CN101425999A - 正交频分复用接收机的载频偏差同步的方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种接收OFDM调制信号的正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)估计和同步方法及装置。该OFDM接收机的CFO同步方法包括：步骤(a)，使用双相关来执行初始CFP估计捕捉步骤；步骤(b)，使用双相关和自相关的独立结合来执行粗糙剩余CFO获取步骤；以及步骤(c)，使用双相关来执行细小剩余CFO跟踪步骤。本发明的各个方面解决了相关技术中的问题：即当CFO跟踪范围太小时CFO跟踪范围不能可靠地用在实践中，以及当CFO跟踪范围太大时CFO估计误差增加。

Description

正交频分复用接收机的载频偏差同步的方法及装置

相关专利申请的交叉引用

本申请要求韩国专利申请号为10-2007-0089948，申请日为2007年9月5日，向韩国专利局提交的申请的优先权，在此将其全部引入作为参考。

技术领域

本发明涉及接收OFDM调制信号的正交频分复用(OFDM)接收机，更具体讲涉及用于OFDM接收机的载频偏差(carrier frequency offset，CFO)同步的方法和装置。

背景技术

数字电视地面广播(DTTB)业务自从1998年11月以来一直在北美和欧洲应用。清华大学提出了一种面向中国的地面数字电视(DTV-T)的新标准草案。该草案涉及一种称作地面数字多媒体/电视广播(DMB-T)的广播标准。DMB-T使用一种称作时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)的新调制方案。

中国国家标准化管理委员会为地面数字广播建立了一套标准，标准号为GB20600-2006，名称为“数字电视地面广播系统的帧结构、信道编码和调制”。这一新的官方标准发布于2006年8月，更普遍地称作DMB-T/H(地面/手持设备数字多媒体广播)。DMB-T/H是北京的清华大学和上海交通大学共同工作的成果，被认为是由这两所大学研发的两种独立标准的共存，而不是集合两种途径形成的囊括所有的单一标准。清华的系统TDS-OFDM(时域同步OFDM)使用多载波，就像DVB-T和日本ISDB-T那样，而交通大学的ADTB-T(高级地面数字电视广播)是基于美国8-VSB标准的单载波残留边带系统。

在DMB-T中，离散傅立叶逆变换(IDFT)被应用于由TDS-OFDM发射机调制和发送的数据，就象在循环前缀正交频分复用(CP-OFDM)中那样。可以提高系统性能的DMB-T标准的创新在于PN序列帧头和码元保护间隔插入的设计，其可以得到快速且有效的信道估计和均衡。伪噪声(PN)(而不是循环前缀)被插入保护间隔并用作训练信号。PN序列还可被用作时域均衡器训练序列。

当广播信号被发送时，保护间隔和训练信号的结合可以减少费用，提高信道使用效率，并改善包括在DMB-T广播信号接收机中的同步器和信道估计器的性能。

图1示出了一种时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)信号帧100的结构。

TDS-OFDM帧100包括帧头(frame head)(也被称为帧同步(frame sync))和帧体。帧同步(帧头)和帧体的基带码元速率相同，都被规定为7.56MSPS。

帧体是离散傅立叶逆变换(IDFT)块，其中携带将被发送的数据，且一般来说，该IDFT块包括3,780片(“码元”)流数据。在时域中，每个块中的样本对应于该块的频域中的3780个子载波。该块在其时域中有3780个样本，这3780个样本是该块的频域中的3780个子载波的离散傅立叶逆变换(IDFT)。一个帧体具有36个系统信息码元和3744个数据码元。因此，IDFT块的大小N_C为3,780。由于有3780个载波且载波间隔为2kHz，因此多载波模式的带宽为7.56MHz。

帧头也可以被称为“帧同步”或“帧报头(frame header)”。帧头的大小取决于保护间隔模式。一般来讲，保护间隔模式为1/9或1/4。当保护间隔模式为1/9时，帧头的大小L_pn为420且报头的时间间隔为55.6μs，而当保护间隔模式为1/4时，帧头的大小L_pn为945且报头的时间间隔为125μs。当保护间隔模式为1/9时，帧头包括420片数据，这420片数据包括255个PN序列、在PN序列之前的前同步和在PN序列之后的后同步。前同步和后同步是PN序列的循环扩展。换句话说，该420片数据(即，IDFT块中3,780片数据数量的1/9)被用作帧头。对于所有的信号结构模式，帧体包括3780个码元，且帧体的时间间隔为500μs。因此，单个OFDM帧包括帧头和帧体，其中帧头包括420片数据，并且帧体包括3,780片数据，因此信号帧的时间间隔分别为555.6μs，或625μs。

