly Selective Channels”(IEEE信号处理学报2004年4月，第52卷，第4期，1002到1011页，双选择性信道下OFDM低复杂度均衡)，该方法先利用时域加窗对时变信道进行滤波，在利用迭代MMSE估计信号，其缺点是需要精确地知道信道的统计信息和每个时刻点的信道状态信息，这对于实际OFDM系统的信道估计器来说是不易实现的。Li Wei等人提出在单载波频域均衡系统和OFDM系统中利用分块频域均衡的方法对抗时变信道，但该方法简单地将接收信号分成多个子块进行处理，没有考虑子块间干扰问题，导致均衡性能下降。

发明内容

本发明的目的是提出一种快变信道条件下的正交频分复用系统中分块均衡方法和装置，以降低由于信道的时变性带来的系统性能损失。

本发明通过如下技术方案实现：

1、一种快变信道条件下的正交频分复用系统中分块均衡方法，其特征在于：

在发送端，经循环冗余编码后的比特信号流b(n)经信道编码、交织、符号映射和串并变换后构成频域正交频分复用信号，第i个频域正交频分复用发送信号表示为s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]^T，N为子载波数，s(i)经逆快速傅立叶变换成时域正交频分复用发送信号

后，插入长度为G的循环前缀，并经并串变换后发送到无线信道；

在接收端，第一步：经去循环前缀、串并变换后，第i个时域正交频分复用接收符号 $\tilde{r}\left(i\right)={[\tilde{r}(i,0),\tilde{r}(i,1),...,\tilde{r}(i,N-1)]}^T$ 可以表示为：

$\tilde{r}\left(i\right)=H_t^i\tilde{s}\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)=H_t^i{F}^{H}s\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)$

这里是信道矩阵，表示功率为σ²的高斯白噪声向量，F表示傅立叶变换矩阵，()^H表示共轭转置操作，为了进行一阶频域均衡器均衡，先将信道假设为准静止的，即在1个OFDM符号传输时间内信道的变化可以忽略，多径信道建模成具有L-1阶时不变有限冲击响应的FIR滤波器，用h_l(i)表示第l阶冲击响应，

此时是一个循环卷积矩阵，可以表示为

$H_t^i=F^H{\mathrm{\Λ}}^{i}F$

这里Λⁱ是对角矩阵，

经快速傅立叶变换成频域正交频分复用接收符号

利用一阶频域均衡器均衡频域正交频分复用接收符号r(i)，均衡器输出的频域正交频分复用信号估计值

可以表示为：

$\hat{s}\left(i\right)={\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}{({\mathrm{\Λ}}^i{\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}r\left(i\right)$

其中I是N×N的单位矩阵，

经并串变换，解映射，交织，译码得到发送端比特信号流的估计值

第二步：对得到的发送端比特信号估计值进行循环冗余校验，若循环冗余校验正确，则输出；若循环冗余校验不正确，则进行分块均衡，将分块均衡的输出作为第一步中并串变换的输入，

上述的分块均衡方法可以表示如下：

a.将第一步中得到的发送端比特信号流的估计值

进行与发送端相同的信道编码、交织、符号映射、串并变换、逆快速傅立叶变换后，得到时域正交频分复用重构信号 ${\tilde{s}}^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}^{\′}(i,0),{\tilde{s}}^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,N-1)]}^T,$

b.将每个接收到的时域正交频分复用符号

划分成M个等长的接收信号子块，子块数M满足：

且是2的整数次幂，这里

表示向下取整操作，每个子块的长度为T＝N/M，T＞L，第k个子块可以表示为 ${\tilde{r}}_k\left(i\right)={[{\tilde{r}}_k(i,0),{\tilde{r}}_k(i,1),...,{\tilde{r}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{r}(i,\mathrm{kT}),\tilde{r}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{r}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ k∈{0，M-1}，在每个子块传输的时间内，认为无线信道的时变可以忽略，即

n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈{0，L-1}，

是第k个子块传输的时间的信道第l阶冲击响应，此时

可以表示为

${\tilde{r}}_k\left(i\right)=H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

