CN102065051B - Tds-ofdm系统中检测前信号的捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种TDS-OFDM系统中PN序列的设计方法及检测前信号的捕获方法，所述PN序列包括m序列和m序列的循环扩展，其中循环扩展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q₀个符号，所述前同步包括Q₁个符号，所述后同步包括Q₂个符号。所述设计方法是：用于构成第n+1个信号帧PN序列的m序列通过循环左移第n个信号帧PN序列的m序列Q₁+Q₂个符号获得。本发明提供的PN序列的设计方法使得捕获方法得以进一步简化，减少了系统的运算量；且进一步提高了接收的信号中PN序列和数据分离的准确性，在接收端去掉PN序列后，就数据检测性能来讲，TDS-OFDM系统基本接近ZP-OFDM系统。

Description

TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法

技术领域

本申请是申请号为200810003723.1，申请日为2008年1月16日，名称为″TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法″的专利申请的分案申请。

本发明涉及数字信息传输技术，尤其是指一种基于时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)技术的地面数字多媒体/电视广播系统中检测前信号的捕获方法和PN序列的设计方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术被广泛用于无线信道内的信号传输，并被多项无线传输标准所采用，例如数字音频广播标准(digital audio broadcasting，DAB)和地面数字视频广播标准(digital video broadcast-terrestrial，DVB-T)，参阅文献[1]：″Digital video broadcasting(DVB)；framing structure，channel coding andmodulation for digital terrestrial television，ETSI EN 300 744 V1.5.1(2004-11)，European Telecommunications Standards Institute.″中所示。OFDM将频率选择性衰落信道转换为一组频率非选择性衰落子信道(子载波)，子载波可采用足以维持相应时域波形正交性的最小频率分隔，而不同子载波所对应的信号谱在频率上是交叠的，这样，可用带宽得以有效利用。OFDM是一种块调制方式，通过将N个信息符号的块在N个子载波上并行传送来实现。一个OFDM符号的持续时间是单载波系统中符号的持续时间的N倍。OFDM调制器可以采用一个可对上述具有N个信息符号的块进行离散傅利叶逆变换(IDFT)的变换器连接一个数模转换器(DAC)实现。为了减轻由信道多径扩散引起的块间干扰(interblockinterference，IBI)效应，通常采取的措施是在每一个长为N的IDFT数据块之前增加一保护间隔，且该保护间隔的长度至少等于信道长度。在这种条件下，接收端所接收到的发送序列和信道的线性卷积信号被转换为循环卷积来处理，因此，IBI效应可以容易且完全地被消除。

在大部分现有的OFDM系统如DVB-T中，在发射端，以所谓的循环前缀(cyclic prefix，CP)作为两连续IDFT块间的保护间隔。在接收端，为了避免IBI效应，需要去掉CP，且对每一去掉CP的IDFT块采用快速傅利叶变换(fastFourier transform，FFT)算法进行处理，所述FFT算法就是将频率选择性衰减信道转换成若干并行且彼此独立的频率非选择性衰减的子信道来操作，其中每一子信道对应一个不同的子载波。然而，如文献[2]：″B.Muquet，Z.Wang，G.B.Giannakis，M.de Courville，and P.Duhamel，“Cyclic prefixing or zero multicarriertransmissions，”IEEE Trans.Commun.，vol.50，no.12，pp.2136-2148，Dec.2002.″中所述，由于对应某些子载波的传输子信道存在零频谱或者接近零的频谱现象，导致CP-OFDM系统(采用CP作为保护间隔的OFDM系统)可能遭受到性能损失。文献[3]：″G.B.Giannakis，“Filterbanks for blind channel identification andequalization，”IEEE Signal Processing Lett.，vol.4，pp.184-187，June1997.″中描述了一种CP的替代技术：零填充(zero-padding，ZP)技术。在ZP-OFDM系统(采用ZP作为保护间隔的OFDM系统)中，无论零频谱子信道位于什么位置，均可确保信号的复原。具体来说，在ZP-OFDM传输系统的每一IDFT块中，一定数量的零符号被加在经IDFT处理过的预编码信息符号后面。如果零符号的数量等于CP的长度，那么ZP-OFDM和CP-OFDM传输系统具有相同的带宽利用率，参阅文献[2]。