帧头包括伪噪声(PN)序列，其中帧头中使用的PN可使用阶数(order)为8(m＝8)的序列。PN序列被定义为第8阶m-序列，并且由Fibonacci(斐波纳契)类型线性反馈移位寄存器(LFSR)来实现。其特征多项式可定义为：P(x)＝x⁸+x⁶+x⁵+x+1。当阶数m＝8时，可生成255个不同的序列，这些序列可使用前同步和后同步进行扩展，以用于保护间隔中。

前同步和后同步是用于PN序列的循环扩展的PN序列的重复间隔。例如，通过将帧头中的255个PN序列中的前82个PN序列添加到这255个PN序列的末端作为后同步，并且将这255个PN序列的后83个PN序列添加到这255个PN序列的前端作为前同步，来执行循环扩展。因此，帧头的总大小为83+255+82＝420(L_pn＝L_pre+L_m+L_post)。

数据帧100的结构可根据保护间隔的不同而不同，每个帧中的数据片的数量可以不同。

这样的数据帧公开于韩国专利公开文本No.2007-0024298中。

OFDM系统提供了正交子载波以保证原始数据的准确重组。为获得OFDM系统中的子信道之间的正交性，作出的假设之一为：接收机准确知道载波频率。但是，OFDM系统也容易受到与载频偏差(CFO)有关的误差的影响。CFO通常出现于当解调载波频率不能准确地与调制载频匹配的时候。这可能例如是由在发射机和接收机处的多普勒效应或失配的晶体频率导致的。在发射机和接收机之间的CFO实质性地破坏了OFDM码元的正交性，并且可以造成载波间干扰(ICI)和码元间干扰(ISI)。由于发射机和接收机之间的CFO，一些信号能量将被转变成干扰能量，例如噪声，降低系统的性能。因此，载频偏差CFO是OFDM系统中的载波间干扰(ICI)的主要因素。在OFDM系统中，载频偏差(CFO)必须在接收机处被估计并补偿(同步、跟踪)以保持正交性。在OFDM系统中，希望同步在接收机处的载频和发射机的载频。在TDS-OFDM中，通过使用上面所述的PN序列代码即时域同步信号来执行快速同步获取和信道估计。

在现有技术中，相关运算被用作快速同步获取和信道估计的一种方法。相关运算披露于一篇参考文献中，该参考文献是由Z.W.Zheng，Z.X.Yang，C.Y.Pan和Y.S.Zhu发表的，名称为“Novel Synchronization for TDS-OFDM-based Digital TelevisionTerrestrial Broadcast Systems”，发表于IEEE Trans.Broadcast.，第50卷，第2号，第148-153页，2004年6月。因此，使用接收的信号r(n)和序列PN(n)之间的相关运算得到的载频偏差(CFO)跟踪范围为±N_CΔf/2L_m，其中Δf表示频率间隔(tone spacing)，N_C和L_m如图1所示。例如，当N_C＝3,780，Δf＝2KHz，L_m＝255时，跟踪范围不超过±15KHz，该跟踪范围过窄以至于不能用于实践中。

在现有技术中，双相关运算被用作快速同步获取和信道估计的另一种方法。双相关运算披露于一篇参考文献中，该参考文献是由F.Tufvesson，O.Edfors和M.Faulkner发表的，名称为“Time and frequency synchronization for OFDM usingPN-sequence preambles”，发表于Proc.VTC’99，第4卷，第2203-2207页，1999年9月。

