CN1625060A - 发射机 - Google Patents
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Abstract
将调制信号中的振幅分量和相位分量分别输入到高频功率放大器的高频输入端子和电源端子，从高频功率放大器的输出得到原来的调制波。利用输出检测部检测高频功率放大器的输出，利用选择器从预先在各种温度环境下测定并保存的修正数据表中选择对最接近该检测电压的检测电压的修正数据，并利用相位振幅修正装置进行振幅分量和相位分量的修正。因此，可以进行不会发生频谱劣化的EER动作。
Description
技术领域
本发明涉及无线发射机。
背景技术
一般地，在伴随振幅调制的调制信号中，特别在QAM(正交振幅调制)等多值调制中，需要让用于向天线发射功率的高频功率放大器线性工作。因此，作为高频功率放大器的工作类型，使用A类或AB类。
但是，随着通信的宽带化，开始采用利用OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplex：正交频率分割多路复用)等多载波的通信方式。结果，采用过去的A类、AB类的高频功率放大器实现不了高效率。即，在OFDM中，利用副载波的重叠，完全随机地在瞬间产生大功率。因此，平均功率和调制信号的峰值功率的比以及PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值与平均功率的比)较大。为此，有必要始终保持较大的直流功率，以便使比平均功率大得多的峰值功率也能得到线性放大。因此，对于输出峰值功率之外的时间，由保证峰值功率的峰值电压和保证平均功率的平均电压的差与电流的乘积给出的直流功率几乎都变成了热能而浪费了。结果，电源效率大大降低。
因此，在例如使用电池作为电源的便携式无线机中，可连续使用的时间较短，存在实用上的问题。
为了解决这样的问题，提出了以卡昂(Caen)方法而闻名的现有的EER法(Envelope Elimination and Restoration：包络消除和恢复)(例如，参照美国专利第6256482号说明书(附图第3页、图6))。
图6是表示EER法的概要的方框图。在图6中，由OFDM信号发生装置601产生的OFDM信号由相位振幅分离装置602分成相位分量和振幅分量。具体地说，由OFDM信号发生装置601产生的OFDM信号的I、Q的复矢量波被分成振幅分量(I2+Q2)1/2和相位分量θ＝tan-1(Q/I)。相位分量由复数exp(jθ)的实部和虚部表示，以便与后述的正交调制器604的输入相匹配。相位分量受正交调制器604的调制，以高频信号功率的形式输入到高频功率放大器605的信号输入端RFin中。此外，振幅分量经直流-直流变换器603输入到高频功率放大器605的电源端子VDD。
作为OFDM信号的例子，可以举出作为无线LAN的IEEE标准的802.11a的OFDM信号。在该例子中，为了满足由标准规定的调制精度(EVM)的标准值5.6％，必须使高频功率放大器605工作在从最大饱和功率电平下降7dB的地方(补偿7dB)。这相当于只利用了高频功率放大器605的20％的输出能力。
当使用A类放大器时，其最大漏极效率(输出高频功率与输入直流功率之比)是50％，功耗与输出功率无关，是定值。因此，在输入该例子的OFDM调制波的情况下，其效率最大是10％。这样，对于通常的A类高频功率放大器，不能达到高效率。
为了解决该问题，在EER法中，向高频功率放大器605的信号输入端RFin输入定包络振幅的相位调制波分量，振幅分量从高频功率放大器605的电源端子VDD输入。振幅信息和相位信息在高频功率放大器605的输出端RFout相乘，并恢复原来的OFDM矢量调制波。
通过采用上述结构，高频功率放大器605可以工作在补偿大致为0dB的地方，例如，若工作类型是A类，则可以实现最大效率接近50％的漏极效率。此外，作为工作类型，也可以使用非线性工作的工作类型，例如，B类、C类、E类、F类等。这些放大器的漏极效率比A类工作还高，因此，可以进一步实现高效率。
