CN101753500A - 一种基于压扩的有效抑制ofdm系统大峰均功率比的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法和系统，降低峰均功率比PAPR和改善误码率。其技术方案为：本发明通过分析OFDM系统PAPR问题产生的根本原因和大PAPR产生概率小的因素，从压缩时域大信号，扩展时域小信号并限幅超大信号入手，结合限幅和压扩的优点，提出了一种基于双曲渐近线压扩函数的降低大PAPR产生概率的压扩方法。本发明应用于OFDM系统中。

Description

一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法和系统

技术领域

本发明涉及正交频分复用OFDM通信系统中的峰均功率比问题，具体地说是涉及一种有效抑制OFDM系统大峰均功率比的非线性压扩方法和系统。

背景技术

正交频分复用OFDM技术以其高效的频谱利用率、良好的抗多径衰落性能而被认为是第四代移动通信4G的核心技术之一，目前OFDM技术已经在非对称数字用户线ADSL、数字音频广播DAB和数字电视广播DVB、IEEE 802.11、IEEE 802.16以及电力线宽带数据通信等领域得到了广泛应用。

OFDM的基本原理就是把高速的数据流通过串并转换，分配到传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输。由于每个子信道中的符号周期会相对增加，因此可以减轻无线信道的多径延迟扩展的影响。并且还可以在OFDM符号之间插入保护间隔，令保护间隔大于无线信道的最大时延扩展，这样就可以最大限度地消除由于多径带来的符号间干扰ISI。而且，一般都采用循环前缀作为保护间隔，从而可以避免由多径带来的信道间干扰ICI。

OFDM通信系统原理如图1所示。图1中在OFDM的发送端，输入为二进制比特流或图像或随机序列a_n；然后，采用正交幅度调制QAM或相移键控调制PSK对a_n进行一次预调制，得到频域信号X(n)，再经串并变换和快速傅立叶反变换IFFT后得到时域信号x(n)，该时域信号经并串变换和数模转换和低通滤波器后得到实际发送信号s(t)。在OFDM的接收端，实际上进行的是上述发送端的逆过程。

对图1的OFDM通信系统中的时域信号x(n)进行功率归一化，得到OFDM通信系统的时域抽样序列{x_n}如下：

$x_n=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πkn}}{N}\right)$ n＝0，1，......，N-1(1)

其中N为子载波数，X_k表示第k个子载波上的调制数据，j表示

与单载波系统相比，由于OFDM符号是由多个独立的经过调制的子载波信号相加而成的，这样的合成信号就有可能产生比较大的峰值功率，由此会带来较大的峰均功率比PAPR。

该峰均功率比可以定义为：

$\mathrm{PAPR}\left(\mathrm{dB}\right)=10{\log }_{10}\frac{\underset{n}{\max \left\{{\left|x_n\right|}^2\right\}}}{E\left\{{\left|x_n\right|}^2\right\}}---\left(2\right)$

峰均功率比PAPR对发射机内放大器的线性提出了很高的要求，当OFDM系统内变化较大的信号通过非线性部件，例如进入放大器的非线性区域时，信号会产生非线性失真和谐波，造成较明显的频谱扩展干扰以及带内信号畸变，导致整个系统性能的下降；同时还会增加A/D和D/A转换器的复杂度，降低转换器的准确性。

为了避免所述的非线性失真，传统的方法是采用大动态范围的线性放大器，或者对非线性放大器工作点进行补偿，但这样使功率放大器的效率大大降低，并且整个系统的成本大大增高。要解决OFDM通信系统中信号非线性失真问题，就要降低系统中信号的PAPR，目前提出的降低PAPR的方法主要有：信号预畸变技术、高速编码技术、分组编码技术三种，其中信号预畸变技术包括限幅、压扩变换和预留子载波等；高速编码技术，包括选择性映射SLM和部分传送序列PTS；分组编码技术，包括Golay互补序列和Reed-Muller编码等。其中限幅是最简单有效的方法，它是通过消减峰值信号来降低PAPR，但是这种方法由于引入了带内噪声和带外辐射，因而将导致OFDM系统误码率的增加。压扩变换类似于限幅，也是通过改变信号幅度来达到降低峰均功率比的目的。以C{·}表示压扩变换，该压扩变换应满足如下两个条件：