通过使用在该参考文献中披露的双相关运算，CFO跟踪范围可被加宽，但是，这样增加了CFO估计误差。

因此，考虑到现有技术中的所有问题，当CFO跟踪范围过窄时，CFO跟踪范围不脂被可靠地应用于实践中，而当CFO跟踪范围过宽时，CFO估计误差将增加。

因此，需要一种用于估计OFDM系统接收机的CFO并执行CFO同步的方法和装置。

发明内容

本发明的一些方面是提供用于OFDM接收机中的CFO估计和同步的可靠的方法和系统。

根据本发明的一个方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)同步方法，该OFDM接收机使用OFDM帧的保护间隔中的伪噪声(PN)序列作为训练信号，其中该OFDM帧包括帧头和帧体，该CFO同步方法包括：步骤(a1)，通过将第一相关运算C₁和第二相关运算C₂之间的相关间隔P设置为小于双相关中的预定值以增大CFO跟踪范围，来计算CFO估计值e^Λ，在所述双相关中，第一相关运算C₁和第二相关运算C₂用于计算CFO估计值e^Λ；步骤(b1)，通过将相关间隔P设置为大于步骤(a1)中的预定值以缩小CFO跟踪范围，来计算CFO估计值e^Λ；步骤(c1)，使用自相关(auto-correlation)来计算CFO估计值e^Λ。

所述CFO同步方法可以进一步包括：步骤(d1)，通过结合相互独立的步骤(b1)和步骤(c1)来计算CFO估计值e^Λ。

在步骤(a1)，相关间隔P的预定值可以是44。

在步骤(b1)，相关间隔P的预定值可以是4200。

在步骤(c1)，自相关的相关长度L_a可以是位于帧头中的前同步和后同步的大小之和，并且，自相关的相关间隔Q可以是通过从帧头长度中减去相关长度L_a而得到的。

步骤(d1)可以包括：通过使用在步骤(b1)中计算的相位偏差Φ_l和在步骤(c1)中计算的相位偏差Φ_S来计算CFO估计值e^Λ。

根据本发明的另一个方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)同步方法，该OFDM接收机使用保护间隔中的伪噪声(PN)序列作为训练信号，其中OFDM帧包括帧头和帧体，该CFO同步方法包括：步骤(a)，使用双相关来执行初始CFO估计捕捉(pull-in)步骤；以及步骤(b)，使用双相关和自相关的独立结合来执行粗糙剩余CFO估计获取(acquisition)步骤。

该CFO同步方法可以进一步包括：步骤(c)，使用双相关来执行细小剩余CFO跟踪步骤。

在步骤(a)中，可以通过将相关间隔P设置为低于预定值以增大CFO跟踪范围，来捕捉初始CFO估计，其中相关间隔P为双相关的参数。

步骤(a)中的相关间隔P的预定值可以是44。

在步骤(b)中，可以通过使用以双相关计算的相位偏差Φ_l以及使用以自相关计算的相位偏差Φ_S，来获得粗糙剩余CFO估计。

在步骤(b)的双相关中，可以通过将用于计算相位偏差Φ_S的相关间隔P设置为4200来缩小CFO跟踪范围。

在步骤(b)的自相关中，用于计算相位偏差Φ_l的相关间隔Q可以是255。

在步骤(c)中，可以通过将相关间隔P设置为大于预定值以缩小CFO跟踪范围，来跟踪细小剩余CFO，其中P为双相关的参数。

步骤(c)中的相关间隔P的预定值可以是4,200。

该CFO同步方法可以进一步包括：步骤(d)，当在步骤(a)执行了初始CFO估计捕捉步骤，并且重复地计算初始CFO估计达预定次数N₁之后，执行将状态转换到步骤(b)。

步骤(d)中的预定值N₁可以为50。

该CFO同步方法可以进一步包括：步骤(e)，当在步骤(b)中执行了粗糙剩余CFO估计获取步骤时，通过确定表示剩余CFO为非常小值的整数K1是否保持为零，且其次数达到了预定次数M那么多次，来将状态转换到步骤(c)。

步骤(e)中的预定值M可以为5。

该CFO同步方法可以进一步包括：步骤(f)，当在步骤(c)中执行了细小剩余CFO估计跟踪步骤时，通过确定表示剩余CFO为非常小值的整数K1是否不保持为零，且其次数达到了预定次数M那么多次，来将状态转换到步骤(b)。