一般地，在EER法中，当使用象前述那样高效率的工作类型的高频功率放大器605时，有必要预先对信号的振幅分量和相位分量加以修正，使高频功率放大器605能正确地输出信号。在这样的失真补偿型放大器中，如图7所示，使高频功率放大器704的输出发生反馈，利用频率变换器705将频率降频变频到IF带内。然后，利用正交检波器706检测I和Q的信号。接着，根据检测后的I、Q信号，补偿值更新部707使补偿值最佳化，并输出到补偿值表708(例如，参照特开2001-320246号公报(第5页，图1、图3))。再有，在图7中，符号701表示信号发生装置，符号702表示按照补偿值表708的补偿值调整从信号发生装置701输入的信号的信号调整部。符号703表示正交调制器。
但是，在图7的结构中，补偿值的最佳化处理很复杂，此外，还必须浪费一部分与反馈电路的功率放大无关的功耗，所以，不能实现发射机的低功耗化。
鉴于该问题，为了避免上述问题的复杂性，提出了以下方法：即，如图8所示，在高频功率放大器804的周围设置温度测定部805。此外，设置由多种补偿值表构成的补偿值表群807，预先存储用来对由高频功率放大器804放大后的信号的波形失真进行补偿的补偿值。而且，与高频功率放大器804的温度状态相对应，利用选择器806从补偿值表群807中选择某个补偿值表，信号调整部802根据已选择的补偿值表对由信号发生装置801产生的信号进行补偿。而且，经正交调制器803向高频功率放大器804供给。
但是，当与高频功率放大器804的周围温度相对应地进行表修正时，周围温度容易受环境的影响。因此，不能说测定温度就一定能表示高频功率放大器804的沟道(channel)内的实际温度。
特别是在EER法中，当将信号分离成振幅分量和相位分量时，因受DA变换器(DAC)带宽或正交调制器带宽的限制，所以，一般地，与A类线性工作时的频谱相比，具有次相邻信道泄漏功率(Alternative Adjacent channel power ratio)劣化的倾向。由于失真补偿的不完全性使次相邻信道泄漏功率进一步劣化，故在EER法中不允许。
因此，虽然有必要反映高频功率放大器的输出，但当象第2现有技术那样经过复杂的处理和电路时，不能实现高效率，特别是当象EER法那样，以改善发射机的功率效率为目的时，与EER法的改善效果相互抵消了。
发明内容
本发明的目的在于提供一种效率高且能对高频功率放大器的温度特性正确地进行补偿的发射机。
为了达到上述目的，第1发明的发射机在高频功率放大器的输出端设置有取出与输入高频信号的高频功率放大器的输出功率成比例的高频功率的高频功率耦合装置，并设置有检测高频功率耦合装置的输出电压的装置。进而，设置有记录了修正数据表的存储装置，该修正数据表用来与检测上述输出电压的装置的输出结果相对应地改变输入到高频功率放大器的调制波信号，并设置有根据检测输出电压的装置的输出结果并参照存储装置中的对应的修正数据来改变输入到高频功率放大器的调制波信号的装置。
若按照该结构，因检测高频功率放大器的输出功率，故能正确地检测高频功率放大器的沟道温度。因此，能正确地进行修正。此外，因结构简单，故不会引起功耗的增加。所以，可以在保持发射机的高效率的同时实现放大器温度特性的正确补偿。
下面，详细进行说明。在现有技术中，是评价高频功率放大器d的周围温度，而第1发明的发射机是检测高频功率放大器的输出功率，所以，能正确地检测高频功率放大器的沟道温度。结果，能正确地进行修正。
此外，在另一个现有技术中，对高频功率放大器的输出进行频率变换，并进行正交检波，根据所得到的IQ数据进行补偿值表的更新。而第1发明的发射机由于用来对输出电压进行检波，所以结构简单，故不会引起功耗的增加。所以，可以在保持发射机的高效率的同时实现放大器温度特性的正确补偿。