这里 ${\tilde{s}}_k\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k(i,0),{\tilde{s}}_k(i,1),...,{\tilde{s}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{s}(i,\mathrm{kT}),\tilde{s}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{s}(i,(k+1)T-1)]}^T,$

表征了第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰，

将重构的时域发送信号

等分成长度为T的子块 ${\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k^{\′}(i,0),{\tilde{s}}_k^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}_k^{\′}(i,T-1)]}^T={[{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}),{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}+1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ 利用

消除第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰，

${\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k\left(i\right)-H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

并进行循环重构，保证了信道矩阵的循环特性，抑制载间干扰，

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

若不考虑重构引起的误差，即

则

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)=H_{k,\mathrm{cir}}^{\′}{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

循环卷积矩阵H′_k，cir＝H_k+H′_k是第k个子块对应的信道矩阵，

c.在消除子块间串扰和重构循环前缀基础上对每个接收子块，先进行快速傅立叶变换，其快速傅立叶变换的长度与子块长度一致，再利用一阶频域均衡器均衡每个接收子块，均衡后的每个子块的均衡估值经逆快速傅立叶变换，得到每个子块的时域均衡估计值，第k个子块的时域均衡估计值表示为

${\hat{\tilde{s}}}_k\left(i\right)=F^H({\mathrm{\Λ}}_k^i{\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}_w^2{I}_T){\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}F{\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)$

其中对角矩阵

d.最后对每个子块的均衡估计值进行合并，每个子块的时域均衡估计值，按照分块的顺序组合成一个长度为N符号

经快速傅立叶变换后得到分块频域均衡方法的输出

即是发送的频域正交频分复用信号的估计值。

本发明的优点：

(1)本发明提出了一种快变信道条件下正交频分复用系统中分块均衡算法，降低了由于信道时变引起的载间干扰的影响，方法简单易行，且通用性强，可用于任意OFDM系统；

(2)本发明的分块均衡算法随着信道时变程度的增加，优势更加明显。

(3)本发明的分块均衡算法不需要知道整个OFDM符号传输时间内所有时刻的信道参数，降低了系统信道估计器的复杂度，实用性强。

(4)本发明将利用重构信号子块，消除每个接收信号子块中由前一个信号子块引起的子块间串扰，并构成当前接收信号子块的循环前缀，进而保证其信道矩阵的循环特性并抑制残余载间干扰，提高了均衡性能。

附图说明

图1OFDM系统发送端框图

图2基于分块均衡的OFDM系统接收端框图

图3是接收端分块处理示意图

图4是归一化多普勒频移为f_N＝0.0124时三种均衡方法的误比特率比较图

图5是归一化多普勒频移为f_N＝0.05时三种均衡方法的误比特率比较图

图6是归一化多普勒频移为f_N＝0.1时三种均衡方法的误比特率比较图

具体实施方式

1、一种快变信道条件下的正交频分复用系统中分块均衡方法，其特征在于：

在发送端，经循环冗余编码后的比特信号流b(n)经信道编码、交织、符号映射和串并变换后构成频域正交频分复用信号，第i个频域正交频分复用发送信号表示为s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]^T，N为子载波数，s(i)经逆快速傅立叶变换成时域正交频分复用发送信号

后，插入长度为G的循环前缀，并经并串变换后发送到无线信道；

在接收端，第一步：经去循环前缀、串并变换后，第i个时域正交频分复用接收符号 $\tilde{r}\left(i\right)={[\tilde{r}(i,0),\tilde{r}(i,1),...,\tilde{r}(i,N-1)]}^T$ 可以表示为：

$\tilde{r}\left(i\right)=H_t^i\tilde{s}\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)=H_t^i{F}^{H}s\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)$