步骤(f)中的预定值M可以为5。

根据本发明的另一个方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)估计装置，该CFO估计装置包括：相关器，用于执行相关运算；以及CFO估计器，用于使用所述相关器的输出信号来计算CFO估计值e^Λ，其中，所述相关器和所述CFO估计器通过使用双相关来捕捉初始CFO估计，通过独立地使用双相关和自相关来获得粗糙剩余CFO估计，并且通过使用双相关来跟踪细小剩余CFO。

附图用于解释本发明的示范性实施例，参照这些附图是为了给本领域的技术人员提供对本发明的充分理解。

在下文中，将通过参照附图解释本发明的示范性实施例来对本发明进行详细描述。附图中相同的标记表示相同的元素。

附图说明

通过参照附图详细描述本发明的各示范性实施例，本发明的上述和其它特征和优点将会更加明显，附图中：

图1示出了一种时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)帧100的结构图；

图2是根据本发明的一个示范性实施例的载频偏差(CFO)估计装置200的框图；

图3是加性高斯白噪声(AWGN)信道和地面数字电视广播(DVB-T)F1信道的仿真图300；

图4是说明DVB-TF1信道的跟踪精度的仿真图400；

图5示出了图1所示的TDS-OFDM帧的帧头500；

图6是根据本发明的一个实施例的CFO同步方法600的状态转换图；

图7是说明函数F(M)的检测概率700的曲线图；

图8是说明当理想CFO为-40.0时的闭环仿真结果800的曲线图；和

图9是图8中所示的跟踪步骤的结果900的放大曲线图。

具体实施方式

图2是根据本发明示范性实施例的载频偏差(CFO)估计装置200的框图。根据本实施例的CFO估计装置200包括相关器210和CFO估计器220。

相关器210接收信号r(n)，并利用接收的信号r(n)和由相关器210生成的伪噪声(PN)序列的本地副本生成输出信号r_SC(n)。

CFO估计器220利用接收的信号r(n)、伪噪声序列的本地副本和输出信号r_SC(n)来输出CFO估计值e^Λ。该CFO估计值e^Λ输入到用数码控制的振荡器(图中未示出)来用作反馈信号。

根据本发明一个实施例的CFO估计方法包括多个步骤，这些步骤包括步骤[I-a]、步骤[I-b]、步骤[II]和步骤[III]。现在将描述每个步骤。

步骤[I-a]

利用双相关来计算CFO估计值e^Λ。

第一相关运算C₁和第二相关运算C₂分别由公式1和2定义。

$C_1\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)P{N}^{*}(k_0+k)$             (公式1)

$C_2\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k+P)P{N}^{*}(k_0+k+P)$             (公式2)

其中，k₀表示第一相关运算C₁的起始点，L表示相关长度，^*表示共轭，P表示第一相关运算C₁和第二相关运算C₂之间的相关间隔。公式3表示第一相关运算C₁和第二相关运算C₂之间的运算结果C(n)。

$C\left(n\right)=C_1^{*}\·C_2$                           (公式3)

其中，如果假设n＝n₀，相关峰值为C(n₀)，则CFO估计值e^Λ通过使用公式4而得到。

$e^{\mathrm{\Λ}}=\mathrm{angl}\left(C\left(n_0\right)\right)\·\frac{N_C}{\underset{10}{2\mathrm{\πP}}}$                      (公式4)

其中，N_C表示离散傅立叶逆变换(IDFT)块大小，如图1所示，也就是3,700，P表示第一相关运算C₁和第二相关运算C₂之间的相关间隔，angl(x)表示复数x的相位角(phase angle)。

由于复数x的相位角，也就是angl(x)，其值处于-π和+π之间，因此CFO跟踪范围通过使用公式5而得到。

$-\frac{\mathrm{Nc}}{2P}\≤e^{\mathrm{\Λ}}\≤\frac{\mathrm{Nc}}{2P}$                       (公式5)

例如，如果地面数字视频广播(DVB-T)F1信道是理想信道，则相关峰值C(n₀)通过使用公式6而得到。

$C\left(n_0\right)={(\frac{2}{\mathrm{Nc}}\·\frac{\sin (\mathrm{\πeL}/\mathrm{Nc})}{\sin (\mathrm{\πe}/\mathrm{Nc})})}^2\·e^{j2\mathrm{\πPe}/\mathrm{Nc}}$           (公式6)

