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CN1488210A - 减少ofdm移动通信系统中papr的设备和方法 - Google Patents

减少ofdm移动通信系统中papr的设备和方法 Download PDF

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CN1488210A CNA028035763A CN02803576A CN1488210A CN 1488210 A CN1488210 A CN 1488210A CN A028035763 A CNA028035763 A CN A028035763A CN 02803576 A CN02803576 A CN 02803576A CN 1488210 A CN1488210 A CN 1488210A
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Abstract

本发明公开了一种降低由于PFDM(正交频分多路复用)移动通信系统中的多个副载波造成的峰值平均功率比(PAPR)的设备和方法。在PFDM移动通信系统中，发射机预加重IFFT(反向快速傅立叶变换)的输出信号，接收机在进行FFT(快速傅立叶变换)之前去加重所接收的信号，从而有效地降低由于多个副载波造成的PAPR。

Description

减少OFDM移动通信系统中PAPR的设备和方法
技术领域
本发明一般涉及一种OFDM(正交频分多路复用)的发送/接收设备和方法，特别是涉及一种减少由多个副载波造成的高峰值平均功率比(PAPR)的设备和方法。
背景技术
通常，在OFDM(正交频分多路复用)技术中，多个子信道频谱相互重叠，同时保持正交性，以增加频谱效率。此外，通过快速傅里叶逆变换(IFFT)实现调制，以及通过快速傅里叶变换(FFT)实现解调。
下面将对支持OFDM的移动通信系统的发射机和接收机的操作进行简要说明。
在OFDM发射机中，通过扰频器、编码器和交织器采用副载波调制输入数据。发射机提供可变数据速率，并且具有不同的码速率、交织大小以及与数据速率相适应的调制方案。通常，编码器使用1/2或者3/4的码速率，并且为了防止脉冲串误差，根据每个OFDM符号映射的编码比特的数量(NCBPS)确定交织器的大小。发射机采用与数据速率相适应的QPSK(四移相键控)、8PSK(8移相键控)、16QAM(16正交调幅)或者64QAM(64正交调幅)的调制方案。预定数量的导频被加到采用预定数量的副载波调制的信号中，该加入导频的调制信号在经过一个IFFT单元后构成一个OFDM符号。一个消除多径环境中符号间干扰的保护时段被插入OFDM符号中，该插入保护时段的OFDM符号通过一个符号波形生成器被最终施加到RF(射频)单元，然后被发射到信道上。
在接收机中，执行上述发射机的逆操作，同时增加一个同步处理。首先，必需优先进行利用一个预定训练符号估算频偏和符号偏移的处理。此后，采用预定数量的副载波将消除了保护时段的数据符号恢复成加有预定数量导频的已恢复信号，这一过程由FFT单元处理。处理路径延迟现象的均衡器通过估算信道条件消除来自接收信号的由信道造成的信号失真。由均衡器补偿的数据信道响应被变换成一个比特流，该比特流被解交织器解交织，然后经由一个用于纠错的编码器和一个解扰器作为最终信号输出。
OFDM可以实现有效数字调制器/解调器，并且受选择性频率衰落或者窄带干扰的影响很小。因此，OFDM已经被选作欧洲数字广播系统的标准和高容量移动通信系统的标准，比如，IEEE802.11a，IEEE802.16a和IEEE802.16b。也就是，OFDM是高速数据传输的有效技术。
然而，由于支持OFDM的移动通信系统(此后，称之为“OFDM”移动通信系统)用多个副载波发射数据，因此可以把最终OFDM信号的振幅表示为多个副载波的振幅之和。特别是，如果多个副载波具有相同相位，则这些副载波具有一个非常高的峰值平均功率比。在此情况下，PAPR使放大器的线性工作范围偏离，所以放大器的输出信号具有失真。
在OFDM移动通信系统中，OFDM信号的振幅依据副载波的相位差变化。此外，会出现工作点远离放大器最大输出点的偏离满功率(back-off)现象，从而降低放大器的效率并增加功率消耗。这种具有高PAPR的信号降低了线性放大器的效率，并且对于线性放大器来说，该信号把工作点偏离到非线性区域，造成载波与对相邻频带的频谱再生长之间的互调制。
因此，OFDM移动通信系统需要一种降低PAPR的方法。减少PAPR的典型方法是扩展功率放大器的线性范围以避免信号失真，使每个信号可以被线性放大。另一种方法是减少非线性放大器的偏离满功率现象，使非线性放大器可以工作在线性区域。然而，这两种方法都造成工作效率的降低，并且增加成本。
发明内容
因此，本发明的目的是提供有效降低OFDM移动通信系统中峰值平均功率比(PAPR)的设备和方法。
本发明的另一个目的是提供通过控制OFDM移动通信系统中OFDM符号值降低PAPR的设备和方法。
本发明的再一个目的是提供施加预加重技术以便降低OFDM移动通信系统中PAPR的设备和方法。
本发明的再一个目的是提供去加重技术以便降低OFDM移动通信系统中PAPR的设备和方法。
本发明的再一个目的是提供根据OFDM移动通信系统中复合基带OFDM符号值选择不同增益的设备和方法。
本发明的再一个目的是提供降低PAPR同时又使OFDM移动通信系统的复杂性最小化的设备和方法。
本发明的再一个目的是一种设备和一种方法，该设备和方法能够降低PAPR，同时又能够使OFDM移动通信系统中大量的有关PAPR附加信息的传输所造成的频谱效率的减少最小化。
本发明的再一个目的是提供PAPR降低设备和方法，以避免OFDM移动通信系统中带内噪声生成所导致的BER(比特误码率)性能的降低。
根据本发明的第一方面，提供了一种控制符号值以便降低移动通信系统的发射机中峰值平均功率比的方法，所述发射机通过对经由编码和交织所接收的数据执行IFFT来生成OFDM符号。该方法包括：根据规定的输出传递特性设置一个最大输入值L，一个预加重变化点k1，和一个去加重变化点k2；接收OFDM符号，如果符号值小于预加重变化点k1，则以预加重变化点k1和去加重变化点k2所确定的增益来预加重OFDM符号的符号值；接收OFDM符号，如果符号值大于或者等于预加重变化点k1，则以预加重变化点k1和去加重变化点k2所确定的增益来预加重OFDM符号的符号值。