这里

是信道矩阵，

表示功率为σ²的高斯白噪声向量，F表示傅立叶变换矩阵，()^H表示共轭转置操作，为了进行一阶频域均衡器均衡，先将信道假设为准静止的，即在1个OFDM符号传输时间内信道的变化可以忽略，多径信道建模成具有L-1阶时不变有限冲击响应的FIR滤波器，用h_l(i)表示第l阶冲击响应，

此时

是一个循环卷积矩阵，可以表示为

$H_t^i=F^H{\mathrm{\Λ}}^{i}F$

这里Λⁱ是对角矩阵，

经快速傅立叶变换成频域正交频分复用接收符号

利用一阶频域均衡器均衡频域正交频分复用接收符号r(i)，均衡器输出的频域正交频分复用信号估计值

可以表示为：

$\hat{s}\left(i\right)={\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}{({\mathrm{\Λ}}^i{\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}r\left(i\right)$

其中I是N×N的单位矩阵，

经并串变换，解映射，交织，译码得到发送端比特信号流的估计值

第二步：对得到的发送端比特信号估计值

进行循环冗余校验，若循环冗余校验正确，则输出；若循环冗余校验不正确，则进行分块均衡，将分块均衡的输出作为第一步中并串变换的输入，

上述的分块均衡方法可以表示如下：

a.将第一步中得到的发送端比特信号流的估计值

进行与发送端相同的信道编码、交织、符号映射、串并变换、逆快速傅立叶变换后，得到时域正交频分复用重构信号 ${\tilde{s}}^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}^{\′}(i,0),{\tilde{s}}^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,N-1)]}^T,$

b.将每个接收到的时域正交频分复用符号

划分成M个等长的接收信号子块，子块数M满足：

且是2的整数次幂，这里表示向下取整操作，每个子块的长度为T＝N/M，T＞L，第k个子块可以表示为 ${\tilde{r}}_k\left(i\right)={[{\tilde{r}}_k(i,0),{\tilde{r}}_k(i,1),...,{\tilde{r}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{r}(i,\mathrm{kT}),\tilde{r}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{r}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ k∈{0，M-1}，在每个子块传输的时间内，认为无线信道的时变可以忽略，即

n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈{0，L-1}，

是第k个子块传输的时间的信道第l阶冲击响应，此时

可以表示为

${\tilde{r}}_k\left(i\right)=H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

这里 ${\tilde{s}}_k\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k(i,0),{\tilde{s}}_k(i,1),...,{\tilde{s}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{s}(i,\mathrm{kT}),\tilde{s}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{s}(i,(k+1)T-1)]}^T,$

表征了第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰，

将重构的时域发送信号

等分成长度为T的子块 ${\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k^{\′}(i,0),{\tilde{s}}_k^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}_k^{\′}(i,T-1)]}^T={[{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}),{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}+1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ 利用

消除第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰，

${\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k\left(i\right)-H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

并进行循环重构，保证了信道矩阵的循环特性，抑制载间干扰，

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

若不考虑重构引起的误差，即

则

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)=H_{k,\mathrm{cir}}^{\′}{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

循环卷积矩阵H′_k，cir＝H_k+H′_k是第k个子块对应的信道矩阵，

c.在消除子块间串扰和重构循环前缀基础上对每个接收子块，先进行快速傅立叶变换，其快速傅立叶变换的长度与子块长度一致，再利用一阶频域均衡器均衡每个接收子块，均衡后的每个子块的均衡估值经逆快速傅立叶变换，得到每个子块的时域均衡估计值，第k个子块的时域均衡估计值可以表示为

${\hat{\tilde{s}}}_k\left(i\right)=F^H({\mathrm{\Λ}}_k^i{\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}_w^2{I}_T){\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}F{\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)$

其中对角矩阵

d.最后对每个子块的均衡估计值进行合并，每个子块的时域均衡估计值，按照分块的顺序组合成一个长度为N符号

经快速傅立叶变换后得到分块频域均衡方法的输出

即是发送的频域正交频分复用信号的估计值。

下面结合附图对本发明做进一步描述，以使本发明的目的，特征和优点更清楚。

考虑子载波数为N，循环前缀CP(cyclic prefix)为G的CP-OFDM系统。如图1所示，在发送端，经循环冗余编码后的比特流b(n)经信道编码，交织，符号映射，串并变换后形成大小为N的分组，第i个分组表示为s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]^T。向量s(i)经N点IFFT调制，变换成时域向量