其中，如果第一相关运算C₁和第二相关运算C₂之间的相关间隔P较小，则根据公式4，CFO跟踪范围将会被增大。但是，相关间隔P必须保持至少为类似于相关长度L(P

L)的值，因为如果相关长度L太小，则根据公式6很难得到峰值。

另外，为了防止由前同步(参见图1)和后同步(参见图1)所产生的寄生峰值(parasitical peaks)，公式1和2中的k₀保持为k₀＝L_post(后同步的长度，参见图1)。

考虑到上述问题，步骤[I-a]的参数可以为N_C＝3,780，L_pn＝420，L_m＝255，L_pre＝83，L_post＝82，k₀＝82，L＝45以及P＝44。在本这种情况下，CFO估计值的最大值

且CFO在±43的范围内被跟踪。图3是加性高斯白噪声(AWGN)信道和DVB-TF1信道的仿真图。图3中示出了表示CFO跟踪结果的S-曲线。

如上所述，步骤[I-a]有利于具有低跟踪精度和宽跟踪范围的初始CFO估计捕捉。

步骤[I-b]

不像步骤[I-a]，步骤[I-b]的特点为跟踪范围较窄以提高跟踪精度。为了缩小跟踪范围，相关间隔P必须增大。

步骤[I-b]的参数可为k₀＝0，L＝255以及P＝N_C+L_pn＝4,200。在这种情况下，CFO在±0.45范围内被跟踪。

图4示出了DVB-TF1信道的卓越跟踪精度。图4中示出了表示CFO跟踪的结果的S-曲线。

由于步骤[I-b]有较高的跟踪精度，因此步骤[I-b]有利于剩余CFO估计获取。

步骤[II]

步骤[II]利用这样的事实：图1中所示的前同步和后同步是PN序列的循环扩展。

图5示出了图1所示的TDS-OFDM帧的帧头500。自相关利用这样的事实：图1所示的TDS-OFDM帧中的前同步和后同步是PN序列的循环扩展，自相关通过使用公式7来表示。

$A\left(n\right)=\underset{k=n}{\overset{n+\mathrm{La}-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)\·r^{*}(k_0+Q)$                 (公式7)

其中，相关长度L_a是图5所示的帧头的前同步和后同步的大小之和。Q表示相关间隔。鉴于公式7，CFO估计值e^Λ通过使用公式8而得到。

$e^{\mathrm{\Λ}}=\mathrm{angl}\left(A\left(n_0\right)\right)\·\frac{N_C}{2\mathrm{\πQ}}$                    (公式8)

公式8类似于公式4。在公式8中，A(n₀)表示相关峰值，且A(n₀)通过使用公式9而得到。

$A\left(n_0\right)={(\frac{2}{\mathrm{Nc}}\·\frac{\sin (\mathrm{\πeLa}/\mathrm{Nc})}{\sin (\mathrm{\πe}/\mathrm{Nc})})}^2\·e^{j2\mathrm{\πQe}/\mathrm{Nc}}$           (公式9)

根据上述描述，步骤[II]中的各参数可为L_a＝L_pn-L_m＝L_pre+L_post＝165并且Q＝L_m＝255。在本例中，CFO在±7.4的范围内被跟踪。

表1集合了步骤[II]、步骤[I-a]和步骤[I-b]的各参数和CFO结果，以用于比较。

[表1]

 

	步骤[I-a]	步骤[I-b]	步骤[II]
				相关长度	L＝45	L＝255	La＝165
相关间隔	P＝44	P＝4,200	Q＝255
				跟踪范围	±43	±0.45	±7.4

步骤[II]有利于粗糙剩余CFO估计获取。

步骤[III]

步骤[III]通过利用两种独立的CFO估计获得新的CFO估计值，来增大CFO跟踪范围。例如，可以同时利用其中相关间隔为P＝4,200的步骤[I-b]和其中相关间隔为Q＝255的步骤[II]。

现在将描述利用两种独立CFO估计的步骤[III]。

$K_{s-\max }=\mathrm{round}\left(\frac{P_s\·e_{\max }}{\mathrm{Nc}}\right)$         (公式10)