根据本发明的第二方面，提供了一种控制符号值以便降低移动通信系统的发射机中峰值平均功率比的设备，所述发射机通过对经由编码和交织所接收的数据执行IFFT来生成OFDM符号。该设备包括：一个比较器，用于将每个OFDM符号的符号值与预定的预加重变化点k1进行比较；一个第一运算放大器，如果符号值小于预加重变化点k1，则以预加重变化点k1和去加重变化点k2所确定的增益来放大从比较器提供的符号值；一个第二运算放大器，如果符号值大于或者等于预加重变化点k1，则以预加重变化点k1和去加重变化点k2所确定的增益来从比较器提供的符号值；一个加法器，通过把第一运算放大器的输出加到第二运算放大器的输出来输出所控制的符号值。
根据本发明的第三方面，提供了一种在OFDM移动通信系统的接收机中对从发射机接收的信号进行去加重的方法。该方法包括：根据规定的输出传递特性设置一个最大输入值L，一个预加重变化点k1，和一个去加重变化点k2；如果接收信号的值Spre(n)小于去加重变化点k2，则以预加重变化点k1和去加重变化点k2所确定的增益来去加重所接收信号的值Spre(n)；如果接收信号的值Spre(n)大于或者等于去加重变化点k2，则以预加重变化点k1、去加重变化点k2和最大输入值L所确定的增益来去加重所接收信号的值Spre(n)。
根据本发明的第四方面，提供了一种在OFDM移动通信系统的接收机中对从发射机接收的信号进行去加重的设备。该设备包括：一个比较器，用于将接收信号的值Spre(n)与预定的去加重变化点k2进行比较；一个第一运算放大器，如果接收信号的值Spre(n)小于去加重变化点k2，则以去加重变化点k2和预定的预加重变化点k1所确定的增益来放大从比较器提供的所接收信号的值Spre(n)；一个第二运算放大器，如果接收信号的值Spre(n)大于或者等于去加重变化点k2，则以预定的预加重变化点k1和去加重变化点k2和预定的最大输入值L所确定的增益来放大从比较器提供的所接收信号的值Spre(n)；一个加法器，将第一运算放大器的输出加到第二运算放大器的输出上。
附图说明
从下面的结合附图的详细说明中可以使本发明的上述目的、特点和优点变得更加清楚，其中：
图1示出了本发明实施例支持的OFDM移动通信系统的结构；
图2示出了图1中预加重单元的具体结构；
图3示出了图1中去加重单元的具体结构；
图4是图示本发明实施例的预加重过程的流程图；
图5是图示本发明实施例的去加重过程的流程图；
图6示出了本发明实施例的预加重单元和去加重单元的输入和输出传递特性；
图7示出了应用本发明实施例的预加重技术的OFDM信号的频谱；
图8示出了应用本发明实施例的预加重技术的OFDM信号的PAPR的分布；
图9示出了应用本发明实施例的预加重技术的OFDM系统的BER性能；
图10A示出了本发明实施例的预加重符号值的构象(constellation)；
图10B示出了预加重之前的符号值的构象；
图11是图示本发明实施例的发射信号与接收信号之间的比较的曲线图；
图12是图示本发明实施例的在一个时域上的OFDM信号、预加重信号和去加重信号的振幅的曲线图。
具体实施方式
下面将参考附图说明本发明的优选实施例。
在下面的说明中，本发明提供了在保持OFDM CDMA(码分多址)移动通信系统的原始信号同时减少PAPR的设备和方法。为此，本发明一个实施例的发射机在发射前预加重被IFFT变换的OFDM信息，而接收机对接收的信息进行去加重。尽管这里将使用诸如OFDM调制、IFFT、FFT、HAP、频谱效率和比特误码率的具体说明以用于更好地理解本发明，但是本领域的熟练技术人员将会明白，没有这些具体说明或者通过修改这些具体说明也可以容易地实施本发明。
图1示出了本发明一个实施例支持的OFDM CDMA移动通信系统的频谱。图1显示了由映射器(mapper)110至大功率放大器(HPA)122组成的发射机的结构，以及由低噪声放大器(LNA)126至反映射器(demapper)138组成的接收机的结构。如图1所示，发射机包括预加重单元118，接收机包括去加重单元130。
通常，“加重”是指发射前放大信号的高频带成分的处理，从而减少干扰或者噪声。加重被分成预加重和去加重。预加重是在发射机上预先加重发射频率的特定部分的处理，以便改善信噪比、频率特性和失真特性；去加重是在接收机上对发射机在发射前为了改善信噪比预先加重的高频带部分进行去加重的处理，从而恢复原始信号。
然而，本发明一个实施例的“预加重”被限定为定义规定的参考值和以被IFFT变换的OFDM符号值大于还是小于所述参考值的不同增益来放大OFDM符号的处理。此外，本发明一个实施例的“去加重”被限定为定义规定的参考值和以所接收的信号值大于还是小于所述参考值的不同增益来放大所接收的信号的处理。在这里，增益可以被定义为预加重或者去加重的传递特性。
这里，将把本发明一个实施例的OFDM CDMA移动通信系统的说明分成发射机结构和操作的说明和接收机结构和操作的说明。
发射机的结构和操作
首先将结合图1说明本发明一个实施例的发射机的结构。
参见图1，以规定的码速率将发射机发射的数据编码成编码比特，并且在交织后把编码比特提供给映射器110。尽管有各种编码方法，但是通常使用采用turbo码、纠错码编码数据的编码方法。这里，所规定的码速率包括1/2或者3/4。映射器110通过规定的调制方案(或者技术)调制输入数据，并输出调制符号。调制方案包括8PSK、16QAM、64QAM和QPSK，每个调制方案通过其唯一的符号映射方法执行调制操作。本发明使用QPSK调制方案。映射器110串行输出的调制符号被供应给串并(S/P)变换器112。S/P变换器112串行输出从映射器110提供的调制符号。从S/P变换器112并行输出的调制符号被供应给反向快速傅里叶(IFFT)单元114。IFFT单元114对S/P变换器112所提供的调制符号执行基于IFFT的OFDM调制，并且输出OFDM符号。也就是，IFFT单元114把频带信号变换成时带信号。从IFFT单元114并行输出的OFDM符号被供应给并串(P/S)变换器116，以串行输出所提供的OFDM符号。
更具体说，如果从S/P变换器112输出的调制符号被定义为Xk(0≤k≤N-1)，那么复合基带OFDM符号值xn、P/S变换器116的输出被定义为：
公式(1)
x n = 1 N Σ k = 0 N - 1 X K e j 2 πnk / N , 0 ≤ n ≤ N - 1
其中，N代表副载波的数量。如果N增加，则OFDM信号接近高斯分布。按照惯例，Xn的PAPR被定义为：
