CN1592102A

CN1592102A - 前向放大滤波器电路

Info

Publication number: CN1592102A
Application number: CNA2004100683461A
Authority: CN
Inventors: 鲁卡斯·多罗尔
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-09-05
Filing date: 2004-08-31
Publication date: 2005-03-09
Anticipated expiration: 2024-08-31
Also published as: DE10341063A1; US20050052226A1; CN100539416C; DE10341063B4; US7119608B2

Abstract

本发明涉及一种前向放大滤波器电路，包括具有零点和极点的模拟滤波器，所述滤波器电路具有形成了极点的第一数量的积分器，所述积分器彼此串联设置，并且每一个积分器都具有与其并联设置的具有电容的有源组件，所述滤波器电路具有形成了零点的第二数量的系数，所述系数具有至少一个前向放大路径，所述前向放大路径包含微分元件，所述滤波器电路具有求和节点，其输入侧与零点的前向放大路径相连，而其输出侧与串联设置的有源组件中的最后一个的输入相连。本发明还涉及一种具有这种滤波器电路的模拟/数字转换器电路。

Description

前向放大滤波器电路

技术领域

本发明涉及一种滤波器电路，其包括具有极点和零点的前向放大滤波器。本发明还涉及一种具有这种滤波器电路的模拟/数字转换器电路。

背景技术

为了产生多种传递函数，使用适当的滤波器。在这种情况下，在有源即模拟滤波器和数据滤波器之间产生了区别。在模拟滤波器电压的情况下，已处理信号以连续时间函数的形式出现。也可以按照数字形式提供模拟滤波器的功能。考虑到所需的附加电路复杂度和尤其是具有大量要处理数据项，模拟/数字转换和数字/模拟转换也耗费大量时间的事实，使用模拟、连续时间滤波器，尤其是对于非常快速的应用。

这种模拟、连续时间滤波器的一种特定的形式具有前向放大结构。这种前向放大滤波器电路是公知的，在技术文献中经常被称为前馈滤波器，并具体通过其性能进行区分。尤其是在电信领域中使用前向放大滤波器结构，例如，在移动无线电中，以及针对宽带应用。

图1使用了示意性的方框图来示出5阶前向放大滤波器电路的一般设计。这种滤波器通常包括极点和零点，通过积分器a1～a5产生极点，而通过系数c1～c5产生零点。通过图1中的前向放大路径形成系数c1～c5。此外，设置具有系数d1、d2的反馈路径。在前向放大滤波器电路的输出处，存在求和节点，表示可以根据在输入侧输入的模拟输入信号Vin，在输出处提供模拟输出信号Vout。

图2示出了对如图1所示的前向放大滤波器电路的公知电路实现。在这种情况下，通过运算放大器OP1～OP5、电阻器R1～R5和电容C1～C5来产生积分器a1～a5，以及通过电阻器RK1～RK5来产生前馈系数c1～c5。但是，为了产生滤波器电路的输出处的求和节点，需要具有并联电阻器Rout的额外的求和放大器OPout。然而，额外的运算放大器OPout不仅增加了整个滤波器电路的功率消耗，而且意味着执行时间的增加。尽管也可以去除滤波器电路的输出处的求和放大器OPout，但在这种情况下，滤波器电路将不再隔离地进行操作。

作为图2所示的实现的替代，也可以通过跨导放大器(OTA、电压/电流放大器)来形成积分器a1～a5，以及通过跨导放大器或电容来形成前馈系数。但是，这种滤波器电路需要的位于前向放大路径中的跨导放大器或电容与非线性前向放大的意思相同，而这意味着最好使用其中通过运算放大器、电阻器和电容来形成积分器的滤波器电路，如图2所示。

在这种功率优化滤波器电路中，极点的数目应当尽可能地等于放大组件的数目。

发明内容

因此，本发明的目的是提出一种在功率方面进行了优化的前向放大滤波器电路。具体地，还需要在滤波器电路的输入信号和输出信号之间的传播时间方面，对所述滤波器电路进行优化。