$K_{l-\max }=\mathrm{round}\left(\frac{P_l\·e_{\max }}{\mathrm{Nc}}\right)$           (公式11)

在公式10和11中，P_s和P_l表示与两种独立CFO估计有关的相关间隔。例如，如果独立步骤[I-b]和[II]被采用，可以假设P_l＝4,200且P_s＝Q＝255。这里，下角标l是“long”的第一个字母，下角标s是“short”的第一个字母，e_max是最大CFO跟踪范围，是步骤[III]的目标。函数round(a)是与舍入(rounding)有关的函数，其由公式12定义。

round(a)＝arg(min|a-n|)_n∈Z   (公式12)

基于公式11和12，通过公式13计算整数集S。

S＝{x|x＝k_sL_l-k_lL_s，k_s∈[-k_s-max，k_s-max]，k_l∈[-k_l-max，k_l-max]}  (公式13)

其中，L_l和L_s互为质数，且分别使用公式14和15来定义。

$L_l=\frac{P_l}{\gcd (P_l,P_s)}$    (公式14)

$L_s=\frac{P_s}{\gcd (P_l,P_s)}$    (公式15)

在公式14和15中，函数gcd(x，y)表示x和y的最大公约数。

假设相位偏差是Φ_l和Φ_s。例如，可以假设步骤[I-b]中的相位偏差为Φ_l，步骤[II]中的相位偏差为Φ_s。因此，可得到公式16和17。

$M=\frac{{\mathrm{\Φ}}_l{L}_s-{\mathrm{\Φ}}_s{L}_l}{2\mathrm{\π}}$                    (公式16)

F(M)＝arg(min|M-n|)_n∈s    (公式17)

如公式13所知的，由于k_s∈[-k_s-max，k_s-max]，可知下面公式18中的右项是整数。

$k_l=\frac{k_s{L}_l-F\left(M\right)}{L_s}$                   (公式18)

当使用上述公式时，通过利用步骤[III]中两种独立CFO估计来得到新的CFO估计值e^Λ，该新的CFO估计值e^Λ通过利用公式19而得到。

$e^{\mathrm{\Λ}}=\frac{2{.k}_l.\mathrm{\π}+{\mathrm{\Φ}}_l}{2\mathrm{\π}{P}_l}.\mathrm{Nc}$       (公式19)

如上所述，已经描述了步骤[I-a]、[I-b]和[II]。另外，步骤[III]通过利用步骤[I-b]和步骤[II]来实现。

根据本发明示范性实施例的CFO同步方法利用上述的步骤[I-a]、[I-b]、[II]和[III]，该方法包括：(a)初始CFO估计捕捉(pull-in)步骤；(b)粗糙剩余CFO估计获取(acquisition)步骤；和(c)细小剩余CFO跟踪(tracking)步骤。

所述初始CFO估计捕捉步骤是大规模捕捉步骤。因此，初始CFO估计捕捉步骤是这样的步骤：其中通过将相关间隔P设置为较小值来使跟踪范围处于大的规模。上述步骤[I-a]用于初始CFO估计捕捉步骤。

所述粗糙剩余CFO估计获取步骤是小规模获取步骤。步骤[III]可用于粗糙剩余CFO估计获取步骤。另外，步骤[III]可通过使用步骤[I-b]和步骤[II]来实现。

所述细小剩余CFO跟踪步骤是一个跟踪步骤。因此，细小剩余CFO跟踪步骤是这样的步骤：其中通过跟踪细小剩余CFO来使最终CFO变得足够小以符合OFDM解调标准。换句话说，通过增加相关间隔P来使得跟踪范围变窄。步骤[I-b]可用于细小剩余CFO跟踪步骤。

图6是根据本发明的一个示范性实施例的CFO同步方法600的状态转换图。

在图6中，步骤S610是初始CFO估计捕捉步骤。步骤S620是粗糙剩余CFO估计获取步骤。步骤S630是细小剩余CFO跟踪步骤。

将参照表2来描述与图6中示出的状态转换条件有关的各参数(N_L，K1等)。表2是图6中示出的图中的实施例的伪代码。

[表2]