公式(2)
PAPR = max { | x n 2 | } E { x n 2 }
这里，E(*)代表*的平均。在公式(2)中，分子代表峰值功率，分母代表平均功率。本发明通过预加重增加Xn 2来增加平均功率，从而降低PAPR。所增加的Xn 2被定义为S(n)。当然，Xn 2的增加将使峰值功率增加。然而，由于峰值功率被推断成最大功率值，因此该峰值功率可以实现降低PAPR的本发明目的。
根据公式(1)从P/S变换器116输出的OFDM符号被提供给预加重单元118。具有规定的传递特性的预加重单元118预加重所提供的OFDM符号并输出增加了功率的OFDM符号S(n)。因此，与传统的PAPR相比，增加了通过把预加重S(n)带入公式(2)的Xn 2而确定的PAPR。
数模(D/A)变换器120把预加重单元118所提供的数字S(n)变换成模拟信号，并输出给功率放大器(HPA)122。大功率放大器122放大来自A/D变换器120的信号并把放大的信号发射到接收机。
预加重单元118的输入传递特性由图6的(1)和(2)表示。因此，预加重单元118使用图6所示的传递特性对OFDM符号进行预加重。在图6中，L代表从IFFT单元114输出的OFDM符号的最大振幅。由于在副载波具有其最大值时OFDM符号的振幅变成最大振幅，因此L等同于副载波的总数。所以，对预加重单元118的输入具有0至L的振幅。此外，图6中所示的k1代表被定义为预加重变换点的振幅。
图2示出了预加重单元118的具体结构。参见图2，从P/S变换器116输出的OFDM符号S(n)被施加到比较器210。比较器210将S(n)与规定的比较值k1进行比较，并且根据比较结果不同地输出S(n)。也就是，如果S(n)属于0至k1(S(n)＜k1)的范围，则比较器210向第一运算放大器220输出S(n)。然而，如果S(n)属于k1至L(S(n)≥k1)的范围，则比较器210向第二运算放大器230输出S(n)。定义从0至L范围的原因是因为施加到预加重单元118的S(n)的振幅被确定为0至L之间。因此，L可以被定义为S(n)的最大振幅。第一运算放大器220和第二运算放大器230每一个通过不同的传递特性放大从比较器210提供的S(n)。传递特性可以被表示为由图6的(1)和(2)代表的斜率。也就是，第一运算放大器220的传递特性是图6的(1)代表的斜率“k2/k1”，第二运算放大器230的传递特性是图6的(2)代表的斜率 L - k 2 L - k 1 + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 ) ′ ′ ′ ′ . 最好是，第一运算放大器220的传递特性应当具有比第二运算放大器230的传递特性更高的增益。这意味着，与第二运算放大器230的传递特性相比，第一运算放大器220的传递特性必需具有陡峭的斜率。
第一运算放大器220输出从比较器210提供的S(n)与规定值(或者传递特性“k2/k1”)的乘积。也就是，第一运算放大器220通过被定义为k2/k1的传递特性(或者增益)放大S(n)。第二运算放大器230输出从比较器210提供的S(n)与规定值(或者传递特性 L - k 2 L - k 1 + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 ) )的乘积。也就是，第二运算放大器230通过被定义为 L - k 2 L - k 1 + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 ) 的传递特性(或者增益)放大S(n)。第一运算放大器220和第二运算放大器230的输出被提供给加法器240，加法器240通过相加两个输入来输出Spre(n)。
图2所示的预加重单元118的操作可以由公式(3)表示：
公式(3)
S pre ( n ) = k 2 k 1 S ( n ) , 0 ≤ S ( n ) ≤ k 1
S pre ( n ) = L - k 2 L - k 1 S ( n ) + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 ) , k 1 ≤ S ( n ) ≤ L
图4是图示预加重单元118的操作的流程图。参见图4，预加重单元118在步骤410中确定最大输入值L、预加重变换点k1、去加重变化点k2、k1和k2的范围。在确定初始值之后，预加重单元118在步骤420中接收从P/S变换器116提供的OFDM符号S(n)，并且确定S(n)是否满足第一条件。该第一条件是0≤S(n)≤k1。如果S(n)满足第一条件，则预加重单元118在步骤430中根据公式(3)的第一式计算预加重值Spre。也就是，预加重单元118输出通过S(n)乘传递特性k2/k1确定的预加重值Spre。然而，如果S(n)不满足第一条件，则预加重单元118在步骤430中根据公式(3)的第二式计算预加重值Spre。也就是，预加重单元118输出通过S(n)乘传递特性 L - k 2 L - k 1 + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 ) 确定的预加重值Spre。S(n)不满足第一条件意味着该S(n)满足k1≤S(n)≤L的第二条件。
预加重单元118的操作可以概括为，如果预加重单元118的输入值S(n)具有0至k1的量级(0≤S(n)≤k1)，则预加重单元118向变换器120提供通过 k 2 k 1 S ( n ) 计算的预加重结果值Spre(n)。然而，如果预加重单元118的输入值S(n)具有k1至L的量级(k1≤S(n)≤L)，则预加重单元118向变换器120提供通过 L - k 1 L - k 2 S ( n ) + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 ) 计算的预加重结果值Spre(n)。
在图6中，由于OFDM信号的振幅具有高斯分布，因此依据公式(3)预加重的信号的平均功率变得大于没有预加重的OFDM信号的平均功率，从而降低了PAPR。因此，经过预加重单元118并具有图6所示的传递特性的OFDM符号的PAPR依据公式(4)确定：
PAPR pre = max { | x ~ n 2 | } E { x ~ n 2 }
这里
Figure A0280357600132
代表预加重信号。预加重信号在峰值功率方面等同于原始OFDM信号。
接收机的结构和操作