(1)当|x|≤m时，|C{x}|≥|x|；否则，|C(x)|≤|x|，其中m表示压扩变换的转折点；

(2)当满足E{|x|²}≈E{|C{x}|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

为满足上述条件，压扩变换可以采用如下μ律压扩公式来描述：

$s_n=C\left\{x_n\right\}=\frac{{\mathrm{Vx}}_n}{\ln (1+\mathrm{\μ})\left|x_n\right|}\ln (1+\frac{\mathrm{\μ}}{V}|x_n\left|\right)---\left(3\right)$

其中s_n表示压扩后信号，

V表示OFDM符号x_n的平均幅值，也就是压扩变换的转折点，

μ为压扩系数。

在接收端可以对接收信号实施压扩变换的逆变换，即：

$y_n=C^{-1}\left\{r_n\right\}=\frac{V^{\′}{r}_n}{\mathrm{\μ}\left|r_n\right|}\left\{\exp \right[\frac{\left|r_n\right|\ln (1+\mathrm{\μ})}{V^{\′}}]-1\}---\left(4\right)$

其中y_n表示压扩变换后信号，r_n表示接收信号，V′是接收信号的平均幅值。

相对原始OFDM符号，由于压扩变换对原始OFDM符号中的大幅度信号进行了压缩，对小幅度信号进行了扩大，所以经过压扩变换后的数据符号的分布更加的紧密，出现较大幅值的符号数量有所减少，即降低了PAPR。随着μ的增加，这种改善也越来越明显，但是由于传统压扩变换函数的压扩曲线特性，它对特大信号压缩和特小信号扩展不够，因此经过压扩变换后的数据符号不能呈现均匀紧密的分布。虽然压扩变换逆变换也基本可以还原接收信号，但由于OFDM符号的平均功率会稍有差异，因而压扩变换逆变换后的信号和原始信号也会存在一些差异，即压扩变换会造成一定的误码率。

可见，虽然压扩变换比限幅更具灵活性，但是压扩变换在抑制大PAPR的产生、改善OFDM符号分布和改善误码率方面还有待进一步改进。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，提供了一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法，降低峰均功率比PAPR和改善误码率。

本发明的另一目的在于提供了一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，降低峰均功率比PAPR和改善误码率。

本发明的技术方案为：本发明揭示了一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法，包括：

在发送端压扩变换OFDM信号的过程，进一步包括：

(1)对OFDM系统的时域抽样序列{x_n}进行计算得出OFDM信号在时域的平均幅值V；

(2)根据OFDM系统的要求，确定压扩系数k和调幅系数α的值：

(3)根据平均幅值V和压扩系数k、调幅系数α的值，对OFDM信号以双曲正切S形压扩函数公式进行压扩变换，该双曲正切S形压扩函数公式为：

$s_n=\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×f\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)$

其中f(·)表示双曲渐进线函数，压扩系数k用于控制对信号压扩的程度，调幅系数α用于维持信号在压扩变换前后平均功率不变，sign(x_n)表示对x_n取符号；

(4)将压扩变换后的信号进行并串转换和滤波后发送到信道；

在接收端还原压扩后的OFDM信号的过程：

(5)对接收到的OFDM信号进行计算得出接收信号的平均幅值V′；

(6)对接收到的OFDM信号通过设定门限进行限幅，即对幅值大于α×V′的信号进行限幅，确保接收到的OFDM信号的幅值小于α×V′；

(7)根据平均幅值V′和调幅系数α、压扩系数k的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩逆变换函数公式进行压扩逆变换，其中双曲正切S形压扩逆变换函数公式为：