针对多径信道的信号传输，无线通讯系统中出现了许多新兴技术，其中TDS-OFDM调制技术作为基准技术在最近公布的数字电视地面广播系统的中国国家标准中被采用，参阅文献[4]：“中华人民共和国国家标准GB 20600-2006：″数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制″，2006年8月”。与被广泛使用的CP、ZP插入技术不同的是，TDS-OFDM系统通过插入伪随机码(pseudo-random，PN)序列作为保护间隔，其中PN序列也作为训练序列。在接收端将PN序列去掉后，TDS-OFDM系统基本上与ZP-OFDM系统相同。参阅文献[5]：″Z.-W.Zheng，Z.-X.Yang，C.-Y.Pan，and Y.-S.Zhu，“Cutoff rate andoutage probability performance comparisons between DVB-T and DMB-T systemsunder mobile multipath channels，”Trans.Broadcasting，vol.49，no.4，pp.390-397，Dec.2003.″，与TDS-OFDM系统和ZP-OFDM系统相比，由于在时域内PN序列既作为保护间隔，也充当训练序列，使得TDS-OFDM系统具有较高的信道带宽利用率及较低的额外非信息传输开销，而且获得了较好的信道估计和跟踪性能。不过，在获得上述优点的同时需要将接收信号块中因信道的多径效应混合在一起的PN序列和数据分开。准确地将信号块中的PN序列和数据分开对获得良好系统性能起着重要作用，否则，就会出现IBI效应。因此，需要寻找一种解决方法以有效去除接收信号块中的PN序列所带来的码间干扰，从而获得纯净的数据块以便进行后续的相干检测(均衡)处理。

发明内容

本发明所解决的技术问题在于提供一种检测前信号的捕获方法，其可准确地将接收的信号块中的PN序列和数据分开。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种TDS-OFDM系统中PN序列的设计方法，所述PN序列包括m序列和m序列的循环扩展，其中循环扩展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q₀个符号，所述前同步包括Q₁个符号，所述后同步包括Q₂个符号，所述设计方法是：用于构成第n+1个信号帧PN序列的m序列通过循环左移第n个信号帧PN序列的m序列Q₁+Q₂个符号获得。

可选的，前同步的Q₁个符号由m序列的最后Q₁个符号构成；后同步的Q₂个符号由m序列的首Q₂个符号。

可选的，当Q₁+Q₂＝Q₀时，所有信号帧使用的PN序列相同，且每一PN序列包括两重复的m序列。

本发明还提供一种TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法，用于获取接收的第n个信号帧的检测前N维数据向量g_Nn，所述信号帧包括帧同步和帧体，采用前述的设计方法形成的PN序列作为信号帧的帧同步，所述捕获方法包括如下步骤：

接收第n个信号帧的帧同步和帧体，接收第n+1个信号帧的帧同步；

获取向量a_1n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧同步的最后L_n个符号；获取向量a_2n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的首L_p个符号；获取向量a_0n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的从第L_p个符号开始的中间的N-L_p-L_n个符号；获取向量a_3n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的最后L_n个符号；获取向量a_4n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步的首L_p个符号；获取向量e_13n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步中从第Q₀-L_n个到第Q₀-1个符号；获取向量e_24n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步中从第Q₀个到第Q₀+L_p-1个符号；

g_Nn的首L_p个元素由a_2n+a_4n-e_24n获得；g_Nn接下来的N-L_p-L_n个元素从a_0n复制获得；g_Nn的最后L_n个元素通过a_1n+a_3n-e_13n获得；

其中L_n、L_p分别表示传输所述信号帧的信道的前径数和后径数，且与帧同步的前同步和后同步所包含的符号个数满足如下关系：Q₁+Q₂≥L_p+L_n。

本发明提供的捕获方法可较准确地将接收的信号块中的数据与PN序列分离，避免了在接收端出现IBI效应；另外，本发明提供的PN序列的设计方法使得捕获方法得以进一步简化，减少了系统的运算量；且进一步提高了接收的信号中PN序列和数据分离的准确性，在接收端去掉PN序列后，就数据检测性能来讲，TDS-OFDM系统基本接近ZP-OFDM系统。

附图说明

图1是TDS-OFDM系统中下行链路传输协议的分级帧结构；

图2是9阶m序列生成结构；

图3是用于产生具有511个符号的m序列的LFSR初始状态与帧号的对照列表；

图4是第n个信号帧的帧结构；

图5是本发明提供的检测前信号捕获方法的第一种实施例的流程图；

图6是本发明提供的PN序列设计方法的示意图；

图7是本发明提供的用于构成PN序列的m序列实例，其中，第n个信号帧的m序列的第1元素是第0个信号帧的m序列的第k个元素；

图8是本发明提供的检测前信号捕获方法的第二种实施例的流程图。

具体实施方式

以下部分结合附图对本发明提供的TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法和PN序列的设计方法的实施例进行描述，以期进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

为方便描述，除特别指出外，以下描述所提到的TDS-OFDM系统均是指应用于数字电视地面广播系统中国国家标准中的TDS-OFDM系统，但本发明不限于该应用范围，也可以很容易地延伸应用到其他类型的TDS-OFDM系统中。

TDS-OFDM系统采用的是分级帧结构。图1描述了TDS-OFDM系统中下行链路传输协议的物理信道帧结构图。数据帧结构的基本单元为信号帧，每个信号帧的持续时间为555.6或625微秒。一组(225个或200个)信号帧定义为超帧，每个超帧的持续时间为125毫秒，超帧中的第一个信号帧定义为超帧头(控制帧)。一组(480个)超帧定义为分帧，每个分帧的持续时间为60秒(1分钟)。帧结构的顶层称为日帧，由1440个分帧组成。日帧，以一个自然日(24小时)为周期进行周期性重复，在北京时间0:0:0AM，系统的帧结构被复位并开始一个新的日帧。