根据本发明，通过一种具有如权利要求1所述的特征的前向放大滤波器电路和一种具有如权利要求13所述的特征的模拟/数字转换器电路来实现这些目的中的至少一个。因此，提出了：

-一种前向放大滤波器电路，包括具有零点和极点的模拟滤波器，所述滤波器电路具有形成了极点的第一数量的积分器，所述积分器彼此串联设置，并且每一个积分器都具有与其并联设置的具有电容的有源组件，所述滤波器电路具有形成了零点的第二数量的系数，所述系数具有至少一个前向放大路径，所述前向放大路径包含微分元件，所述滤波器电路具有求和节点，其输入侧与零点的前向放大路径相连，而其输出侧与串联设置的有源组件中的最后一个的输入相连。

-一种模拟/数字转换器电路，具有其输入侧与所述模拟/数字转换器电路的输入相连的、如前述权利要求之一所述的滤波器电路，所述模拟/数字转换器电路具有量化器，其输入侧与所述滤波器电路的输出相连，而其输出侧与所述模拟/数字转换器电路的输出相连，所述模拟/数字转换器电路具有设置在所述模拟/数字转换器电路的输出和输入之间的第一反馈路径。

本发明所基于的思想在于去除为了产生滤波器电路的输出处的求和节点而设置的专用运算放大器。有利地，通过与最后一个积分器相关联的运算放大器原样地满足了位于输出处的求和节点的功能。但是，在这种情况下，必须确保前向放大路径不会导致输入到最后一个运算放大器的输入中的信号之间的任何类型的相位差。因此，本发明基于为了避免这种相位差，必须通过前馈路径中的微分元件来形成零点的想法。尽管阻性前馈结构具有位于最后一个积分器的输出处的求和节点，但本发明涉及在滤波器电路中的最后一个积分器的输出处，进行具有微分元件的前馈结构中的求和。

在一种有利改进中，这些用于产生零点的微分元件是容性元件的形式的，尤其是电容器的形式的。因此，获得了容性前馈网络。

去除了针对求和装置而特别设置的运算放大器节省了芯片面积。此外，还减少了滤波器电路的功率消耗。由于较少的放大元件数，滤波器传播时间也更短，这意味着可以产生更快的滤波器电路。本发明的滤波器电路的另一优点主要在于：滤波可以隔离地进行，由于求和节点是低阻抗设计的。

本发明的容性前馈电路还具有如下优点：与具有跨导放大器的前馈结构不同，获得了在无源组件更好的线性水平，并具有更小的芯片面积和更低的功率消耗。

对本发明的有利改进和发展为从属权利要求的主题，并参照附图，进行了描述。

附图说明

下面，将利用在示意性附图中所表示的典型实施例，对本发明进行更为详细的解释，其中：

图1是示出了针对模拟前向放大滤波器电路的一般设计的方框图；

图2示出了具有运算放大器、电阻器和电容的公知前向放大滤波器电路的电路图；

图3是示出了根据本发明的前向放大滤波器电路的第一、概括典型实施例的电路图；

图4是示出了根据本发明的前向放大滤波器电路的第二典型实施例的电路图；

图5是示出了根据本发明的前向放大滤波器电路的第三典型实施例的电路图；

图6是以滤波器元件块的形式示出了根据本发明的前向放大滤波器电路的一般设计的方框图；

图7示出了如图6所示的、根据本发明的前向放大滤波器电路的单个滤波器元件块的电路图；

图8示出了根据本发明的具有本发明的滤波器电路的西格马-德耳塔A/D转换器的方框图；

图9示出了如图8所示的、根据本发明的∑-ΔA/D转换器的详细电路图。

在所有的附图中，除非特别声明，否则将以相同的参考符号表示相同或具有相同功能的元件、特征和信号。

具体实施方式

图3是示出了根据本发明的前向放大滤波器电路的第一、概括典型实施例的电路图。在图3中，参考符号1表示本发明的滤波器电路。在这种情况下，滤波器电路1是前向放大滤波器1的模拟形式。

