CN1543102A - 一种新的ofdm频偏估计和跟踪方案 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种新的OFDM频偏估计和跟踪方案。该方案中载频捕获阶段主要采用了在发送端时域信号内插入全“1”导频，并在接收端利用系统中的FFT模块对无线通信系统中的频率偏移进行估计，使得归一化频率偏移估计范围可以为(－N/2，N/2)，根据本发明获得的频率偏移估计值校正后的OFDM系统误比特率基本上接近于无频率偏移条件下的误比特率。同时，本发明中，对于跟踪阶段基于循环前缀的频率偏移估计，归一化频率偏移跟踪范围可达为(－0.5，0.5)，很好地满足了频率跟踪的要求。另外，由于本发明利用了系统中现有的FFT模块和循环前缀结构进行相应的频偏估计，不仅可以使整个估计过程较为简单、运算速度大大提高，还可以得到准确的频率偏移计算结果。

Description

一种新的OFDM频偏估计和跟踪方案

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种适用于OFDM(正交频分复用)系统及含有FFT(快速傅立叶变换)模块和带循环前缀的调制系统中载频捕获阶段和跟踪阶段的频移估计方法及其系统。

背景技术

目前，在无线通信技术领域中，OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)系统以其简单的结构及良好的传输效果逐渐被推广应用，OFDM系统是在若干个具有正交性的子载波上并行传输数据，该系统可以在一定程度上较单载波系统减少了频率选择性衰落带来的不利影响，而且也较单载波系统具有结构简单、频带利用率高、抗多径衰落和脉冲噪声等优点。OFDM技术引起了包括电信、广播电视、电力通信在内的多个行业的普遍关注，尤其是在通信领域已经得到了许多应用。例如，欧洲标准DAB(数字音频广播)、DVB(数字视频广播)、ADSL(非对称数字用户环路)、IEEE802.11a和HIPERLAN II，等等。

现结合图1对现有技术中的OFDM调制系统进行介绍，系统中的信号传输通常包括信号发送处理、信道传输和信号接收处理三个部分，其中信号发送处理部分主要用于对信号进行OFDM调制，包括对信号进行编码、星座映射和IFFT(逆傅立叶变换)等处理，还将发送的信号转换成时域信号，再依次进行相应的并串变换、加循环前缀、数模转换、发送滤波及上变频处理，最后将获得的发送信号通过信道传输给接收端；接收端中的信号接收处理部分的具体处理过程则是信号发送处理过程的一个逆过程。

然而，在OFDM系统中相对增加的符号周期会使得其对频率偏移较单载波通信系统更加敏感。载波频偏将破坏OFDM符号子载波之间的正交性，增加子信道间的串扰，从而增加了OFDM系统的误码率。造成频率偏移的原因主要有Doppler(多普勒)频移、发射机和接收机晶振的不稳定性等，这些都容易造成子载波干扰和误码率的增加，因此，精确地估计OFDM系统的频偏便成为影响OFDM系统性能的关键。对于无线通信系统中的载频同步或频率偏移估计来说，通常分为两个阶段，即捕获阶段和跟踪阶段的载频同步或频偏估计与校正，从而保证接收端和发送端的频率一致，即保证信号收发的频率同步。

在以往的频率偏移的估计算法中，不管是基于导频的频率偏移估计，还是基于循环前缀的频率偏移估计，基本上都是采用相关运算的方法，使得频率偏移计算复杂度大大增加，导致在具体实施过程中难度增加。

发明内容

本发明的目的是提供一种新的OFDM频偏估计和跟踪方案，即提供一种无线通信系统中载频捕获和跟踪阶段的频偏估计方法及其系统，从而使得OFDM系统以及其他含有FFT模块和带循环前缀的调制系统中整个频偏估计的捕获和跟踪过程较为简单，且可以获得准确的频偏估计结果。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