此外，为了达到上述目的，第2发明的发射机设置有至少产生调制波信号的调制波信号发生装置，并设置有相位振幅分离装置，将从调制波信号发生装置输出的调制波信号极坐标变换为振幅分量和相位分量。此外，还设置有恒压源和将振幅分量和恒压源的输出作为输入，将恒压源的电压变换成与振幅分量成比例的电压的直流-直流变换器。进而，还设置有高频功率放大器，向其信号输入端子输入相位分量，将直流-直流变换器的输出输入到电源端子，其结果，输出将振幅分量和相位分量相乘后的调制波。
在上述结构的基础上，在高频功率放大器的输出端还设置有取出与高频功率放大器的输出功率成比例的高频功率的高频功率耦合装置，并设置有检测高频功率耦合装置的输出电压的装置。进而，设置有记录了修正数据表的存储装置，该修正数据表用来与检测输出电压的装置的输出结果相对应地改变输入到高频功率放大器的振幅分量和相位分量，并设置有根据检测输出电压的装置的输出结果并参照存储装置中的对应修正数据来改变相位振幅分离装置的输出的装置。
若按照该结构，因检测高频功率放大器的输出功率，故能正确地检测高频功率放大器的沟道温度，且因结构简单，故不会引起功耗的增加，可以在保持使用了EER方式的发射机的高效率的同时实现温度特性的正确补偿。
下面，详细进行说明。在现有技术中，是评价高频功率放大器的周围温度，而第2发明的发射机是检测高频功率放大器的输出功率，所以，能正确地检测高频功率放大器的沟道温度。结果，可正确地进行修正。
此外，在另一个现有技术中，对高频功率放大器的输出进行频率变换，并进行正交检波，根据所得到的IQ数据进行补偿值表的更新。而第2发明的发射机由于用来对输出功率振幅进行检波，所以结构简单，故不会引起功耗的增加。所以，可以在保持发射机的高效率的同时实现温度特性的正确补偿。此外，在频谱遮罩(spectrummask)没有裕度的EER方式中，可以在不引起频谱劣化的情况下进行温度修正。
在上述第2发明的发射机中，最好在高频功率放大器和相位振幅分离装置的相位分量的输出之间设置有频率变换装置。
一般地，因相位振幅分离装置(包含DAC)的带宽最多是几百MHz，故当载波频率超过1GHz时，不能对其进行处理。但是，若按照该结构，通过使用例如正交调制器作为频率变换装置，容易使载波频率升频变换至GHz频带等。
附图说明
图1是表示本发明第1实施例的发射机的结构的方框图。
图2是表示本发明第1实施例的发射机的处理流程的流程图。
图3是表示本发明第2实施例的发射机的结构的方框图。
图4是表示WLAN802.11a的发送信号格式的图。
图5是表示本发明第2实施例的发射机的处理流程的流程图。
图6是表示第1现有技术的发射机的结构的方框图。
图7是表示第2现有技术的发射机的结构的方框图。
图8是表示第3现有技术的发射机的结构的方框图。
具体实施方式
(实施例1)
下面，参照附图说明本发明的实施例。在本实施例中，作为调制波，考虑QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相相移键控)。QPSK是4值数字调制方式，通过对和X轴同方向的同相信号(I)、与同相信号相位相差90度的和Y轴同方向的正交信号(Q)进行矢量合成，从而将数字信号映射在XY坐标上。
图1是表示本发明第1实施例的发射机的结构的方框图。该发射机如图1所示，由QPSK信号发生装置101、IQ信号修正装置102、正交调制器103、高频功率放大器104、输出耦合部105、输出检测部106、选择器107、修正表108和电源109构成。
上述QPSK信号发生装置101因产生QPSK信号，故，相当于产生调制波信号的调制波信号发生装置。
选择器107从修正表108中选择与高频功率放大器104的输出功率电平对应的修正表数据。其结构例如如下：即，通过内置在选择器107中的AD变换器将从输出检测部106输入的模拟电压数字化。接着，将已数字化的电压与选择器107内部具有的多个修正表取得时的电压数据分别进行比较。接着，指定与已数字化的电压最接近的电压数据相对应的修正表108的地址。