$R_n=\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×V^{\′}/k\×f^{-1}\left(\frac{R^{\′}}{\mathrm{\α}\×V^{\′}}\right)$

其中f^-1(·)表示双曲渐进线函数的逆函数，R_n′表示接收信号，sign(R_n′)表示对R_n′取符号；

(8)还原出原始信号。

上述的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法，其中，步骤(3)中的该压扩变换满足的三个条件为：

|f(∞)|≤P_gate，f(x)＝-f(-x)，其中为根据实际系统确定的门限值；

当|x_n|≤m时，|s_n|≥|x_n|，否则，|s_n|≤|x_n|，其中m表示压扩变换的转折点；

当α和k选定后，满足E{|x_n|²}≈E{|s_n|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

本发明还揭示了一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，包括：

发射装置：

调制器，对OFDM信号进行调制；

第一串并变换单元，将OFDM调制信号转换为并行信号后进行传输；

IFFT单元，将频域信号转变为时域信号；

第一计算平均幅值单元，通过该IFFT单元输出的该时域信号计算得到平均幅值V；

压扩变换单元，根据压扩系数k和该平均幅值V、调幅系数α以双曲正切S形压扩变换函数公式进行对该时域信号进行压扩变换；

第一并串变换单元，将压扩变换后的信号转换为串行信号；

数模转换器，对该串行信号转换成模拟信号；

第一低通滤波器，对该模拟信号进行低通滤波后发射至信道；

接收装置：

第二低通滤波器，对信道接收来的信号进行低通滤波；

模数转换器，将模拟信号转换成数字信号；

第二串并变换单元，将该数字信号转换为并行信号后进行传输；

第二计算平均幅值单元，对接收到的OFDM信号进行计算得出接收信号的平均幅值V′；

比较限幅单元，对幅值大于α×V′的信号进行限幅，确保接收到OFDM信号的幅值小于α×V′，其中α为调幅系数；

压扩逆变换单元，根据平均幅值V′和调幅系数α、压扩系数k的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩逆变换函数公式进行压扩逆变换；

FFT单元，将时域信号转变为频域信号；

第二并串变换单元，将压扩逆变换后的信号转换为串行信号；

解调器，对信号进行解调处理。

上述的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，其中，该压扩变换单元所依据的该双曲正切S形压扩函数公式为：

$s_n=\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×f\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)$

其中f(·)表示双曲渐进线函数，压扩系数k用于控制对信号压扩的程度，调幅系数α用于维持信号在压扩变换前后平均功率不变，sign(x_n)表示对x_n取符号。

上述的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，其中，该压扩变换单元中的该压扩变换满足的三个条件为：

|f(∞)|≤P_gate，f(x)＝-f(-x)，其中为根据实际系统确定的门限值；

当|x_n|≤m时，|s_n|≥|x_n|，否则，|s_n|≤|x_n|，其中m表示压扩变换的转折点；

当α和k选定后，满足E{|x_n|²}≈E{|s_n|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

上述的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，其中，该压扩逆变换单元所依据的双曲正切S形压扩逆变换函数公式为：

$R_n=\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×V^{\′}/k\×f^{-1}\left(\frac{R^{\′}}{\mathrm{\α}\×V^{\′}}\right)$

其中f^-1(·)表示双曲渐进线函数的逆函数，R_n′表示接收信号，sign(R_n′)表示对R_n′取符号。

本发明对比现有技术有如下的有益效果：本发明通过分析OFDM系统PAPR问题产生的根本原因和大PAPR产生概率小的因素，从压缩时域大信号，扩展时域小信号并限幅超大信号入手，结合限幅和压扩的优点，提出了一种基于双曲渐近线压扩函数的降低大PAPR产生概率的压扩方法，从而有效降低PAPR和改善误码率。与现有技术相比，本发明至少具有以下几个优点：