参见图6和表2，现在将更详细地描述根据本发明一个实施例的CFO同步方法。

表2中的步骤(s1)到步骤(s3)对应于图6中的步骤S610以及初始CFO估计捕捉步骤，该步骤使用具有小相关间隔(大跟踪范围)的步骤[I-a]。使用比较句法n_l<N_L，是用于在步骤(s2)重复执行重复次数N_L之后，捕捉初始CFO估计值e^Λ。

表2中的步骤(s4)到步骤(s6)对应于图6中的步骤S620和S630，即，粗糙剩余CFO估计获取步骤和细小剩余CFO跟踪步骤。

在粗糙剩余CFO估计获取步骤中，使用比较句法m<M，是用于在利用步骤[III]计算整数K1之后，确定整数K1是否像重复次数M一样恒定。其中，Ka是用于临时存储整数K1的参数。另外，确定是否Ka＝0是用于确定是否K1＝0。K1＝0意味着粗糙CFO是一个非常小的值。在这种情况下，通过设置T_flag＝1，来执行到细小剩余CFO跟踪步骤的转换。

在细小剩余CFO跟踪步骤中，确定是否Ka＝0。如果Ka＝0，则计算最终CFO估计值e^Λ。如果Ka不为0，通过设置T_flag＝0转换到粗糙剩余CFO估计获取步骤。

通过执行上述步骤来完成CFO同步方法。

现在将描述对CFO同步进行仿真的实例。

与帧结构(参见图1)有关的参数设置为N_C＝3,780，L_pn＝420，L_m＝255，L_pre＝83以及L_post＝82。另外，与具有小相关间隔的步骤[I-a]相关的参数设置为k₀＝82，L＝45以及P＝44。另外，与具有粗糙相关间隔的步骤[I-b]相关的参数设置为k₀＝0，L＝255以及P＝N_C+L_pn＝4,200。另外，与步骤[III]有关的参数设置为s_c＝1/32，s_f＝1/16，N_L＝50，M＝5，Q＝L_m＝255以及e_max＝14.0。

图7到图9示出了基于这些参数获得的仿真结果。

图7示出了函数F(M)的检测概率700。函数F(M)对应于公式17，该公式是与步骤[III]有关的公式。图7的信道模型“SFN，50μs”是具有一个回波的双径信道，其延时为50μs。如图7所示，高检测概率导致CFO易于在±e_max范围内获取。

图8示出了当理想CFO为-40.0时的闭环仿真结果800。用于仿真的信道是“SFN，50μs”，信噪比(SNR)为10dB。三个步骤即捕捉、获取和跟踪的结果如图8所示。

图9是图8所示的跟踪步骤的结果900的放大曲线图。参见图9，当理想CFO为-40.0时，剩余CFO为±0.5％，因此，满足OFDM解调标准。

如上所述，本发明的一个方面提供了一种OFDM接收机的CFO同步方法和装置，解决了这样的问题：当CFO跟踪范围太窄时CFO跟踪范围不能在实践中应用，以及当CFO跟踪范围太宽时CFO估计误差增加。

尽管已经参照本发明的示范性实施例对本发明进行了具体的图示和描述，但本领域任一普通技术人员都可以理解，可以对这些实施例做出各种形式和细节上的改变，而不会偏离由权利要求书所限定的本发明的精神和范围。

Claims (22)

1.一种正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)同步方法，其中OFDM帧包括保护间隔，该保护间隔包括作为训练信号的伪噪声(PN)序列，该CFO同步方法包括：

步骤(a1)，通过将第一相关运算C₁和第二相关运算C₂之间的相关间隔P设置为小于双相关中的预定值以增大CFO跟踪范围，来计算CFO估计值e^Λ，在所述双相关中，第一相关运算C₁和第二相关运算C₂用于计算CFO估计值e^Λ；

步骤(b1)，通过将相关间隔P设置为大于步骤(a1)中的预定值以缩小CFO跟踪范围，来计算CFO估计值e^Λ；

步骤(c1)，使用自相关来计算CFO估计值e^Λ。

2.根据权利要求1所述的CFO同步方法，进一步包括：步骤(d1)，通过结合相互独立的步骤(b1)和步骤(c1)来计算CFO估计值e^Λ。

3.根据权利要求1所述的CFO同步方法，其中，在步骤(a1)中，相关间隔P的预定值为44。

4.根据权利要求1所述的CFO同步方法，其中，在步骤(b1)中，相关间隔P的预定值为4,200。

5.根据权利要求1所述的CFO同步方法，其中，在步骤(c1)中，自相关的相关长度L_a是位于帧头中的前同步和后同步的大小之和，并且，自相关的相关间隔Q是通过从帧头长度中减去相关长度L_a而得到的。