本发明提供了一种无线通信系统中载频捕获阶段的频偏估计方法，包括：

A、将发送的时域信号中插入大于0的导频信号，且导频信号包含的各值均相同；

B、在接收端对接收的信号中的导频进行分析，以获得捕获阶段的整数倍频偏估计值和分数倍的频偏估计值。

所述的步骤A为：

将OFDM(正交频分复用)系统或含有FFT模块和采用循环前缀的系统发送的时域信号中插入全“1”的导频信号。

所述的步骤B包括：

在接收端获取采样后的导频信号，去掉循环前缀，并进行FFT；

根据变换后幅值最大的样值对应的位置确定整数倍的频率偏移估计值。

所述的步骤B包括：

在接收端获取采样后导频信号的前后两部分；

分别对获取的两部分进行FFT处理；

将经过FFT处理得到的两部分的0频率值进行相除，根据所述的相除获得的结果计算出相应的幅角主值，并求得分数倍的频率偏移估计值。

所述的导频信号的前后两部分长度相同，且可以部分重叠，但不能完全相同，各部分的采样值连续且无相邻OFDM符号的干扰。

所述的步骤B还包括：

将整数倍的频率偏移估计值和分数倍的频率偏移估计值相加获得捕获阶段的频率偏移估计值。

本发明还提供了一种无线通信系统中载频跟踪阶段的频偏估计方法，包括：

C、将接收OFDM符号中的循环前缀及与其重复部分的数据一一相除，并根据相除获得的结果确定跟踪阶段的频率偏移估计值。

所述的循环前缀未受到相邻OFDM符号的干扰。

所述的步骤C进一步包括：

将接收OFDM符号的循环前缀和与其重复部分的数据分别一一相除，并计算各个相除获得结果的平均值，根据所述的平均值计算出相应的幅角主值，再进一步确定跟踪阶段的频率偏移估计值。

所述的步骤C进一步包括：

将接收OFDM符号的循环前缀和与其重复部分的数据分别一一相除，分别计算出其相应的幅角主值，并计算获得幅角主值的平均值，根据所述的平均值，再进一步确定跟踪阶段的频率偏移估计值。

由上述本发明所提供的技术方案可以看出，本发明由于采用了在发送端的时域信号内插入全“1”导频并利用系统中的FFT模块对无线通信系统中的频率偏移进行估计，即在捕获阶段利用插入的全“1”导频进行频率偏移的估计和校正，归一化频率偏移估计范围为(-N/2，N/2)，而且根据本发明获得的频率偏移估计值校正后，OFDM系统的误比特率基本上接近于无频率偏移条件下的误比特率。同时，本发明中，对于跟踪阶段基于循环前缀的频率偏移估计，归一化频率偏移跟踪范围为(-0.5，0.5)，可以很好地满足频率跟踪的要求，而且校正后的误比特率同样可以接近于无频率偏移条件下的误比特率。

总之，本发明所述的方法不仅可以使整个运算过程较为简单、运算速度大大提高，还可以得到准确的频率偏移计算结果。

附图说明

图1为OFDM系统的结构示意图；

图2为时域内插入的导频信号示意图；

图3为本发明所述的载频捕获阶段频偏估计原理图；

图4为本发明所述的载频跟踪阶段频偏估计原理图。

具体实施方式

在说明本发明的具体实施方式前，首先结合图1，对现有的OFDM系统作简单的介绍，如图1所示，OFDM系统中的数据流d(k)经过一定的编码处理和星座映射之后形成一个长度为N(N即为子载波的数量)的向量：

i＝0，1，ΛN-1，该向量通过串并变换部分101和IFFT(逆傅立叶变换)部分102、并串变换部分103产生时域数据向量： m＝0，1，ΛN-1，然后再通过加循环前缀部分104加上L个循环前缀之后得到时域数据向量：

l＝0，1，ΛN+L-1，再经数模转换部分105进行数模转换，最后经发送滤波和上变频之后送入信道传输部分106传输给接收端。在接收端，接收信号经下变频和接收滤波处理后，再经模数转换部分107进行模数转换之后得到含有循环前缀的向量：

l＝0，1，ΛN+L-1，经去掉循环前缀部分108去掉L个循环前缀之后剩下N个样值： m＝0，1，ΛN-1，再依次通过串并变换部分109、FFT部分1010、并串变换部分1011进行相应的处理最后输出向量：

k＝0，1，ΛN-1，该向量经过频域均衡处理后进行星座映射和一定的解码处理之后恢复出原始数据。

本发明所述方法的核心思想是根据在发送端时域信号内插入的全“1”导频，并在接收端进行FFT处理，以得到载频捕获阶段的频率偏移估计，而对于系统中载频跟踪阶段的频率偏移估计则是根据接收OFDM符号的循环前缀和与其重复部分的相关性确定相应的频偏估计值。