1、由于本发明的压扩函数为渐近双曲线，它对峰值信号的压缩效果和对小信号的扩展效果都要优于传统的压扩变换，因此它能更有效地把OFDM信号限制在一定的范围之内，从而更好地降低PAPR；

2、由于本发明采用双曲渐近线压扩函数对小信号进行了扩大，增强了小信号对噪声的抵抗力；

3、由于本发明设定门限对超出限定范围的信号进行限幅，在一定程度上限制了大噪声对信号的影响，因此本发明的系统的误码率稍微优于传统的压扩变换；

4、由于本发明的双曲渐近线压扩函数采用了调幅系数和压扩系数两个系数，分别用于调整平均幅值和压扩程度，使得在对压扩函数调整时更具灵活性；

5、仿真结果表明，本发明对峰值信号和小信号可进行更有效的压缩和扩展，并且使OFDM信号幅度更集中地分布在一定的范围之内，降低了信号对放大器线性范围的要求，提高了线性放大器的效率。

附图说明

图1是现有的OFDM通信系统的原理框图。

图2是本发明的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法的较佳实施例的流程图。

图3是本发明的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统的较佳实施例的框图。

图4是本发明的仿真结果图。

图5是本发明中不同压扩系数k的互补累计分布函数CCDF对比图。

图6是本发明中不同压扩系数k的误码率Ber对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的描述。

基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法的实施例

图3示出了本发明的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法的实施例的流程。请参见图3，下面是方法中各个步骤的详细描述。本实施例的方法包括在发送端压扩变换OFDM信号的过程(步骤S100～S103)以及在接收端还原压扩后的OFDM信号的过程(步骤S104～S108)。

步骤S100：对OFDM系统的时域抽样序列{x_n}进行计算得出OFDM信号在时域的平均幅值V。

用常规方法对OFDM通信系统的时域抽样序列{x_n}取模值后求其平均，即可得到时域的平均幅值V。

步骤S101：根据OFDM系统的要求，确定压扩系数k和调幅系数α的值。

对于压扩系数k是根据功率放大器的线性范围，预定出最大可以接受的信号峰值功率P_gate，要求压扩后的信号功率小于或等于P_gate，即k用于控制信号的PAPR。当k选定后，α的取值是为了保持压扩变换前后OFDM符号的平均功率不变。由于通常OFDM通信系统处于大峰值功率的概率很低，一般OFDM信号功率超过平均功率的三倍，即当PAPR为10dB的概率约为0.1％；超过其四倍平均功率，即当PAPR为12dB的概率约为0.01％。当然由于特大信号出现的概率极小，基于这一点的误码率改善收益很小，后面基于MATLAB的仿真也说明了这一点。而保持信号的平均功率可以提高发射机线性放大器的效率，同时可以避免高斯噪声AWGN在接收端的扩大，从而增大接收端信号的信噪比SNR。在这里保持信号的平均功率须满足下式：

E(x_n ²)＝E(s_n ²)

(5)

其中E(s_n ²)表示压扩后的信号的功率，其公式如下：

$E\left({s_n}^2\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}{[\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×\tan \mathrm{sig}\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)]}^2{f}_{s_n}\left(x_n\right)d{x}_n---\left(6\right)$

其中

是原信号的概率密度函数，而原信号的实部和虚部服从高斯分布。

根据(5)式和(6)式的限制，当k被选定时，α也可以同时被确定。比如在1024子载波的OFDM系统中当k被选为0.3，0.4，0.45时，α分别近似等于3.5，2.7，2.5。