首先，将结合图1说明本发明实施例的接收机的结构。
参见图1，从发射机发射的信号被加到低噪声放大器(LNA)126。低噪声放大器126低噪声放大所接收的信号，以抑制噪声分量。由于提供给低噪声放大器126的信号是发射机经由无线信道发射的信号，因此该信号包括白高斯噪声。从低噪声放大器126输出的信号被提供给模数(A/D)变换器128。A/D变换器128将低噪声放大器126输出的模拟信号变换成数字信号，并且将变换的数字信号供应给去加重单元130。去加重单元130对变换的数字信号进行去加重，并且输出其结果值。例如，去加重单元130的输出传递特性由图6的(1)’和(2)’表示。去加重单元130用图6所示的输出传递特性去加重所接收的Spre(n)。
从去加重单元130输出的结果值被供应给S/P变换器132，该变换器132并行输出它的输入信号。S/P变换器132的输出由FFT单元134进行FFT变换。FFT通常执行将时带信号变换成频带信号的处理，它对应于发射机执行的IFFT。被FFT变换的信号被提供给P/S变换器136，该变换器136串行输出它的输入信号。从P/S变换器136输出的信号被反映射器138解调，然后经由交织和解码恢复成原始信号。
图3示出了图1中的去加重单元130的具体结构。参见图3，A/D变换器128的输出Spre(n)被加到比较器310上。比较器310将Spre(n)与规定的比较值k2进行比较，并根据比较结果不同地输出Spre(n)。也就是，如果Spre(n)属于0至k2(Spre(n)＜k2)的范围，则比较器310向第一运算放大器320输出Spre(n)。然而，如果S(n)属于k2至L(Spre(n)≥k2)的范围，则比较器310向第二运算放大器330输出Spre(n)。定义从0至L范围的原因是因为发射机中S(n)的振幅被确定为0至L之间。因此，L可以被定义为Spre(n)的最大振幅。第一运算放大器320和第二运算放大器330每一个通过不同的传递特性放大从比较器310提供的Spre(n)。传递特性可以被表示为由图6的(1)’和(2)’代表的斜率。也就是，第一运算放大器320的传递特性是由图6的(1)’代表的斜率“k2/k1”，第二运算放大器330的传递特性是图6的(2)’代表的斜率 L - k 1 L - k 2 + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 ) ′ ′ ′ ′ . 最好是，第一运算放大器320的传递特性应当具有比第二运算放大器330的传递特性更低的增益。这意味着，与第二运算放大器330的传递特性相比，第一运算放大器320的传递特性必需具有陡峭的斜率。
第一运算放大器320输出从比较器310提供的Spre(n)与规定值(或者传递特性k1/k2)的乘积。也就是，第一运算放大器320通过被定义为k1/k2的传递特性(或者增益)放大Spre(n)。第二运算放大器330输出从比较器310提供的Spre(n)与规定值(或者传递特性 L - k 1 L - k 2 + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 ) )的乘积。第一运算放大器320和第二运算放大器330的输出被提供给加法器340，加法器340通过相加两个输入来输出S(n)。
图3所示的去加重单元130的操作可以由公式(5)表示：
S ( n ) = k 1 k 2 S pre ( n ) , 0 &le; S pre ( n ) < k 2
S ( n ) = L - k 1 L - k 2 S pre ( n ) + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 ) , k 2 &le; S pre ( n ) &le; L
图5是图示去加重单元130的操作的流程图。参见图5，去加重单元130在步骤510中确定最大输入值L、预加重变换点k1、去加重变化点k2、k1和k2的范围。在确定初始值之后，去加重单元130在步骤520中接收从A/D变换器128提供的Spre(n)，并且确定Spre(n)是否满足第一条件。该第一条件是0≤Spre(n)≤k2。如果Spre(n)满足第一条件，则去加重单元130在步骤530中根据公式(5)的第一式计算去加重值S。也就是，去加重单元130输出通过Spre(n)乘传递特性k2/k2确定的去加重值S(n)。然而，如果Spre(n)不满足第一条件，则去加重单元130在步骤540中根据公式(5)的第二式计算去加重值S(n)。也就是，去加重单元130输出通过Spre(n)乘传递特性 L - k 1 L - k 2 + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 ) 确定的去加重值S(n)。Spre(n)不满足第一条件意味着该Spre(n)满足k2≤Spre(n)≤L的第二条件。
去加重单元130的操作可以概括为，如果去加重单元130的输入值Spre(n)具有0至k2的量级(0≤Spre(n)≤k2)，则去加重单元130向S/P变换器132提供依据 k 1 k 2 S ( n ) 计算的去加重结果值S(n)。然而，如果去加重单元130的输入值Spre(n)具有k2至L的量级(k2≤Spre(n)≤L)，则去加重单元130向S/P变换器132提供依据 L - k 1 L - k 2 S ( n ) + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 ) 计算的去加重结果值S(n)。
本发明的实施例可以概括为，将复合基带OFDM符号值与规定值k1进行比较。如果负荷基带OFDM符号值具有0至k1的量级，则发射机用图6的(1)表示的传递特性预加重OFDM符号值，以及接收机用图6的(1)表示的传递特性进行去加重。然而，如果复合基带OFDM符号值具有k1至L的复合基带OFDM符号值，则发射机用图6的(2(表示的传递特性进行预加重，以及接收机用图6(2)’表示的传递特性进行去加重。因此，本发明可以减少计算次数，使本发明能够容易地使用DSP(数字信号处理器)装置实现硬件。
图7示出了本发明实施例的实施例的预加重技术的频谱效率。为了显示应用本发明实施例的预加重技术的OFDM信号的PAPR失真，在图8中示出了CCDF(互补累积分布函数)。假定供图7和图8性能比较的仿真条件被确定为，在使用QPSK和16副载波的调制方案的OFDM移动通信系统中，执行8次重复取样，预加重技术具有(L/9，8L/9)、(2L/9，7L/9)、(3L/9，6L/9)和(4L/9，5L/9)的预加重变化点(k1，k2)。这里，k1和k2不一定是整数，只要它们满足其有关比值即可。