下面结合附图以OFDM系统的频率偏移估计为例，对本发明所述的方法进行原理性的描述，如图1所示，对于OFDM系统载频捕获阶段导频辅助的频偏估计，在发送端时域内插入了全“1”导频信号。当然在发送端如果相应的发射功率等因素允许的情况下还可以增大相应的插入的导频值，而且，随着插入的导频值增大，可以取得更准确的频偏估计结果。

本发明中，OFDM系统捕获阶段的频偏估计算法是基于对时域全“1”导频的频域分析进行的，如图2，在发送端可以将时域内的一个如式(1)所表示的OFDM符号用作导频信号，所述的式(1)为：

                x(l)＝1，l＝0，1，2，ΛN+L-1              (1)

所述的导频信号经过传输过程中产生的频率偏移后，在信道的接收端，该导频信号的基带离散形式可表示为：

$r\left(l\right)=x\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{l\ϵ}}+n\left(l\right)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{l\ϵ}}+n\left(l\right)l=\mathrm{0,1},\mathrm{\ΛN}+L-1-------\left(2\right)$

其中，N为子载波数，ε＝f_d/Δf＝Nf_d/f_s为归一化频率偏移值，f_d是频率偏移，f_s＝1/T_s是数据符号s(·)的传输速率，也是采样速率，Δf＝f_s/N是子载波间隔，n(l)均值为0的复高斯白噪声。

如图1所示，对于OFDM系统中捕获阶段的频率偏移的估计通常包括两个部分，一部分是整数倍的频率偏移估计；另一部分是分数倍的频率偏移估计。获得相应的整数倍频率偏移结果和分数倍的频率偏移结果后，将两个结果相加即可以获得捕获阶段的频率偏移估计值。

参照图3，首先对捕获阶段的整数倍频率偏移进行估计，如果系统出现频率偏移，则接收导频信号的频谱相当于幅值为

的延时脉冲加入了高斯白噪声，整个导频符号经采样和FFT变换后，离延时脉冲最近的样值中将出现幅度最大的采样值，该幅度最大的采样值对应的子载波序数便对应整数倍的频率偏移估计值。所述的归一化整数倍的频率偏移估计值可以通过以下公式计算：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{int}}=\arg \left\{\underset{k}{\max }\right[\left|y\left(k\right)\right|\left]\right\}------\left(3\right)$

仍参照图3，再对捕获阶段的分数倍频率偏移进行估计。首先以整数倍的频率偏移估计值对获取的OFDM导频信号进行校正，然后将其前后两部分分别进行FFT变换，即将前M(M可以取N/4、N/2、3N/4等等)点和后M点的采样值分别进行FFT处理，然后再将得到频率变换值中的两个0频率变换值进行相除。以M＝N/2为例，所获得的两个0频率变换值分别如下：

$y_1\left(0\right)=\sqrt{N/2}\{\frac{\sin {\mathrm{\π\ϵe}}^{-j[1-\frac{2(L+1)}{N}]\mathrm{\π\ϵ}}}{\frac{N}{2}\sin \frac{2\mathrm{\π\ϵ}}{N}}+E[n\left(m\right)\left]\right\}\≈\frac{\sqrt{N/2}\sin {\mathrm{\π\ϵe}}^{-j[1-\frac{2L}{N}]\mathrm{\π\ϵ}}}{\mathrm{\π\ϵ}}------\left(4\right)$

$y_2\left(0\right)=\sqrt{N/2}\{\frac{\sin {\mathrm{\π\ϵe}}^{j\frac{2(L+1)}{N}\mathrm{\π\ϵ}}}{\frac{N}{2}\sin \frac{2\mathrm{\π\ϵ}}{N}}+E\[n\left(m\right)\]\}\≈\frac{\sqrt{N/2}\sin {\mathrm{\π\ϵe}}^{j\frac{2L}{N}\mathrm{\π\ϵ}}}{\mathrm{\π\ϵ}}------\left(5\right)$

其中：0＜|ε|＜0.5，且N/2＞＞1，L＞＞1， $E\left[n\left(m\right)\right]=\frac{2}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left(m\right),$ 则 $\frac{y_2\left(0\right)}{y_1\left(0\right)}\≈e^{\mathrm{j\π\ϵ}};$

据此，再经过相应的幅角主值计算，并根据计算获得的幅角主值便可以估计出相应的归一化分数倍频偏值，具体为：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{fra}}=\arg \left\{\frac{y_2\left(0\right)}{y_1\left(0\right)}\right\}/\mathrm{\π}---------\left(6\right)$