滤波器1具有：输入2，可以将模拟输入信号Vin输入其中；以及输出3：可以从其输出模拟输出信号Vout。

滤波器电路1具有设置在输入2和输出3之间且彼此串联的五个积分器4～8。在本典型实施例中，每个积分器4～8包括运算放大器OP1～OP5，每个运算放大器OP1～OP5都具有与之并联的容性元件C1～C5，如电容器等。

因此，积分器4～8应当被理解为表示对在输入侧输入的信号进行对时间的积分并在输出侧提供在时间上进行了积分的信号的组件。在自动控制工程中，术语积分器4～8表示来自积分器的输出信号相对于积分器的输入信号进行积分，也就是说如下关系成立：

ua(t)＝∫ue(τ)dt

因此，所设置的积分器4～8不必是具有并联电容C1～C5的运算放大器OP1～OP5。相反，可以通过具有所述积分功能的任意组件的组合来产生积分器4～8。如图3所示的积分器4～8可以是定时积分器(开关电容放大器)形式的或连续时间积分器形式的。例如，这种连续时间积分器使用电阻器、电容和跨导。

对于每个积分器4～8，如电阻器等阻性元件R1～R5连接在包括容性元件C1～C5和运算放大器OP1～OP5的并联电路的上游。因此，相应阻性元件R1～R5形成了运算放大器OP1～OP5的输入和输出，并形成了对相应积分器4～8的输出。在这种情况下，相同数量的阻性元件R1～R5、容性元件C1～C5和运算放大器OP1～OP5与相应的积分器4～8相关联。

本发明的滤波器电路1还具有四个前向放大路径10～13，用于产生零点。根据本发明，每个前向放大路径10～13包含微分元件17～20。将微分元件17～20设计为对在输入侧输入的信号进行对时间的微分，并在输出侧输出微分信号。因此，这些形成了前向放大滤波器电路1的前馈系数的微分元件17～20用作微分器。相应的前向放大路径10～13使其输入侧与积分器4～7的相应输出相连。

在最简单的情况下，这些微分元件17～20是包括电阻、电感和电容(RLC)的阻抗比、或跨导(gm级)，或者在一般情况下，阻抗和有源组件的组合，例如CMOS放大器。在这种情况下，从自动控制工程的观点来看，利用这些微分元件17～20的前馈回路表现出微分行为。因此，微分器表示来自微分器(即，来自前馈回路)的输出信号相对于微分器(即，前馈回路)的输入信号进行微分，因此，意味着以下关系成立：

ua(t)＝δue(τ)/δdt

如果现在将前馈回路与积分器相连，由于具有后续积分的微分，传递函数几乎与频率无关。如果将两个或更多前馈回路与节点相连，则对施加到前馈回路的输入的信号求和，在所有情况下，均以前馈回路的系数进行加权。特定的优点在于：将这些微分元件17～20引入前向放大路径10～13意味着现在将求和节点9设置在最后一个积分器OP5的输入处，而不是最后一个积分器的输出处，如图2所示。可以有利地节约连接在此积分器8下游的求和放大器。

图4是根据图3，示出了本发明的前向放大滤波器电路的第二典型实施例的电路图。在这种情况下，设置在前向放大路径10～13中的微分元件17～20是容性元件CK1～CK4形式的，例如，是电容器形式的。

本发明的滤波器电路1还具有求和节点9。类似地，前向放大路径10～13的输出侧与求和节点9相连。将求和节点9设置在最后一个积分器8的输入处，具体地，设置在电阻器R5和包括运算放大器OP5和容性元件C5的并联电路之间。

图5示出了本发明的前向放大滤波器电路的第三典型实施例。与图3和图4中的典型实施例不同，设置图5所示的第四前向放大路径13中的容性元件CK4与第四积分器7中的电阻器R4并联。这实现了与当容性元件CK4和阻性元件R5并联时相同的效果，并省去了反馈路径15(如图4所示的情况)。