后，再插入长度为G的循环前缀CP，经并串变换后送入无线信道。

如图2所示，在接收端，接收到的时域信号首先去除CP，经串并变换，接收到的第i个OFDM符号

可以表示为：

$\tilde{r}\left(i\right)=H_t^i\tilde{s}\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)=H_t^i{F}^{H}s\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)---\left(1\right)$

这里

表示功率为σ²的高斯白噪声向量，F表示FFT矩阵，()^H表示共轭转置操作。

若信道假设为准静止的，即在1个OFDM符号传输时间内信道的变化可以忽略，多径信道建模成具有L-1阶时不变有限冲击响应的FIR滤波器，用h_l(i)表示第l阶冲击响应。

则就是一个循环卷积矩阵，可以表示为

$H_t^i=F^H{\mathrm{\Λ}}^{i}F$

这里Λⁱ是对角矩阵。因此在接收端，发送信号可以利用简单的一阶均衡器进行检测：

$\hat{s}\left(i\right)={\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}{({\mathrm{\Λ}}^i{\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}\mathrm{Fr}\left(i\right)---\left(2\right)$

其中I是N×N的单位矩阵。

然而，在快变信道条件下，在1个OFDM符号传输时间内信道的变化不可忽略，导致了载间干扰(ICI)。此时将多径信道建模成具有时变冲击响应的L-1阶有限FIR滤波器，用h_n，l(i)表示时刻n的第l阶冲击响应，因此

此时，

$H_t^i={\mathrm{FH}}_f^i{F}^H$

这里

不是对角矩阵，

中非对角线上的元素导致了载间干扰(inter-carrier interference，ICI)，此时传统的一阶均衡器的均衡性能必然受到影响。提出的一些均衡算法可以减轻或消除信道ICI的影响，但不可避免的带来信号格式的改变、运算复杂度的增加、传输效率的降低等不利因素。

在实际系统中，信道是时变的显著程度和观察时间的长度有关。虽然，对于高速移动OFDM系统来说，在1个OFDM符号间隔内信道时变是不可忽略的，但若将1个OFDM符号分成若干个子块分别进行均衡，则对于每个子块经历的时间隔内信道的时变可能是很小的，甚至可以忽略。基于这种思想，本发明提出了一种快变信道条件下的正交频分复用系统中分块均衡方法

如图2所示，在接收端先进行与传统OFDM系统解调相同的过程进行初始估计。

经FFT变换到频域，频域OFDM符号表示为r(i)。在按式(2)进行频域一阶均衡后，得到发生信号s(i)的估计

经并串变换，解映射，交织，译码得到发送端比特信号估计值

后，进行循环冗余校验。如果循环冗余校验正确，则输出；否则，则进行分块均衡。

在分块均衡之前，先利用译码得到

进行与发送端相同的信道编码、交织、符号映射、串并变换、逆快速傅立叶变换后，得到时域正交频分复用重构信号 ${\tilde{s}}^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}^{\′}(i,0),{\tilde{s}}^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,N-1)]}^T.$

如图3所示，将每个接收到的时域正交频分复用符号

划分成M个等长的接收信号子块，子块数M满足：

且是2的整数次幂，这里

表示向下取整操作，每个子块的长度为T＝N/M，T＞L，第i个OFDM符号的第k个子块 ${\tilde{r}}_k\left(i\right)={[{\tilde{r}}_k(i,0),{\tilde{r}}_k(i,1),...,{\tilde{r}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{r}(i,\mathrm{kT}),\tilde{r}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{r}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ k∈{0，M-1}。在每个子块传输的时间内，认为无线信道的时变可以忽略，即

n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈{0，L-1}，

是第k个子块传输的时间的信道第l阶冲击响应，

可以表示为，

${\tilde{r}}_k\left(i\right)=H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)---\left(3\right)$