6.根据权利要求2所述的CFO同步方法，其中，步骤(d1)包括：通过使用在步骤(b1)中计算的相位偏差Φ_l和在步骤(c1)中计算的相位偏差Φ_S来计算CFO估计值e^Λ。

7.一种正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)同步方法，其中OFDM帧包括保护间隔，该保护间隔包括作为训练信号的伪噪声(PN)序列，该CFO同步方法包括：

步骤(a)，使用双相关来执行初始CFO估计捕捉步骤；以及

步骤(b)，使用双相关和自相关的独立结合来执行粗糙剩余CFO估计获取步骤。

8.根据权利要求7所述的CFO同步方法，进一步包括：步骤(c)，使用双相关来执行细小剩余CFO跟踪步骤。

9.根据权利要求7所述的CFO同步方法，其中，在步骤(a)中，通过将相关间隔P设置为低于预定值以增大CFO跟踪范围，来捕捉初始CFO估计，其中相关间隔P为双相关的参数。

10.根据权利要求9所述的CFO同步方法，其中相关间隔P的预定值为44。

11.根据权利要求7所述的CFO同步方法，其中，在步骤(b)中，通过使用以双相关计算的相位偏差Φ_l以及使用以自相关计算的相位偏差Φ_S，来获得粗糙剩余CFO估计。

12.根据权利要求11所述的CFO同步方法，其中，在双相关中，通过将用于计算相位偏差Φ_S的相关间隔P设置为4200来缩小CFO跟踪范围。

13.根据权利要求11所述的CFO同步方法，其中，在自相关中，用于计算相位偏差Φ_l的相关间隔Q为255。

14.根据权利要求8所述的CFO同步方法，其中，在步骤(c)中，通过将相关间隔P设置为大于预定值以缩小CFO跟踪范围，来跟踪细小剩余CFO，其中相关间隔P为双相关的参数。

15.根据权利要求14所述的CFO同步方法，其中相关间隔P的预定值为4,200。

16.根据权利要求7所述的CFO同步方法，进一步包括：步骤(d)，当在步骤(a)执行了初始CFO估计捕捉步骤，并且重复地计算初始CFO估计达预定次数N_L之后，执行将状态转换到步骤(b)。

17.根据权利要求16所述的CFO同步方法，其中，在步骤(d)中，预定次数N_L为50。

18.根据权利要求8所述的CFO同步方法，进一步包括：步骤(e)，当在步骤(b)中执行了粗糙剩余CFO估计获取步骤时，通过确定表示剩余CFO为非常小值的整数K1是否保持为零，且其次数达到了预定次数M那么多次，来将状态转换到步骤(c)。

19.根据权利要求18所述的CFO同步方法，其中，在步骤(e)中，预定值M为5。

20.根据权利要求8所述的CFO同步方法，进一步包括：步骤(f)，当在步骤(c)中执行了细小剩余CFO估计跟踪步骤时，通过确定表示剩余CFO为非常小值的整数K1是否不保持为零，且其次数达到了预定次数M那么多次，来将状态转换到步骤(b)。

21.根据权利要求20所述的CFO同步方法，其中，在步骤(f)中，预定值M为5。

22.一种正交频分复用(OFDM)接收机的载频偏差(CFO)估计装置，该OFDM接收机使用在OFDM帧的保护间隔中的伪噪声(PN)序列作为训练信号，该CFO估计装置包括：

相关器，用于执行相关运算；以及

CFO估计器，用于使用所述相关器的输出信号来计算CFO估计值e^Λ，

其中，所述相关器和所述CFO估计器通过使用双相关来捕捉初始CFO估计，通过独立地使用双相关和自相关来获得粗糙剩余CFO估计，然后通过使用双相关来跟踪细小剩余CFO。

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