此外，设置了两个另外的反馈路径14、15，每一个包含阻性元件RD1、RD2。作为示例，阻性元件RD1、RD2可以是用作电阻器的开关电容的形式。这些阻性元件RD1、RD2中的每一个与相应节点处的减法一起带来了180°的相移。以180°的相移反馈输出信号Vout(与积分器相结合)导致了本地谐振器(360°)，极大地提高了整个滤波器电路1的信噪比(SNR)。只有当与如两个运算放大器之类的两个相移放大器并联设置相应的阻性元件RD1、RD2时，才能实现。为此，两个路径14、15中的每一个均与两个运算放大器OP2～OP5并联。在本示例中，路径14与运算放大器OP2、OP3并联，而路径15与运算放大器OP4、OP5并联。

下面的内容描述了如图4和5所示的本发明的滤波器电路1的工作方式。

当输入模拟输入信号Vin时，利用连续设置的积分器4～7对该信号进行积分，并提供给输出处的求和节点9。此外，利用前向放大路径10～13中的容性元件CK1～CK4对来自相应积分器4～7的积分信号进行滤波，并类似地提供给求和节点9。在这种情况下，前向放大路径10～13中的电容CK1～CK4带来了相应的相位旋转。这样做的优点在于：其允许将来自前向放大路径10～13的输出信号输入允许放大器OP5的输入，导致了求和操作的性能。因而，来自运算放大器OP5的输出信号是作为输出3处的输出信号Vout而提供的求和信号。因为前向放大路径10～13中的相应容性元件CK1～CK4形成了与在最后一个积分器8中与运算放大器OP5并联的电容C5的并联电路，这成为可能。因而，结果是在前向放大路径10的情况下，由电容CK1和电容C5形成相应的电容分压器。纯粹的电容分压器并不引起两个信号之间的相位差，这意味着第一次可以在运算放大器OP5的输入处对信号进行求和。

上面，已经参照利用电容器形式的容性元件CK1～CK4的如图4和5所示的典型实施例，具体地描述了本发明的滤波器电路1的工作方式。但是，在这一点上，应当注意，代替使用电容器CK1～CK4，自然可以使用任何微分元件，如图3所示的典型实施例所示。

图6示出了根据本发明的前向放大滤波器电路1的高度概括图示。滤波器电路1具有N个滤波器元件块TF1～TFN，其输入和输出串联，并设置在滤波器电路1的输入2和输出3之间。来自各个滤波器元件块TFi的输出信号Yi(其中，i＝1、…、N)原样地形成了对下游滤波器元件块TFi+1的输入信号Xi+1。

此外，本发明提供了容性网络16，尤其是形成了滤波器电路1的零点。容性网络16包括多个前馈耦合元件CKij(其中j＝2、…、N)。两个指标i和j表示将相应的容性元件CKij设置在其间的那些滤波器元件块TFi。在这种情况下，指标i表示相应滤波器元件块TFi的输出，而指标j表示下游滤波器元件块TFj的前向输入，具有设置在其间的相应耦合元件CKij。在本典型实施例中，前馈耦合元件CKij是电容(C11、C12、…、C1N-1、C1N、C21、…、CNN-1、CNN)形式的。可以利用容性网络16实际地产生从第i滤波器元件块TFi到任意想要的下游第j滤波器元件块TFj的前馈输入XFFj的任意所需的前馈耦合(其中，j＞i)。

不必说，不需要使组件适用于容性网络16中的所有前馈电容CKij。相反，根据需要，可以确保这些前馈电容CKij的使用和所使用的电容的电容值。

在进一步的改进中，还可以存在从第j滤波器元件块TFj的输出Yj到第i滤波器元件块TFi的反馈输入XFBi的反馈。相应的反馈元件可以是容性或阻性的，例如电容或电阻器的形式。