这里s_k(i)＝[s_k(i，1)，s_k(i，2)，…，s_k(i，T)]^T，

${\tilde{w}}_k\left(i\right)={[{\tilde{w}}_k(i,1),{\tilde{w}}_k(i,2),...,{\tilde{w}}_k(i,T)]}^T.$

式(3)中

表征了前一个信号子块对当前子块引起的子块间串扰。LiWei等人提出的分块频域均衡方法，不仅没有考虑

的影响，而且简单地将H_k等同为循环卷积矩阵，其均衡方法在频域造成较大的载间干扰，导致均衡性能下降。本发明利用

对

进行循环重构，既解决子块间串扰问题，又保证了信道矩阵的循环特性，抑制载间干扰，明显提高了均衡性能。

将重构的时域发送信号

等分成长度为T的子块 ${\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k^{\′}(i,0),{\tilde{s}}_k^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}_k^{\′}(i,T-1)]}^T={[{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}),{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}+1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ 利用

消除第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰，

${\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k\left(i\right)-H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)---\left(4\right)$

并进行循环重构，保证了信道矩阵的循环特性，抑制载间干扰，

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)---\left(5\right)$

若不考虑重构引起的误差，即则

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)=H_{k,\mathrm{cir}}^{\′}{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)---\left(6\right)$

这里循环卷积矩阵H′_k，cir＝H_k+H′_k是第k个子块对应的信道矩阵。在消除子块间串扰和重构循环前缀基础上对每个接收子块，先进行快速傅立叶变换，其快速傅立叶变换的长度与子块长度一致，再利用一阶频域均衡器均衡每个接收子块，均衡后的每个子块的均衡估值经逆快速傅立叶变换，得到每个子块的时域均衡估计值，第k个子块的时域均衡估计值可以表示为

${\hat{\tilde{s}}}_k\left(i\right)=F^H({\mathrm{\Λ}}_k^i{\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}_w^2{I}_T){\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}F{\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)$

其中对角矩阵

合并每个子块估计则第i个OFDM时域发送符号的估计

经FFT变换到频域，得到第i个OFDM符号的分块频域均衡方法的输出

经解映射，解交织和译码后，进行循环冗余校验。如果循环冗余正确，则输出；否则，再次进行分块均衡过程。

本发明的出发点是在1个OFDM符号间隔内信道时变是不可忽略的，但若将1个OFDM符号分成若干个子块分别进行均衡，则对于每个子块经历的时间隔内信道的时变可能是很小的，甚至可以忽略。因此要保证每个子块经历的时间隔内信道的时变可以忽略，必须适当的选择分块数M的大小。M愈大，则每个子块越小，因此每个子块经历的时间隔内信道的时变越小。然而，为了消除子块间串扰，M的选择必须保证子块长度T＞L。而且由于每个子块在均衡前都需要进行循环重构，因此分块数M大小的选择也要考虑由于循环重构造成的差错传播和系统运算复杂度的影响。同时，在实现时为了减低复杂度，每个子块的时频域变换通常是用快速傅立叶变换(FFT)实现的，因此子块长度T应为2的整数次幂。因此子块数M需要满足：

且是2的整数次幂，这里表示向下取整操作，每个子块的长度为T＝N/M，T＞L，对于N＝1024系统选择M＝8，N＝256系统选择M＝4是比较理想的。

下面以WiMAX(IEEE802.16)系统为例，进一步说明提出的分块均衡算法。其子载波数为M＝256。系统的工作频率为f_c＝3.5GHz，采样频率为f_s＝2MHz，CP长度为8；信道模型采用IEEE802.16工作组建议的修改的斯坦福大学中间信道模型第三种模型(SUI3)，最大时延扩展为1μs，共有3径，时延分别是0μs，0.5μs，1μs，3径的平均功率分别为0dB，-5dB，-10dB。定义归一化多普勒频移为