步骤S102：根据平均幅值V和压扩系数k、调幅系数α的值，对OFDM信号以双曲正切S形压扩函数公式进行压扩变换。

本发明的一大特点就是以双曲正切S形压扩函数代替传统的μ律压扩函数，使得原信号的数据在压扩后得到的值处于一定的范围之内。

双曲正切S形函数公式为：

$\tan \mathrm{sig}\left(x\right)=\frac{2}{1+e^{-2x}}-1---\left(7\right)$

对(7)式扩展，定义双曲正切S形压扩函数公式为：

$s_n=\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×\tan \mathrm{sig}\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)---\left(8\right)$

其中，x_n表示原始OFDM符号序列的第n个符号，V表示计算OFDM信号在时域的平均幅值，k为压扩系数，α为调幅系数，|x_n|表示对x_n取绝对值；该压扩系数k用于控制对信号压扩的程度，该调幅系数α用于维持信号在压扩变换前后平均功率不变。

从(8)式可以看出|s_n|小于α×V，且由于双曲正切S形压扩函数为渐近双曲线，因此它对峰值信号的压缩效果和对小信号的扩展效果都要优于传统的压扩变换。

这一步骤中的压扩变换需要满足三个条件为：

(1)|f(∞)|≤P_gate，f(x)＝-f(-x)，其中为根据实际系统确定的门限值；

(2)当|x_n|≤m时，|s_n|≥|x_n|，否则，|s_n|≤|x_n|，其中m表示压扩变换的转折点；

(3)当α和k选定后，满足E{|x_n|²}≈E{|s_n|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

步骤S103：将压扩变换后的信号进行并串转换和滤波后发送到信道。

步骤S104：接收数据。

步骤S105：对接收到的OFDM信号进行计算得出接收信号的平均幅值V′。

步骤S106：对接收到的OFDM信号通过设定门限进行限幅。

由于理论上|R_n′|小于α×V′，本发明为接收信号设一门限为α×V′，对幅值大于α×V′的信号进行限幅，确保接收到的OFDM信号的幅值小于α×V′，从而减小高斯噪声对接收信号的影响。

步骤S107：根据平均幅值V′和调幅系数α、压扩系数k的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩逆变换函数公式进行压扩逆变换。

其中双曲正切S形压扩逆变换函数公式为：

$R_n=\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×V^{\′}/k\×f^{-1}\left(\frac{R^{\′}}{\mathrm{\α}\×V^{\′}}\right)$

其中f^-1(·)表示双曲渐进线函数的逆函数，R_n′表示接收信号，sign(R_n′)表示对R_n′取符号。

上述公式也可以表示为：

$R_n=0.5\×\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×\frac{V^{\′}}{k}\×\ln \{1+\frac{2\×\left|{R_n}^{\′}\right|}{\mathrm{\α}\×V^{\′}-\left|{R_n}^{\′}\right|}\}---\left(9\right)$

其中R_n′表示接收信号，V′表示接收信号的平均幅值。

步骤S108：还原出原始信号。

基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统的实施例

图3示出了本发明所应用的OFDM通信系统的实施例的原理。请参见图3，本实施例的OFDM通信系统包括发射装置和接收装置。其中发射装置包括调制器3、串并变换单元5、IFFT单元、计算平均幅值单元13、IFFT单元7、压扩变换单元9、并串变换单元11、数模转换器16和低通滤波器18。压扩变换单元9用于对OFDM信号以双曲正切S形压扩函数公式(8)进行压扩变换，发射装置的其他单元均为常规连接。接收装置包括低通滤波器22、模数转换器24、串并变换单元26、计算平均幅值单元40、比较限幅单元28、压扩逆变换单元30、FFT单元32、并串变换单元34和解调器36。压扩逆变换单元30用于对OFDM信号以双曲正切S形逆变换函数公式(9)进行压扩逆变换。在串并转换器26和压扩逆变换单元30之间连接比较限幅单元28，用于将接收到的OFDM信号通过门限，对幅值大于α×V′的信号进行限幅处理，确保接收到的OFDM信号的幅值小于α×V′，接收装置的其他单元均为常规连接。