在图6中，通过设置容性元件CKij形式的前馈耦合元件来产生容性网络16。不必说，以类似于参照图3所述的典型实施例的方式，这些前馈耦合元件CKij通常可以是微分元件的形式的。因此，可以将每个容性元件CKij替换为相应的微分器，其对输入信号进行对时间的微分，并在输出侧提供在时间上进行了微分的信号。

图7是示出了如图6所示的滤波器电路1中的滤波器元件块TFi的实现的电路图。滤波器元件块TFi形成了任意的积分器。各个滤波器元件块TFi具有：输入21，将输入信号Xi输入其中；以及输出22，可以在其上分接出输出信号Yi。此外，滤波器元件块TFi包含两个另外的输入连接23、24。输入23可以用于输入(前向耦合)信号XFFi，而输入24可以用于输入(后向耦合)信号XFBi。输入连接23可以用于将滤波器元件块FTi与容性网络16相连，并因而与前馈耦合电容CKij相连。输入24可以用于将滤波器元件块TFi与反馈路径相连，或与反馈网络相连。

各个滤波器元件块TFi可以在输入侧具有电阻器元件Ri，电阻器元件Ri具有包括连接在其下游的运算放大器OPi、电容Ci和电阻器元件RAi。阻性元件Ri、RAi和容性元件Ci可以通过电阻器和电容产生。代替地，这些元件也可以由开关晶体管形成。

不必说，滤波器元件块TFi或积分器块不必具有所有阻抗Ri、RAi、Ci。因此，作为示例，在两个或多个滤波器元件块TFi串联的情况下，也可以去除电阻器RAi或电容Ci。其基本条件在于积分器块具有至少一个输入电阻器Ri和运算放大器OPi。

在图8中示出了本发明的滤波器电路的应用的一个特定优选示例。图8示出了∑-Δ模拟/数字转换器(A/D转换器)的方框图，以参考符号30表示。A/D转换器30具有输入31和输出32。将模拟输入信号Va输入输入31。经过适当的模拟/数字转换，A/D转换器产生可以在输出32处分接的数字输出信号Vd。A/D转换器30具有根据本发明的滤波器电路1，与输入31相连。设置在滤波器电路1的输出和输出32之间的是用于将滤波器输出信号转换为数字信号Vd的量化器33。此外，输出32和输入31具有位于其间的、包含数字/模拟转换器35(D/A转换器)的反馈路径34。D/A转换器35将数字输出信号Vd转换为模拟信号Va’，在输入31处的减法装置36中，将模拟信号Va’从模拟输入信号Va中减去。

在量化器33和输出32之间可以额外地具有电路块37，用于改善D/A转换器35的线性，为此目的，使输入信号Va和输出信号Vd彼此动态匹配。

图9是有利地在电路方面示出了如图8所示的∑-ΔA/D转换器的实现的详细电路图。在这种情况下，滤波器电路1包含三个积分器4～6，设置在最后一个积分器6的输入处的求和节点9。各个积分器4～6具有运算放大器OP1～OP3、串联电阻器R1～R3和电容C1～C3。此外，滤波器电路1包含具有耦合元件CK1、CK2的容性设计前馈耦合。还存在具有电阻器元件RD的反馈路径14，其与最后两个运算放大器OP2、OP3并联设置。

在本典型实施例中，量化器33包含A/D转换器38，例如，其可以是高速A/D转换器38的形式的。针对量化器33的反馈分支39包含电路块40，在当前的情况下，电路块40可以用于产生数字输出信号Vd的时钟周期一半的移位。将这个被延迟了半个时钟周期的输出信号Vd’首先提供给D/A转换器35，其次提供给作为量化器33的一部分的另一D/A转换器41。在本典型实施例中，D/A转换器35、41是3位D/A转换器形式的，并例如，可以作为可开关电流源实现。在求和装置42中，将来自D/A转换器41的模拟输出信号与来自滤波器电路1的滤波器输出信号重叠。