由于时域全“1”导频信号(即导频信号值全部相同的导频信号)加入循环前缀后对多径信道并不敏感，所以这种算法可以适用于多径信道的频率偏移估计，而且，获得的归一化频偏估计范围为(-N/2，N/2)。

完成了捕获阶段的频率偏移估计后，为保证系统中收发两端的频率保持相同，即保证收发的载频同步，减少系统中的误码率，通常还需要对系统中的频率偏移进行跟踪，以便于实时校正相应的频率偏移。本发明中对于OFDM系统跟踪阶段的频偏估计为基于接收信号中循环前缀的频偏估计，如图1所示，跟踪阶段的频偏估计位于去掉循环前缀部分之前。

所述的接收信号中的循环前缀可表示为：

$r_L\left(p\right)=x_L\left(p\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{p\ϵ}}+n\left(p\right)p=\mathrm{0,1},\mathrm{\ΛL}-1-------\left(7\right)$

接收到的OFDM符号的后L个数据则是：

$r_N\left(q\right)=x_L(q-N)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{q\ϵ}}+n\left(q\right)q=N,N+1,\mathrm{\ΛN}+L-1------\left(8\right)$

式(8)可简化表示为：

$r_L\left(q\right)=x_L\left(q\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(q+N)\mathrm{\ϵ}}+n^{\′}\left(q\right)q=\mathrm{0,1},\mathrm{\ΛL}-1-------\left(9\right)$

其中，n’(q)为不同于n(q)的高斯白噪声过程，但它们统计特征相同。

由式(7)和式(9)可以看出，循环前缀和与其重复部分(即OFDM符号的后L个数据)有很强的相关性，即式(9)的有用信号相对于式(7)的有用信号发生了相位偏转，两组数据的相位差含有较强的的频率偏移信息，因此，可以根据这种相位差来求频率偏移的估计值，即将接收的OFDM符号中循环前缀部分和与其重复的部分一一相除，并计算相应的幅角主值，根据所述的幅角主值确定频率偏移的估计值，具体为：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\arg \left\{\frac{x\left(q\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(q+N)\mathrm{\ϵ}}+n^{\′}\left(q\right)}{x\left(q\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{q\ϵ}}+n\left(q\right)}\right\}/2\mathrm{\π}.------------\left(10\right)$

而且，为减小跟踪阶段的频率偏移的估计误差，还可以在对商或幅角主值取均值的基础上再进行估计。

通常情况下，循环前缀要设定为多径时延均方根的数倍，故本发明中在多径条件下通常是采用获取的循环前缀为接收信号循环前缀的后半部分(50％左右)，以保证获取的循环前缀部分不受相邻OFDM符号的干扰，具体的范围由信道的多径情况决定。

在多径条件下，星座映射若采用BPSK(二相相移键控)，频偏估计的效果较差，而采用多进制PSK(相移键控)、QAM(正交幅度调制)则将会得到较好的频偏估计效果。由于在估计过程中没有利用OFDM符号中间部分的信息，故归一化频偏估计范围为(-0.5，0.5)。

前面对本发明所述的方法较为细致地进行了原理性的描述，下面再结合图3和图4对本发明的具体实施方式作进一步说明。

参见图3，在频率偏移捕获阶段，接收机接收到的高频信号经下变频和接收滤波处理后，再经模数转换部分107进行模数转换后得到数字信号：l＝0，1，ΛN+L-1，这N+L个样值将一方面用于分数倍的频率偏移估计；另一方面经去掉循环前缀部分108去掉循环前缀后剩下有用的N个样值：

m＝0，1，ΛN-1，这N个样值将用于整数倍的频率偏移估计。在整数倍的频率偏移估计过程中，N个样值首先经FFT处理部分1010进行N点样值的FFT处理，然后经搜索最大值部分301进行相应的幅度最大值的搜索，搜索到的最大幅值所对应的子载波序数就是整数倍的归一化频偏估计值。而在分数倍的频率偏移估计过程中，首先要根据得到的整数倍频偏估计值对模数转换得到数字信号经整数倍频偏校正部分302进行整数倍频偏的校正，然后获取OFDM符号前后两部分分别通过FFT处理部分1010进行M点样值的FFT处理，具体包括对前M点的FFT处理和对后M点的FFT处理，并通过除法处理模块303将两部分M点的FFT处理得到的0频输出值相除，再根据计算幅角主值部分304得到的幅角主值计算出分数倍的归一化频偏估计值，即幅角主值除以π便为所述的归一化频偏估计值。分数倍的归一化频偏估计值和整数倍的归一化频偏估计值经加法器305相加，就得到捕获阶段的归一化频偏估计值，再将归一化频偏估计值乘以子载波间隔，进而得到频偏估计值。