整个OFDM系统的工作过程如下：

对于OFDM系统的发射装置，信源1产生的随机数据符号流2作为OFDM信号，经过调制器3(例如是基带调制器)调制，调制可以采用QAM或QPSK，将OFDM信号映射为复数形式的信号4，然后经过串并变换单元5把OFDM调制信号转化为并行输入信号6，分配到传输速率相对较低的N个信道中进行传输。经过IFFT单元7变换，将频域信号转变为时域信号8和12，信号12通过计算平均幅值单元13计算得到平均幅值14，将平均幅值14和时域信号8送入压扩变换单元9。

计算平均幅值单元13用常规方法对OFDM通信系统的时域抽样序列{x_n}取模值后求其平均，即可得到时域的平均幅值V。压扩变换单元9根据压扩系数k和该平均幅值V、调幅系数α以双曲正切S形压扩变换函数公式进行对该时域信号进行压扩变换，输出压扩变换后的信号10。

压扩变换单元9所依据的该双曲正切S形压扩函数公式为：

$s_n=\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×f\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)$

其中f(·)表示双曲渐进线函数，压扩系数k用于控制对信号压扩的程度，调幅系数α用于维持信号在压扩变换前后平均功率不变，sign(x_n)表示对x_n取符号。

压扩变换单元9中的压扩变换满足的三个条件为：

|f(∞)|≤P_gate，f(x)＝-f(-x)，其中为根据实际系统确定的门限值；

当|x_n|≤m时，|s_n|≥|x_n|，否则，|s_n|≤|x_n|，其中m表示压扩变换的转折点；

当α和k选定后，满足E{|x_n|²}≈E{|s_n|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

压扩变换后的信号10先经过并串变换单元11转换为串行信号15，再经数模转换器16转换为模拟信号17，最后经低通滤波器18处理成信号19后输出至信道20。

对于OFDM系统的接收装置，信道20输出的信号21经低通滤波器22处理成信号23，再经模数转换器24转换成数字信号25，然后经串并变换单元26转换为并行信号，得到信号27和39，其中信号27送入比较限幅单元28，信号39送入计算平均幅值单元40。计算平均幅值单元40对接收到的OFDM信号进行计算得出接收信号的平均幅值V′，分成两路信号输出，一路信号41输出至比较限幅单元28，另一路信号42输出至压扩逆变换单元30。

比较限幅单元28对幅值大于α×V′的信号进行限幅，确保接收到OFDM信号的幅值小于α×V′，其中α为调幅系数。

比较限幅单元28输出的信号29送入压扩逆变换单元30，压扩逆变换单元30根据平均幅值V′和调幅系数α、压扩系数k的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩逆变换函数公式进行压扩逆变换。其中双曲正切S形压扩逆变换函数公式为：

$R_n=\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×V^{\′}/k\×f^{-1}\left(\frac{R^{\′}}{\mathrm{\α}\×V^{\′}}\right)$

其中f^-1(·)表示双曲渐进线函数的逆函数，R_n′表示接收信号，sign(R_n′)表示对R_n′取符号。

上述公式也可以表示为：

$R_n=0.5\×\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×\frac{V^{\′}}{k}\×\ln \{1+\frac{2\×\left|{R_n}^{\′}\right|}{\mathrm{\α}\×V^{\′}-\left|{R_n}^{\′}\right|}\}---\left(9\right)$

其中R_n′表示接收信号，V′表示接收信号的平均幅值。

压扩逆变换单元30处理得到的信号31经FFT单元32的处理得到频域信号33，经并串变换单元34转换为串行信号35，再经解调器36解调成信号37后输出至信宿38，恢复出原信号。