尽管上面已经参照优选典型实施例，对本发明进行了描述，其并不局限于此，而可以按照更为广泛的方式对其进行修改。

例如，本典型实施例已经描述了具有5个积分器和4个系数的根据本发明的滤波器电路，但本发明并不局限于积分器和系数的数量。相反，根据本发明的滤波器电路可以具有更多或更少的积分器(极点)和系数(零点)，以便给出适当的适配，并取决于所需的应用。

在本典型实施例中，容性元件和阻性元件也通过电容(电容器)和电阻器形成。不必说，这些元件自然也可以通过其他方式来实现，例如通过晶体管等。

在本典型实施例中，针对积分器还设置了具有下游运算放大器的电阻器。自然可以想到具有任意其他放大器电路，施加于其输入上的电压或电位进行放大，并可以在输出处分接出，作为放大输出电位或输出电压。

尽管对于大多数情况，在上述典型实施例中的前馈路径中的微分元件由如电容器等容性元件形成，其并不局限于此。在这一点上，再次强调的是，这些微分元件的功能可以通过具有所述微分功能的所有组件或组件的组合来代替，也就是说，在时间上对信号进行积分。

在这一点上，应当强调的是，本发明的滤波器电路在没有反馈路径或反馈网络的情况下也能够起作用。根据需要或应用，这些反馈元件可以按照适当的方式于本发明的容性前馈耦合一起使用，并因而可以带来针对具有所需线性的滤波器电路的适当传递函数。

将本发明中的所有电路结构均表示为“单端电路”。但是，在一个优选电路实现中，其通常可以是差分电路的形式的。但是，为了更加清楚的原因，在附图中并未示出。

不必说，本发明的滤波器电路不必局限于针对模拟/数字转换器的应用，尤其是∑-ΔA/D转换器。相反，本发明的滤波器电路自然可以应用于需要基于本发明的功率优化滤波器的任何应用。

参考符号列表

1 滤波器电路

2 滤波器电路的输入

3 滤波器电路的输出

4～8 积分器

9 求和节点

10～13 (前向放大)路径

14、15 反馈路径

16 容性网络

17～20 微分元件

21 (积分器)输入

22 (积分器)输出

23 (前馈)输入

24 (反馈)输入

30 ∑-ΔA/D转换器

31 A/D转换器的输入

32 A/D转换器的输出

33 量化器

34 反馈路径

35 D/A转换器

36 减法装置

37 电路块

38 A/D转换器

39 反馈路径

40 用于移位时钟周期的一半的电路块

41 D/A转换器

42 求和装置、求和放大器

a1～a5 积分器、极点

c1～c5 (前馈)系数、零点

Ci、C1～C5 积分器中的电容

CKi、CK1～CK5 前馈电容

CKij 前馈电容

d1、d2 反馈系数

OPi、OP1～OP5 (积分器的)运算放大器

OPout 求和放大器

RAi 积分器的电阻器

RD、RD1、RD2 反馈路径中的阻性元件

Ri、R1～R5 积分器的电阻器

RK1～RK5 针对零点的电阻器

Rout 输出电阻器

Va 模拟输入信号

Va’ 反馈模拟输出信号

Vd 数字输出信号

Vd’ 反馈数字输出信号

Vin 输入电压、输入信号

Vout 输出电压、输出信号

XFBi 积分器块的反馈输入信号

XFFi 积分器块的前馈输入信号

Xi 滤波器元件块/积分器块的输入信号

Yi 滤波器元件块/积分器块的输出信号

Claims

1、一种前向放大滤波器电路(1)，包括具有极点(a1～a5)和零点(c1～c5)的模拟滤波器(1)，

所述滤波器电路(1)具有形成了极点(a1～a5)的第一数量的积分器(4～8)，所述积分器(4～8)彼此串联设置，并且每一个积分器(4～8)都具有与其并联设置的具有电容(C1～C5)的有源组件(OP1～OP5)，

所述滤波器电路(1)具有形成了零点(c1～c5)的第二数量的系数，所述系数具有至少一个前向放大路径(10～13)，所述前向放大路径(10～13)包含微分元件(17～20)，