这里v是通信终端的移动速度，c是光速。考虑到由于循环重构造成的差错传播和系统运算复杂度的影响，选择分块数目为M＝4。

图4、5和6显示了移动终端在不同的移动速度下，传统一阶均衡、Li Wei的分块频域均衡方法和本发明提出了分块均衡算法的误比特率性能比较。

如图4所示，移动终端移动速度为30km/h，此时对应的归一化多普勒频移为0.0124。从图中可以看出，在低速移动环境下，多普勒频移较小，信道的时变程度不明显，Li Wei的分块频域均衡方法由于没有考虑子块间干扰，影响了均衡性能，其误比特率性能甚至比传统一阶均衡器稍差。而本发明提出的分块均衡算法解决子块间串扰问题，又保证了信道矩阵的循环特性，抑制载间干扰，明显提高了均衡性能，在误比特率为10^-2时，与传统一阶均衡器相比，获得了约2dB的增益。

在低速移动环境下，多普勒频移比较小，信道的时变程度不明显，因此提出的分块均衡算法优势不明显。

如图5所示，移动终端移动速度为120km/h，此时对应的归一化多普勒频移约为0.05。从图中可以看出，由于移动速度增大，信道的时变程度比较明显，因此传统一阶均衡器性能降低，而且在信噪比高于20dB后出现了误码平层。本发明提出的分块均衡算法的均衡性能明显优于传统一阶均衡器性能，而且在误比特率为10^-2时，与Li Wei的分块频域均衡方法相比也有5dB的增益。

如图6所示，移动终端移动速度为250km/h，此时对应的归一化多普勒频移约为0.1。从图中可以看出，由于移动速度进一步增大，信道的时变程度加剧，因此传统一阶均衡器性能进一步降低，而且在信噪比高于15dB后就出现了误码平层。此时Li Wei的分块频域均衡方法均衡性能也有所降低，而本发明提出的分块均衡算法的均衡性能仍能在信噪比为21dB时误比特率达到10^-2，明显优于Li Wei的分块频域均衡方法。

Claims (1)

1.一种快变信道条件下的正交频分复用系统中分块均衡方法，其特征在于：

在发送端，经循环冗余编码后的比特信号流b(n)经信道编码、交织、符号映射和串并变换后构成频域正交频分复用信号，第i个频域正交频分复用发送信号表示为s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]^T，N为子载波数，s(i)经逆快速傅立叶变换成时域正交频分复用发送信号

后，插入长度为G的循环前缀，并经并串变换后发送到无线信道；

在接收端，第一步：经去循环前缀、串并变换后，第i个时域正交频分复用接收符号 $\tilde{r}\left(i\right)={[\tilde{r}(i,0),\tilde{r}(i,1),...,\tilde{r}(i,N-1)]}^T$ 可以表示为：

$\tilde{r}\left(i\right)=H_t^i\tilde{s}\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)=H_t^i{F}^{H}s\left(i\right)+\tilde{w}\left(i\right)$

这里

是信道矩阵，

表示功率为σ²的高斯白噪声向量，F表示傅立叶变换矩阵，()^H表示共轭转置操作，为了进行一阶频域均衡器均衡，先将信道假设为准静止的，即在1个OFDM符号传输时间内信道的变化可以忽略，多径信道建模成具有L-1阶时不变有限冲击响应的FIR滤波器，用h_l(i)表示第l阶冲击响应；

此时是一个循环卷积矩阵，可以表示为

$H_t^i=F^H{\mathrm{\Λ}}^{i}F$

这里Λⁱ是对角矩阵，

经快速傅立叶变换成频域正交频分复用接收符号

利用一阶频域均衡器均衡频域正交频分复用接收符号r(i)，均衡器输出的频域正交频分复用信号估计值

可以表示为：

$\hat{s}\left(i\right)={\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}{({\mathrm{\Λ}}^i{\mathrm{\Λ}}^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}r\left(i\right)$