图7示出了应用本发明实施例的预加重技术的OFDM符号的频谱，从图7中可以得知，与未应用预加重技术的OFDM符号的频谱作比较，随着越来越高地增加预加重比，向邻近信道的频谱就越来越增加。然而，频谱增长的程度小于现有的限幅方法。
图8示出了应用本发明实施例的预加重技术的OFDM符号的PAPR的CCDF。当CCDF为10-3以及预加重变化点为k1＝1/9时，PAPR降到1.8dB的最小值。
图9示出了应用本发明实施例的预加重技术的OFDM系统的BER性能。通过应用本发明实施例的预加重技术能够实现噪声抑制，从而有助于BER性能的显著改善。
发射机的实施例
首先，假定当接收表1中所示的224数据输入时，OFDM系统使用了具有3/9的预加重变化点的预加重技术，其中在所述OFDM系统中使用了QPSK调制和理想的HPA以及使用了无噪声环境的16副载波。
表1
    1     -1     -1     -1     -1     1     1     1     -1     -1     1     1     1     -1     -1     1
    1     1     1     1     1     1     -1     1     -1     1     1     1     -1     1     -1     1
    1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1
    1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1
    1     1     1     1     -1     1     1     1     -1     -1     -1     -1     1     1     1     -1
    -1     -1     1     -1     -1     1     1     1     -1     -1     -1     1     -1     1     1     1
    1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1
    1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     -1
    1     1     -1     1     -1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1     1
    1     -1     -1     -1     -1     -1     1     -1     1     -1     1     -1     1     1     1     -1
    -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1
    -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1     -1
    -1     -1     1     1     -1     -1     1     1     1     -1     1     -1     -1     1     -1     1
    -1     -1     -1     1     1     1     1     -1     -1     1     1     1     -1     1     -1     1
表1示出了224个随机数据输入。该224个数据输入以两个数据输入被映射成一个QPSK符号的方式进行QPSK调制，从而产生表2中所示的112个调制符号值。映射的数据被归一化，以把符号的功率设置为1。表2示出了通过执行QPSK调制和对表1的数据输入进行归一化确定的符号值。
表2
0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
-0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i
0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i
-0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
表3所示的是通过用16个符号值，即OFDM调制和P/S变换后确定的符号值IFFT变换表2的符号值获得的数据值。也就是，表3示出了OFDM调制后的符号值。
表3
    0+5.6569i     0.1900-0.9554i     0.4142-1.0000i   1.0446-4.8032i
    1.4142+1.4142i     5.5685-3.7208i     7.2426+1.000i   -3.1077+1.6577i
    0-2.8284i     0.6384+0.1270i     2.4142+1.0000i   2.1270-0.0253i
    -1.4142-4.2426i     -0.7401-1.1077i     1.2426-1.0000i   -5.7208-2.4861i
    11.3137+11.3137i     0     0   0
    0     0     0   0
    0     0     0   0
    0     0     0   0
    0+2.8284i     1.7208+5.5685i     2.4142+1.0000i   1.8730+2.1900i
    1.4142-7.0711i     1.8730+0.6384i     -1.5858+5.8284i   1.7208-2.7401i
    -5.6569     -0.8923-0.7401i     0.4142-1.0000i   2.9554+2.6384i
    -1.4142-1.4142i     2.9554+0.1900i     4.4142-0.1716i   -08923+3.5685i