或者，利用多个比较器使输出检测部106的模拟电压与修正表取得时的多个电压电平相比较。接着，根据多个比较器输出的输出模式进行修正表108的地址指定。
修正表108例如根据选择器107的地址指定来输出修正A～D所表示的系列修正数据A～D中的一个数据。系列修正数据A～D例如象以下那样确定。
符号A是根据常温下的评价结果所得到的修正数据系列，符号B是根据由额定值规定的最高温度下的评价结果得到的修正数据系列，符号C是根据由额定值规定的最低温度下的评价结果所得到的修正数据系列，符号D是根据由额定温度和常温之间的温度下的评价结果所得到的修正数据系列。
修正数据系列A～D对于想从高频功率放大器104输出的信号振幅，分别记录应对高频功率放大器104给出的电源电压和应对相位分量给出的相位旋转。理想的情况下，在高频功率放大器104中，只要使输出信号振幅与电源电压完全成比例，且即使改变电源电压而输出信号和输入信号的相位差也不变即可。但是实际情况并非如此，所以，若要得到想输出的信号振幅，有必要对电源电压和输入信号的相位进行修正。
IQ信号修正装置102得到IQ信号的修正结果的输出，该修正是利用将QPSK信号发生装置101的输出，即想从高频功率放大器104输出的信号的振幅和相位作为输入，由选择器107选择的修正表108的最佳修正表系列进行修正的。
正交调制器103对从IQ信号修正装置102输出的相位分量进行频率变换，得到IQ调制波的输出。
输出耦合部105对与高频功率放大器104的输出功率成比例的高频功率进行耦合(例如10dB耦合等)，并向输出检测部106输出。
在输出检测部106中，与高频功率放大器104的输出功率成比例的高频功率的包络通过例如由二极管和平滑电容构成的电路检测出。
高频功率放大器104例如是F类，从正交调制器103输出的调制波信号输入至信号输入端子，进行所要的功率放大并输出。
使用图2说明下面的动作。
使用图2说明处理流程。当从MAC(Media Access Control：媒体存取控制)接收脉冲串发送命令时，由QPSK信号发生装置101输出QPSK的IQ信号。输出的QPSK的IQ信号在IQ信号修正装置102中，根据作为默认值的常温下的修正数据系列A进行修正。修正后的IQ信号经正交调制器103调制，并做为IQ调制波信号输入到高频功率放大器104的信号输入端子。在高频功率放大器104中进行所要的功率放大，再输出。通过将输出的IQ调制波信号输入到输出耦合部105，可以从输出耦合部105取出与高频功率放大器104的输出功率成比例的例如10dB的小信号。
在输出检测部106中，对从输出耦合部105取出的高频功率，例如使用二极管进行整流，其次利用平滑电容器进行平滑，再作为平均电压输出。在选择器107的内部，将由输出检测部106取出的平均电压和预先在高频功率放大器104的各种各样的周边温度下测定的输出平均电压进行比较。接着，从修正表108中选择与最接近由输出检测部106取出的平均电压的输出平均电压相对应的周边温度下的修正表，例如修正B。这些处理例如在脉冲串开头的前导信号所允许的范围内进行，在以后的脉冲串期间，使用在该开头已选择的修正数据。
通过以上结构，在实施例1中，因使用高频功率放大器104的输出来选择表数据，故能正确地反映高频功率放大器104动作时的沟道温度。因此，能正确地进行高频功率放大器104的修正。此外，因输出检测部106不使用正交检波，故可以简化修正电路和算法，由此可以实现低功耗。
(实施例2)
下面，参照附图说明本发明的实施例2。在本实施例中，作为调制波信号，考虑OFDM调制波信号。作为使用OFDM的系统，例如有IEEE802.11a标准的无线LAN系统。在无线LAN系统中，对正交的52个副载波的每一个进行例如64QAM调制，经逆离散付里叶变换后，将其多路复用，由此得到OFDM调制波信号。对52个副载波分别进行312.5kHz分离，并占有52×312.5＝16.25MHz。