其中I是N×N的单位矩阵，

经并串变换，解映射，交织，译码得到发送端比特信号流的估计值

第二步：对得到的发送端比特信号估计值

进行循环冗余校验，若循环冗余校验正确，则输出；若循环冗余校验不正确，则进行分块均衡，将分块均衡的输出作为第一步中并串变换的输入，

上述的分块均衡方法可以表示如下：

a.将第一步中得到的发送端比特信号流的估计值

进行与发送端相同的信道编码、交织、符号映射、串并变换、逆快速傅立叶变换后，得到时域正交频分复用重构信号

b.将每个接收到的时域正交频分复用符号

划分成M个等长的接收信号子块，子块数M满足：

且是2的整数次幂，这里

表示向下取整操作，每个子块的长度为T＝N/M，T＞L，第k个子块可以表示为 ${\tilde{r}}_k\left(i\right)={[{\tilde{r}}_k(i,0),{\tilde{r}}_k(i,1),...,{\tilde{r}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{r}(i,\mathrm{kT}),\tilde{r}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{r}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ k∈{0，M-1}，在每个子块传输的时间内，认为无线信道的时变可以忽略，即

n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈{0，L-1}，

是第k个子块传输的时间的信道第l阶冲击响应此时

可以表示为

${\tilde{r}}_k\left(i\right)=H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

这里 ${\tilde{s}}_k\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k(i,0),{\tilde{s}}_k(i,1),...,{\tilde{s}}_k(i,T-1)]}^T={[\tilde{s}(i,\mathrm{kT}),\tilde{s}(i,\mathrm{kT}+1),...,\tilde{s}(i,(k+1)T-1)]}^T,$

表征了第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰；

将重构的时域发送信号

等分成长度为T的子块 ${\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)={[{\tilde{s}}_k^{\′}(i,0),{\tilde{s}}_k^{\′}(i,1),...,{\tilde{s}}_k^{\′}(i,T-1)]}^T={[{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}),{\tilde{s}}^{\′}(i,\mathrm{kT}+1),...,{\tilde{s}}^{\′}(i,(k+1)T-1)]}^T,$ 利用消除第k-1个信号子块对当前第k个子块引起的子块间串扰，

${\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k\left(i\right)-H_k^{\′}{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

并进行循环重构，保证了信道矩阵的循环特性，抑制载间干扰，

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)={\tilde{r}}_k^{\′}\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)=H_k^{\′}({\tilde{s}}_{k-1}\left(i\right)-{\tilde{s}}_{k-1}^{\′}\left(i\right))+H_k{\tilde{s}}_k\left(i\right)+H_k^{\′}{\tilde{s}}_k^{\′}\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

若不考虑重构引起的误差，即

则

${\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)=H_{k,\mathrm{cir}}^{\′}{\tilde{s}}_k\left(i\right)+{\tilde{w}}_k\left(i\right)$

循环卷积矩阵H′_k，cir＝H_k+H′_k是第k个子块对应的信道矩阵，

c.在消除子块间串扰和重构循环前缀基础上对每个接收子块，先进行快速傅立叶变换，其快速傅立叶变换的长度与子块长度一致，再利用一阶频域均衡器均衡每个接收子块，均衡后的每个子块的均衡估值经逆快速傅立叶变换，得到每个子块的时域均衡估计值，第k个子块的时域均衡估计值表示为

${\hat{\tilde{s}}}_k\left(i\right)=F^H({\mathrm{\Λ}}_k^i{\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}+{\mathrm{\σ}}_w^2{I}_T){\mathrm{\Λ}}_k^{\mathrm{iH}}F{\tilde{r}}_k^{\′\′}\left(i\right)$

其中对角矩阵

d.最后对每个子块的均衡估计值进行合并，每个子块的时域均衡估计值，按照分块的顺序组合成一个长度为N符号

经快速傅立叶变换后得到分块频域均衡方法的输出即是发送的频域正交频分复用信号的估计值。

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