    11.3137-11.3137i     0     0   0
    0     0     0   0
    0     0     0   0
    0     0     0   0
    4.2426     -3.8032+2.8730i     -30000-3.8284i   0.4247-1.8923i
    2.8284-1.4142i     -3.4861-1.8923i     3.0000+1.8284i   -3.5879+2.8730i
    1.4142     0.9747+3.9554i     3.0000-1.8284i   2.4038+0.7208i
    2.824+1.4142i     0.6577+0.7208i     -3.000+3.8284i   6.4163+3.9554i
    -11.3137-11.3137i     0     0   0
    0     0     0   0
    0     0     0   0
    0     0     0   0
    -1.4142+2.8284i     2.7208+1.0378i     -3.000+3.0000i   1.1270-2.7208i
    0-1.4142i     0.8730+7.3339i     0.1716-3.8284i   -4.7208-1.9554i
    -4.2426-2.8284i     0.1077-2.2094i     3.000-3.0000i   0.0446-0.1077i
    0-4.2426i     1.9554-0.5055i     -5.8284-1.8284i   -2.1077-0.8730i
表4示出了通过用预加重点3/9预加重表3的OFDM调制符号所确定的符号值。
  0.0000+10.8284i   0.3801-1.9108i   0.8284-2.0000i   2.0892-9.6063i
  2.8284+2.8284i   9.4360-6.3050i   11.5461+1.5942i   -62153+3.3154i
  0.0000-5.6569i   1.2768+0.2540i   4.8284+2.0000i   4.2540-0.0505i
  -2.8284-8.4853i   -1.4802-2.2153i   2.4853-2.0000i   -10.1975-4.4316i
  11.3137+11.3137i   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0.0000+5.6569i   3.2223+10.4276i   4.8284+2.000i   3.7460+4.380i
  2.2760-11.3802i   3.7460+1.2768i   -2.8932+10.6336i   3.4416-5.4802i
  -10.8284+0.000i   -1.7847-1.4801i   0.8284-2.0000i   5.9108+5.2768i
  -2.8284-2.8284i   5.9108+0.3801i   8.8284-0.3431i   -1.7847+7.1371i
  11.3137-11.3137i   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  8.4853   -7.6063+5.7460i   -6.0000-7.6569i   0.8494-3.7847i
  5.6569-2.8284i   -6.9723-3.7847i   6.0000-7.6569i   -7.1757+5.7460i
  2.8284   1.9495+7.9108i   6.0000-3.6569i   4.8075+1.4416i
  5.6569+2.8284i   1.3154+1.4416i   -6.0000+7.6569i   10.0181+6.1758i
  -11.3137-11.3137i   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  -2.8284+5.6569i   5.4416+2.0756i   -6.0000+6.0000i   2.2540-5.4416i
  0.0000-2.8284i   1.3821+11.6109i   0.3431-7.6569i   -9.4416-3.9108i
  -8.4853-5.6569i   0.2153-4.4187i   6.0000-6.0000i   0.0892-0.2153i
  0.0000-8.4853i   3.9108-1.0110i   -10.5474-3.3088i   -4.2153-1.7460i
图10A示出了表4中所示的预加重符号值的构象，图10B示出了预加重之前的符号值的构象。参见图10A的预加重符号值的构象，可以注意到平均功率通过预加重而增加。图10A和图10B示出了代表信号的振幅和相位的复平面，其中水平轴代表信号的实振幅而垂直轴代表信号的虚振幅。
接收机的实施例
表5示出了在接收机上通过去加重表4所示的数据而得到的数据。需要注意的是，表5所述的数据等同于IFFT调制和P/S变换后获得的并显示在表3上的符号值。
表5
  0.0000+5.6569i   0.1900-0.9554i   0.4142-1.0000i   1.0446-4.8032i
  1.4142+1.4142i   5.5685-3.7208i   7.2426+1.000i   -3.1077+1.6577i
  0.000-2.8284i   0.6384+0.1270i   2.4142+1.0000i   2.1270-0.0253i
  -1.4142-4.2426i   -0.7401-1.1077i   1.2426-1.0000i   -5.7208-2.4861i
  11.3137+11.3137i   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0.0000+2.8284i   1.7208+5.5685i   2.4142+1.0000i   1.8730+2.1900i