图3是表示本发明实施例的实现EER法的发射机的方框图。该发射机如图3所示，由OFDM信号发生装置301、相位振幅分离装置302、相位振幅修正装置303、正交调制器304、高频功率放大器305、输出耦合部306、输出检测部309、修正表311、选择器310、直流-直流变换器308和电源307构成。
上述OFDM信号发生装置301因产生OFDM信号，故相当于产生调制波信号的调制波信号发生装置。
相位振幅分离装置302将由OFDM信号发生装置301产生的OFDM调制波信号(OFDM矢量信号、即IQ信号)分离成相位分量和振幅分量。
选择器310从修正表311中选择与高频功率放大器305的输出功率电平对应的修正表数据。其结构例如如下：即，从输出检测部309输入的模拟电压通过内置在选择器310中的AD变换器进行数字化。接着，将已数字化的电压与选择器310内部具有的多个修正表取得时的电压数据分别进行比较。接着，指定与已数字化的电压最接近的电压数据相对应的修正表311的地址。
或者，利用多个比较器使输出检测部309的模拟电压和修正表取得时的多个电压电平分别进行比较。接着，根据多个比较器输出的输出模式进行修正表311的地址指定。
修正表311例如根据选择器310的地址指定来输出修正A～D所表示的系列修正数据A～D中的一个数据。系列修正数据A～D例如象以下那样确定。
符号A是根据常温下的评价结果所得到的修正数据系列，符号B是根据由额定值规定的最高温度下的评价结果所得到的修正数据系列，符号C是根据由额定值规定的最低温度下的评价结果所得到的修正数据系列，符号D是根据由额定温度和常温之间的温度下的评价结果所得到的修正数据系列。
修正数据系列A～D对于想从高频功率放大器305输出的信号振幅，分别记录应对高频功率放大器305给出的电源电压和应对相位分量给出的相位旋转。理想的情况下，在高频功率放大器305中，只要使输出信号振幅与电源电压完全成比例，且即使改变电源电压而输出信号和输入信号的相位差也不变即可。但是实际情况并非如此，所以，若要得到所要的输出信号振幅，有必要对电源电压和输入信号的相位进行修正。
相位振幅修正装置303得到OFDM信号的修正结果的输出，该修正是利用将OFDM信号发生装置301的输出、即想从高频功率放大器305输出的信号的振幅和相位作为输入，由选择器310选择的修正表311的最佳修正表系列进行修正的。
正交调制器304对从相位振幅修正装置303输出的相位分量进行频率变换，得到OFDM调制波的输出。
直流-直流变换器308对从相位振幅修正装置303输出的振幅分量，调整其偏置电压和振幅，使振幅分量在高频功率放大器305的电源电压最大额定值和0V之间振荡。接着，变换成已将从电源电压307供给的DC电压调整后的振幅分量。
输出耦合部306对与高频功率放大器305的输出功率成比例的高频功率进行耦合(例如10dB耦合等)，并向输出检测部309输出。
在输出检测部309中，通过例如由二极管和平滑电容构成的电路来检测与高频功率放大器305的输出功率成比例的高频功率。
高频功率放大器305例如是F类，从正交调制器304输出的调制波信号输入到信号输入端子，然后进行功率放大。此外，经直流-直流变换器308电压变换后的振幅分量从电源端子输入。结果，高频功率放大器305输出相位和振幅同时被调制了的、即振幅和相位相乘后的、原来的OFDM信号调制波。
使用图4、图5说明下面的动作。
作为例子，图4示出802.11a的前导信号的格式。前导信号是脉冲串期间开头的16μs的信号，必须在最初8μs的7/10左右的时间内进行信号检测、AGC和分集(diversity)选择。因此，选择器310从修正表311中选择数据，相位振幅修正装置303完成修正之前的处理必须在8μs的7/10左右的时间内结束。此外，修正在每一个脉冲串期间进行。