本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明。

仿真1

本OFDM系统仿真条件如下：

OFDM信号由随机信号源产生，16QAM调制，子载波数为1024，采用4096点IFFT，即4倍过采样。根据该条件下的平均幅值V和压扩系数k、调幅系数α的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩公式进行压扩变换，并将该压扩的曲线与传统的压扩曲线进行对比，如图4所示。从图4可见，在信号原始幅度较大时，本发明压扩后的幅度较小，因此它能更有效地把OFDM信号限制在一定的范围之内，从而更好地降低PAPR，提高了线性放大器的利用率；同时对小信号的有效放大和对大信号有效扩展也降低了系统对信号的线性放大器的线性范围要求，也提高了线性放大器的利用率。

仿直2

为了说明本发明基于双曲正切S形压扩函数的压扩变换比传统的压扩方案具有更好的降低OFDM系统信号PAPR的效果，图5给出了这两种方案互补累积分布函数CCDF(CCDF＝Pr{PAPR＞PAPR0})仿真曲线的对比图。该互补累积分布函数，即计算峰均功率比超过某一门限值的概率，其数学表达式为：

Pr{PAPR＞PAPR0}＝1-(1-e^-PAPR0)^N

PAPR0＞0

其中，PAPR0表示峰均功率比的门限值，PAPR表示OFDM信号的实际峰均功率。

从图5可以看出，随着k的值的增加，本发明降低PAPR的效果越来越好；另外两种压扩方法相对于原始OFDM信号，其PAPR都有较大改善；而本发明的压扩方法在k取0.3、0.4和0.45时，与传统压扩变换μ取0.35、0.65和1.0相比，当两种方法的CCDF曲线初始下降点相同时，在CCDF为10^-4的位置，本发明的压扩变换方法有0.5～1.5dB左右的PAPR改善，可见本发明的压扩方法对抑制大PAPR的效果更好。

仿真3

该仿真条件如下：

OFDM信号由随机信号源产生，16QAM调制，AWGN信道，子载波数为1024，采用4096点IFFT，即4倍过采样；本发明的压扩方法在k取0.3、0.4和0.45，传统压扩变换μ取0.35、0.65和1.0。

用本发明的压扩方法和传统压扩变换方法仿真的误码率曲线如图6。从图6可见，在相同的SNR下，BER越小越好；虽然两种压扩方法都造成了一定程度的误码率性能下降，但是本发明的压扩方法比传统压扩方法在误码率性能上有微小改进。

上述实施例是提供给本领域普通技术人员来实现或使用本发明的，本领域普通技术人员可在不脱离本发明的发明思想的情况下，对上述实施例做出种种修改或变化，因而本发明的保护范围并不被上述实施例所限，而应该是符合权利要求书提到的创新性特征的最大范围。

Claims (6)

1.一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法，包括：

在发送端压扩变换OFDM信号的过程，进一步包括：

(1)对OFDM系统的时域抽样序列{x_n}进行计算得出OFDM信号在时域的平均幅值V；

(2)根据OFDM系统的要求，确定压扩系数k和调幅系数α的值：

(3)根据平均幅值V和压扩系数k、调幅系数α的值，对OFDM信号以双曲正切S形压扩函数公式进行压扩变换，该双曲正切S形压扩函数公式为：

$S_n=\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×f\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)$

其中f(·)表示双曲渐进线函数，压扩系数k用于控制对信号压扩的程度，调幅系数α用于维持信号在压扩变换前后平均功率不变，sign(x_n)表示对x_n取符号；

(4)将压扩变换后的信号进行并串转换和滤波后发送到信道；

在接收端还原压扩后的OFDM信号的过程：

(5)对接收到的OFDM信号进行计算得出接收信号的平均幅值V′；

(6)对接收到的OFDM信号通过设定门限进行限幅，即对幅值大于α×V′的信号进行限幅，确保接收到的OFDM信号的幅值小于α×V′；

(7)根据平均幅值V′和调幅系数α、压扩系数k的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩逆变换函数公式进行压扩逆变换，其中双曲正切S形压扩逆变换函数公式为：

$R_n=\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×V^{\′}/k\×f^{-1}\left(\frac{R^{\′}}{\mathrm{\α}\×V^{\′}}\right)$