  1.4142-7.0711i   1.8730+0.6384i   -1.5858+5.8284i   1.7208-2.7401i
  -5.6569+0.0000i   -0.8923-0.7401i   0.4142-1.0000i   2.9554+2.6384i
  -1.4142-1.4142i   2.9554+0.1900i   4.4142-0.1716i   -08923+3.5685i
  11.3137-11.3137i   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  4.2426   -3.8032+2.8730i   -30000-3.8284i   0.4247-1.8923i
  2.8284-1.4142i   -3.4861-1.8923i   3.0000+1.8284i   -3.5879+2.8730i
  1.4142   0.9747+3.9554i   3.0000-1.8284i   -2.1077-0.8730i
  0.0000-4.2426i   1.9554-0.5055i   -5.8284-1.9284i   -2.1077-0.8730i
  -11.3137-11.3137i   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  0   0   0   0
  -1.4142+2.8284i   2.7208+1.0378i   -3.000+3.0000i   1.1270-2.7208i
  0.0000-1.4142i   0.8730+7.3339i   0.1716-3.8284i   -4.7208-1.9554i
  -4.2426-2.8284i   0.1077-2.2094i   3.000-3.0000i   0.0446-0.1077i
表6示出了通过执行OFDM调制，例如表5的去加重数据的FFT合P/S变换获得的数据。
表6
    0.7071-0.7071i     -0.7071-0.7071i     -0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i
    -0.7071-0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071-0.7071i     -0.7071+0.7071i
    0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i
    -0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i
    0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i
    0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i
    0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i
    0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i
    0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i
    -0.7071-0.7071i     -0.7071-0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071-0.7071i
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    -0.7071-0.7071i     -0.7071-0.7071i     -0.7071-0.7071i     -0.7071-0.7071i
    -0.7071-0.7071i     0.7071+0.7071i     -0.7071-0.7071i     0.7071+0.7071i
    0.7071-0.7071i     0.7071-0.7071i     -0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i
    -0.7071-0.7071i     -0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     0.7071-0.7071i
    -0.7071+0.7071i     0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i     -0.7071+0.7071i
比较表1至表6的数据，可以注意到，通过QPSK映射调制的表2的符号在接收机中被正确地解调成表6的数据。这一情况在图11中示出。在图11中，表2的发射信号由“+”表示，表6的接收信号由“0”表示，并且接收信号与发射信号完全一致。这里，由于OFDM调制值等同于OFDM调制前的值，因此QPSK反映射器的值未被显示。
图12示出了时域中的OFDM调制信号、预加重信号和去加重信号的振幅。在图12中，垂直轴代表信号的振幅，而水平轴代表数据抽样的数量。
在图12中，原始OFDM符号，即表3的数据值由“+”表示，表4的预加重数据值由“·”表示。此外，通过去加重预加重的数据而获得的数据值由“O”表示。从图12中可以注意到，在接收机通过去加重预加重信号而确定的信号完全与原始OFDM信号一致。
表7示出了未应用预加重技术的传统OFDM移动通信系统与应用预加重技术的新的OFDM移动通信系统间的比较。
表7
  传统的OFDM系统                    新的OFDM系统
 k1＝L/9     k1＝2L/9     k1＝3L/9  k14L/9
   CCDF＝0.001的PAPR   10.1dB  1.8dB     4.8dB     7.8dB  9.1dB
   PAPR减量  8.3dB     5.3dB     2.3dB  1dB
  BER＝0.001时需要的SNR 10-3     6.8dB   8.8dB   2.3dB     2.6dB     6dB