所述滤波器电路(1)具有求和节点(9)，其输入侧与零点的前向放大路径(10～13)相连，而其输出侧与串联设置的有源组件中的最后一个(OP5)的输入相连。

2、根据权利要求1所述的滤波器电路，

其特征在于

所述滤波器(1)是连续时间前向放大滤波器(1)形式的。

3、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

所述微分元件(17～20)中的至少一个是容性元件(CK1～CK4)形式的。

4、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

所述有源组件(OP1～OP5)中的至少一个是运算放大器(OP1～OP5)形式的。

5、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

所述第一数量等于所述第二数量。

6、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

所述第一数量等于有源组件(OP1～OP5)的总数。

7、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

至少一个有源组件(OPi)具有设置在其输入侧上游的第一阻性元件(Ri)，尤其是电阻器。

8、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

设置至少一个耦合电阻(CK4)，与所述第一阻性元件(R4、R5)中的至少一个并联设置。

9、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

与所述电阻(Ci)中的至少一个并联设置第二阻性元件(RAi)，尤其是电阻器。

10、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

设置网络(16)，具有多个前向放大路径(10～13)，这些前向放大路径(10～13)具有的相应输入与第一有源组件(OPi)的输出(Yi)相连，且相应前向放大路径(10～13)的输出与第二有源组件(OPj)的输入(XFFj)相连，在包括有源组件(OP1～OP5)的串联电路中，第二有源组件(OPj)设置在第一有源组件(OPi)的下游。

11、根据前述权利要求之一所述的滤波器电路，

其特征在于

设置至少一个反馈路径(14、15)，将第二有源组件(OPj)的输出处的信号(Yj)反馈到第一有源组件(OPi)的输入，在包括有源组件(OP1～OP5)的串联电路中，第一有源组件(OPi)设置在第二有源组件(OPj)的上游。

12、根据权利要求9所述的滤波器电路，

其特征在于

所述反馈路径(14、15)中的元件是阻性(RD、RD1、RD2)和/或容性元件形式的。

13、一种模拟/数字转换器电路(30)，具有其输入侧与所述模拟/数字转换器电路(30)的输入(31)相连的、如前述权利要求之一所述的滤波器电路(1)，

所述模拟/数字转换器电路(30)具有量化器(33)，其输入侧与所述滤波器电路(1)的输出相连，而其输出侧与所述模拟/数字转换器电路(30)的输出(32)相连，

所述模拟/数字转换器电路(30)具有设置在所述模拟/数字转换器电路(30)的输出(32)和输入(31)之间的第一反馈路径(34)。

14、根据权利要求13所述的转换器电路，

其特征在于

所述模拟/数字转换器电路(30)是∑-Δ模拟/数字转换器(30)形式的。

15、根据权利要求13或14所述的转换器电路，

其特征在于

设置第一数字/模拟转换器(35)，将其设置在所述第一反馈路径(34)中。

16、根据权利要求13到15之一所述的转换器电路，

其特征在于

所述量化器(33)具有比较器。

17、根据权利要求13到16之一所述的转换器电路，

其特征在于

所述量化器(33)具有高速模拟/数字转换器(38)。

18、根据权利要求15所述的转换器电路，

其特征在于

设置第二反馈路径，将移位半个时钟周期的、来自所述高速模拟/数字转换器(38)的输出信号(Vd)提供给第二数字/模拟转换器(41)，器输出信号与来自滤波器电路(1)的输出信号相加，并提供给所述高速模拟/数字转换器(38)。

19、根据权利要求13到18之一所述的转换器电路，

其特征在于

所述量化器(33)和模拟/数字转换器电路(30)的输出(32)具有设置在其间的电路装置(37)，通过使数字输出信号(Vd)与模拟输入信号(Va)相匹配来改善数字/模拟转换器(35)的线性。

20、根据权利要求13到19之一所述的转换器电路，

其特征在于

所述数字/模拟转换器(35、41)中的至少一个具有至少一个可开关电流源。