其中f^-1(·)表示双曲渐进线函数的逆函数，R_n′表示接收信号，sign(R_n′)表示对R_n′取符号；

(8)还原出原始信号。

2.根据权利要求1所述的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的方法，其特征在于，步骤(3)中的该压扩变换满足的三个条件为：

|f(∞)|≤P_gate，f(x)＝-f(-x)，其中为根据实际系统确定的门限值；

当|x_n|≤m时，|s_n|≥|x_n|，否则，|s_n|≤|x_n|，其中m表示压扩变换的转折点；

当α和k选定后，满足E{|x_n|²}≈E{|s_n|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

3.一种基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，包括：

发射装置：

调制器，对OFDM信号进行调制；

第一串并变换单元，将OFDM调制信号转换为并行信号后进行传输；

IFFT单元，将频域信号转变为时域信号；

第一计算平均幅值单元，通过该IFFT单元输出的该时域信号计算得到平均幅值V；

压扩变换单元，根据压扩系数k和该平均幅值V、调幅系数α以双曲正切S形压扩变换函数公式进行对该时域信号进行压扩变换；

第一并串变换单元，将压扩变换后的信号转换为串行信号；

数模转换器，对该串行信号转换成模拟信号；

第一低通滤波器，对该模拟信号进行低通滤波后发射至信道；

接收装置：

第二低通滤波器，对信道接收来的信号进行低通滤波；

模数转换器，将模拟信号转换成数字信号；

第二串并变换单元，将该数字信号转换为并行信号后进行传输；

第二计算平均幅值单元，对接收到的OFDM信号进行计算得出接收信号的平均幅值V′；

比较限幅单元，对幅值大于α×V′的信号进行限幅，确保接收到OFDM信号的幅值小于α×V′，其中α为调幅系数；

压扩逆变换单元，根据平均幅值V′和调幅系数α、压扩系数k的值对OFDM信号以双曲正切S形压扩逆变换函数公式进行压扩逆变换；

FFT单元，将时域信号转变为频域信号；

第二并串变换单元，将压扩逆变换后的信号转换为串行信号；

解调器，对信号进行解调处理。

4.根据权利要求3所述的基于压扩的有效抑制OFDM系统大峰均功率比的系统，其特征在于，该压扩变换单元所依据的该双曲正切S形压扩函数公式为：

$S_n=\mathrm{\α}\×V\×\mathrm{sign}\left(x_n\right)\×f\left(\frac{k\×\left|x_n\right|}{V}\right)$

其中f(·)表示双曲渐进线函数，压扩系数k用于控制对信号压扩的程度，调幅系数α用于维持信号在压扩变换前后平均功率不变，sign(x_n)表示对x_n取符号。

5.根据权利要求4所述的基于压扩的有效OFDM系统大峰均功率比的系统，其特征在于，该压扩变换单元中的该压扩变换满足的三个条件为：

|f(∞)|≤P_gate，f(x)＝-f(-x)，其中为根据实际系统确定的门限值；

当|x_n|≤m时，|s_n|≥|x_n|，否则，|s_n|≤|x_n|，其中m表示压扩变换的转折点；

当α和k选定后，满足E{|x_n|²}≈E{|s_n|²}，即可保证变换前后平均功率大致相等。

6.根据权利要求5所述的基于压扩的有效OFDM系统大峰均功率比的系统，其特征在于，该压扩逆变换单元所依据的双曲正切S形压扩逆变换函数公式为：

$R_n=\mathrm{sign}\left(R_n^{\′}\right)\×V^{\′}/k\×f^{-1}\left(\frac{R^{\′}}{\mathrm{\α}\×V^{\′}}\right)$

其中f^-1(·)表示双曲渐进线函数的逆函数，R_n′表示接收信号，sign(R_n′)表示对R_n′取符号。

Images