  BER的改善     -   -2dB   4.5dB     4.2dB     0.8dB
参见表7，与未应用预加重技术的传统OFDM移动通信系统比较，应用具有k1＝L/9的预加重变化点的预加重技术的OFDM移动通信系统显示了最大的PAPR减量。然而，应用具有k1＝L/9的预加重变化点的预加重技术的OFDM移动通信系统由于大的频谱增长导致其BER性能降低。当预加重变换点为2L/9，OFDM系统显示最高的BER性能和最大的PAPR减量。这是因为，信号失真小，以及在接收机的去加重处理中，噪声抑制效果高。也就是，通过根据公式(3)和公式(5)增加信号的振幅，增加了OFDM符号的平均功率。因此，依据公式(2)使PAPR得以降低。
如上所述，OFDM移动通信系统的被建议的PAPR降低设备和方法利用预加重技术来降低PAPR，从而有助于PAPR急剧降低和BER性能的改善。此外，OFDM移动通信系统的被建议的PAPR降低设备和方法与传统的设备和方法相比，结构和操作都很简单。
尽管已经结合某些优选实施例显示和说明了本发明，本领域的熟练技术人员将会明白，在不背离所附权利要求定义的本发明的精神和范围的条件下，可以对所述实施例形式和细节上的各种改变。

Claims (12)

1、一种为了降低移动通信系统的发射机中峰值平均功率比(PAPR)而控制符号值的方法，所述发射机通过对输入数据执行IFFR(反向快速傅立叶变换)来产生OFDM(正交频分多路复用)调制符号，所述方法包括以下步骤：
用符号值S(n)大于还是小于规定基准值k1的不同传递特性预加重符号值S(n)；和
把预加重符号值的数字值Spre变换成模拟信号，并以规定的增益放大模拟信号。
2、根据权利要求1所述的方法，其中规定的基准值k1根据聚集OFDM调制符号失真的位置来确定。
3、根据权利要求2所述的方法，其中符号值S(n)小于规定基准值k1(0≤S(n)＜k1)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = k 2 k 1 S ( n )
以及符号值S(n)大于或者等于规定基准值k1(k1≤S(n)＜L)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = L - k 2 L - k 1 S ( n ) + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 )
其中，L是S(n)的最大值。
4、一种为了降低移动通信系统的发射机中峰值平均功率比(PAPR)而控制符号值的设备，所述发射机通过对输入数据执行IFFR(反向快速傅立叶变换)来产生OFDM(正交频分多路复用)调制符号，所述设备包括：
一个预加重单元，用符号值S(n)大于还是小于规定基准值k1的不同传递特性预加重符号值S(n)；
一个数模变换器，把从预加重单元输出的的数字符号值Spre变换成模拟信号；和
一个大功率放大器，用于以规定的增益放大来自数模变换器的模拟信号。
5、根据权利要求4所述的设备，其中规定的基准值k1根据聚集OFDM调制符号失真的位置来确定。
6、根据权利要求5所述的设备，其中符号值S(n)小于规定基准值k1(0≤S(n)＜k1)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = k 2 k 1 S ( n )
以及符号值S(n)大于或者等于规定基准值k1(k1≤S(n)＜L)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = L - k 2 L - k 1 S ( n ) + L ( 1 - L - k 2 L - k 1 )
其中，L是S(n)的最大值。
7、一种在移动通信系统中由接收机接收发射机经由基于IFFT(反向快速傅立叶变换)的OFDM(正交频分多路复用)发射的调制符号的方法，所述方法包括以下步骤：
低噪声放大调制符号并把所放大的调制符号变换成数字符号值；
用符号值Spre(n)大于还是小于规定基准值k2的不同传递特性去加重符号值Spre(n)；和
对预加重的符号值S(n)进行FFT(快速傅立叶变换)。
8、根据权利要求7所述的方法，其中规定的基准值k2根据聚集通过OFDM发射的调制符号失真的位置来确定。
9、根据权利要求8所述的方法，其中符号值Spre(n)小于规定基准值k2(0≤Spre(n)＜k1)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = k 1 k 2 S pre ( n )
以及符号值Spre(n)大于或者等于规定基准值k2(k2≤Spre(n)＜L)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = L - k 1 L - k 2 S pre ( n ) + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 )
其中，L是S(n)的最大值。
10、一种由移动通信系统的接收机接收发射机经由基于IFFT(反向快速傅立叶变换)的OFDM(正交频分多路复用)发射的调制符号的设备，所述设备包括：
一个低噪声放大器，用于低噪声放大调制符号；
一个模数变换器，用于把所放大的调制符号变换成数字符号值；
一个去加重单元，用于用符号值Spre(n)大于还是小于规定基准值k2的不同传递特性去加重符号值Spre(n)；和
一个FFT(快速傅立叶变换)单元，用于对预加重的符号值S(n)进行FFT。
11、根据权利要求10所述的设备，其中规定的基准值k2根据聚集通过OFDM发射的调制符号失真的位置来确定。
12、根据权利要求11所述的设备，其中符号值Spre(n)小于规定基准值k2(0≤Spre(n)＜k1)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = k 1 k 2 S pre ( n )
以及符号值Spre(n)大于或者等于规定基准值k2(k2≤Spre(n)＜L)时的传递特性被定义为：
S pre ( n ) = L - k 1 L - k 2 S pre ( n ) + L ( 1 - L - k 1 L - k 2 )
其中，L是S(n)的最大值。
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