参见图4，在载频跟踪阶段，接收机接收到的信号经下变频和接收滤波处理后，再经模数转换部分107进行模数转换之后得到数字信号：l＝0，1，ΛN+L-1，然后经取循环前缀后半部分的部分306、取循环前缀后半部分重复部分的部分307取得循环前缀后半部分和与其重复的部分，根据无线通信系统中信道多径状况的不同，可以取接收信号的后面部分的50％、40％、60％等等，通过除法处理模块303将两组数据分别一一相除。再经取平均值部分308取各个相除的结果的平均值，最后将经计算幅角主值部分304得到的幅角主值(当然也可以先计算幅角主值再取平均值)除以2π并乘以子载波间隔，所得结果即为跟踪阶段的频偏估计值。

由图3和图4给出的本发明的具体实施方式可以看出，本发明主要是利用了OFDM系统中现有的FFT模块(即FFT部分1010)进行载频捕获阶段的频率偏移值的估计，因此，可以大大地简化捕获阶段的频率偏移值估计的实现复杂程度；而且，本发明中对于跟踪阶段的频偏估计，是根据循环前缀和与其重复的部分的数据间的相位差含有的频率偏移信息进行频率偏移的估计，实现复杂度同样可以大大降低。

本发明除了适应于上述OFDM系统外，对于采用了循环前缀和含有FFT模块的单载波系统，本发明同样适用。所述的采用了循环前缀和含有FFT模块的单载波系统其系统工作原理与OFDM系统类似。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (10)

1、一种无线通信系统中载频捕获阶段的频偏估计方法，其特征在于包括：

A、将发送的时域信号中插入大于0的导频信号，且导频信号包含的各值均相同；

B、在接收端对接收的信号中的导频进行分析，以获得捕获阶段的整数倍频偏估计值和分数倍的频偏估计值。

2、根据权利要求1所述的无线通信系统中载频捕获阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的步骤A包括：

将OFDM(正交频分复用)系统或含有FFT(快速傅立叶变换)模块和采用循环前缀的系统发送的时域信号中插入全“1”的导频信号。

3、根据权利要求2所述的无线通信系统中载频捕获阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的步骤B包括：

在接收端获取采样后的导频信号，去掉循环前缀，并进行FFT；

根据变换后幅值最大的样值对应的位置确定整数倍的频率偏移估计值。

4、根据权利要求2所述的无线通信系统中载频捕获阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的步骤B包括：

在接收端获取采样后导频信号的前后两部分；

分别对获取的两部分进行FFT处理；

将经过FFT处理得到的两部分的0频率值进行相除，根据所述的相除获得的结果计算出相应的幅角主值，并求得分数倍的频率偏移估计值。

5、根据权利要求4所述的无线通信系统中载频捕获阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的导频信号的前后两部分长度相同，且可以部分重叠，但不能完全相同，各部分的采样值连续且无相邻OFDM符号的干扰。

6、根据权利要求3或4所述的无线通信系统中捕获阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的步骤B还包括：

将整数倍的频率偏移估计值和分数倍的频率偏移估计值相加获得捕获阶段的频率偏移估计值。

7、一种无线通信系统中载频跟踪阶段的频偏估计方法，其特征在于：

C、将接收OFDM符号中的循环前缀和与其重复部分的数据一一相除，并根据相除获得的结果确定跟踪阶段的频率偏移估计值。

8、根据权利要求7所述的无线通信系统中载频跟踪阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的循环前缀未受到相邻OFDM符号的干扰。

9、根据权利要求7所述的无线通信系统中载频跟踪阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的步骤C进一步包括：

将接收OFDM符号的循环前缀和与其重复部分的数据分别一一相除，并计算各个相除获得结果的平均值，根据所述的平均值计算出相应的幅角主值，再进一步确定跟踪阶段的频率偏移估计值。

10、根据权利要求7或9所述的无线通信系统中载频跟踪阶段的频偏估计方法，其特征在于所述的步骤C进一步包括：

将接收OFDM符号的循环前缀和与其重复部分的数据分别一一相除，分别计算出其相应的幅角主值，并计算获得幅角主值的平均值，根据所述的平均值，再进一步确定跟踪阶段的频率偏移估计值。