使用图5说明处理流程。当从MAC接收脉冲串发送命令时，由OFDM信号发生装置301输出OFDM调制波。输出的OFDM的IQ正交信号利用相位振幅分离装置302分离成振幅分量(振幅调制分量)和相位分量(相位调制分量)，将常温下的修正数据A作为默认值，对振幅和相位各分量进行修正。修正后的振幅分量向直流-直流变换器308输出，并接受电平变换和振幅调整，电源电压变换为振幅分量并输入到高频功率放大器305的电源电压端子。另一方面，相位分量经正交调制器304进行频率变换后，输入到高频功率放大器305的信号输入端子。在高频功率放大器305中使振幅分量和相位分量的输出相乘，变成原来的OFDM-IQ调制波后再输出。通过将输出的IQ调制波输入到输出耦合部306，可以从输出耦合部306取出与高频功率放大器305的输出功率成比例的例如10dB的小信号。
在输出检测部309中，对从输出耦合部306取出的高频功率，例如使用二极管进行整流，其次利用平滑电容器进行平滑，再作为前导信号期间的平均电压输出。在选择器310的内部，将由输出检测部309取出的平均电压和预先在高频功率放大器305的各种各样的周边温度下测定的输出平均电压进行比较。接着，从修正表311中选择与最接近由输出检测部306取出的平均电压的输出平均电压相对应的环境温度下的修正表，例如修正B。这些处理在8μs的7/10左右的时间内结束，并在以后的脉冲串期间的OFDM信号中反映修正结果。
通过以上结构，在实施例2中，因使用高频功率放大器305的输出选择表数据，故能正确地反映高频功率放大器305动作时的沟道温度。因此，能正确地进行高频功率放大器305的修正。此外，因输出检测部309不使用正交检波，故可以简化修正电路和算法，由此可以实现低功耗。
此外，EER法通过本发明的结构，可以进行正确的温度修正，且不会使次相邻信道泄漏功率劣化。
进而，通过使用EER法，可以使高频功率放大器在饱和点附近工作。因此，高频功率放大器可以大致按理论上的最大漏极效率工作，并可以实现高效率。
工业上利用的可能性
本发明的发射机作为高效率的发射机，对于便携式电话、无线ALN等要求低功耗的无线通信系统具有应用价值。
Claims (3)
1.一种发射机，其特征在于，包括：
输入调制波信号的高频功率放大器；
位于所述高频功率放大器的输出端，取出与所述高频功率放大器的输出功率成比例的高频功率的高频功率耦合装置；
检测所述高频功率耦合装置的输出电压的装置；
记录了修正数据表的存储装置，该修正数据表用来与检测所述输出电压的装置的输出结果相对应地改变输入到所述高频功率放大器的调制波信号；以及
根据检测所述输出电压的装置的输出结果并参照所述存储装置中的对应的修正数据来改变输入到所述高频功率放大器的调制波信号的装置。
2.一种发射机，其特征在于，包括：
至少产生调制波信号的调制波信号发生装置；
相位振幅分离装置，将从所述调制波信号发生装置输出的所述调制波信号极坐标变换为相位分量和振幅分量；
恒压源；
直流-直流变换器，将所述振幅分量和所述恒压源的输出电压作为输入，将恒压源的电压变换成与所述振幅分量成比例的电压；
高频功率放大器，向其信号输入端子输入所述相位分量，将所述直流-直流变换器的输出输入到电源端子，结果，输出将所述振幅分量和所述相位分量相乘后的调制波；
高频功率耦合装置，位于所述高频功率放大器的输出端，取出与所述高频功率放大器的输出功率成比例的高频功率；
检测所述高频功率耦合装置的输出电压的装置；
记录了修正数据表的存储装置，该修正数据表用来与检测所述输出电压的装置的输出结果相对应地改变输入到所述高频放大器的振幅分量和相位分量；以及
根据检测所述输出电压的装置的输出结果并参照所述存储装置中的对应的修正数据来改变所述相位振幅分离装置的输出的装置。
3.权利要求2记载的发射机，其特征在于：在所述高频功率放大器和所述相位振幅分离装置的相位分量的输出之间设置频率变换装置。
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