一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成。信号帧的帧同步是PN序列，所述PN序列由m序列及其循环扩展构成，其中循环扩展包括前同步(包括Q₁个符号，由m序列的最后Q₁个符号构成)和后同步(包括Q₂个符号，由m序列的首Q₂个符号构成)。帧同步中m序列包括Q₀个符号，其中Q₀可以是255，也可以是511。不失一般性，接下来的描述集中在Q₀＝511上。每一超帧中所有信号帧的帧同步都是不相同的，因此，帧同步可以作为特殊特征用于识别不同的信号帧。帧同步采用的PN序列定义为循环扩展的9阶m序列，可以由斐波那契数列(Fibonacci type)线性反馈移位寄存器(LFSR)(生成的多项式为x⁹+x⁸+x⁷+x²+1)来实现。图2是9阶m序列生成结构，LFSR的初始状态将决定所产生的m序列的相位。用于产生每一特定信号帧的m序列的LFSR初始状态由该信号帧的帧号决定。对于每一信号帧的帧号n，相应的LFSR的初始状态遵循特殊定义的图表，如图3所示。对于帧号为0(n＝0)的信号帧，相应的LSFR的初始状态设置为(D9-D1)：111110111，Q₁/Q₂定义为217/217。此外，帧同步的PN序列映射为非归零二进制符号，该映射定义为从″0″到+1值及从″1″到-1值的变换。另外，帧同步(PN序列)的平均功率是帧体信号的平均功率的2倍。

信号帧的帧体就是一个IDFT块。时域的IDFT块具有N＝3780个采样值，它们是频域的3780个子载波的逆离散傅利叶变换。时域的IDFT块信号持续500秒，其对应于2kHz的子载波间隔。

设定Q₀维列向量p_0，n＝[p_0，n(0)，p_0，n(1)，...，p_0，n(Q₀-1)]^T表示第n个信号帧的帧同步的m序列；设定Q₁维列向量p_1，n＝[p_1， (0)，p_1，n(1)，...，p_1，n(Q₁-1)]^T表示第n个信号帧的帧同步的前同步设定Q₂维列向量p_2，n＝[p_2，n(0)，p_2，n(1)，...，p_2，n(Q₂-1)]^T表示第n个信号帧的帧同步的后同步；设定N维列向量d_n＝[d_n(0)，d_n(1)，...，d_n(N-1)]^T表示IDFT数据块，也就是第n个信号帧的帧体；其中上角标T表示转置。假设

为传输符号序列，Q＝Q₁+Q₀+Q₂为帧同步的长度，M＝Q+N为信号帧的总长度。设定M维列向量s_n＝[s_n(0)，s_n(1)，...，s_n(M-1)]^T包括第n个传输信号帧的所有符号。定义 $p_n={[p_n\left(0\right),p_n\left(1\right),...,p_n(Q-1)]}^T={\left[p_{1,n}^T{p}_{0,n}^T{p}_{2,n}^T\right]}^T,$ 参阅图4，得出 $s_n={\left[p_n^T{d}_n^T\right]}^T,$ 也就是：

s_n(i)＝s(nM)+i

s_n(i)＝p_n(i)

s_n(i)＝d_n(i-Q)

其中

表示整数集合{i₁，i₁+1，...，i₂}。

在第n个信号帧传输过程中，将发射台到用户之间的离散时间基带CIR定义为h_n＝[h_n(-L_n)，h_n(-L_n+1)，...，h_n(-1)，h_n(0)，h_n(1)，...，h_n(L_p)]^T，其中h_n(0)与主路径对应，L_n和L_p分别是前径(主路径前的路径)数和后径(主路径后的路径)数。需要指出的是，L_n和L_p可以是零。假设在传输第n个信号帧及第n+1个信号帧的帧同步过程中，信道保持不变，则接收的符号序列可表示如下：

$r\left(i\right)=\underset{m=-L_n}{\overset{L_p}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n\left(m\right)s(i-m)+v\left(i\right),i=\mathrm{0,1},...,\∞---\left(4\right)$

其中v(i)表示接收机噪声，其通常被表述为具有方差σ²的循环对称的高斯白噪声。

设定M维列向量r_n＝[r_n(0)，r_n(1)，...，r_n(M-1)]^T表示第n个接收的信号块(对应第n个传输信号帧)，得出：

以及

从公式(1)、(2)、(5)以及(6)中可知，发射的IDFT数据块d_n仅与{r_n(Q-L_n)，r_n(Q-L_n+1)，...，r_n(M-1)，r_n+1(0)，r_n+1(1)，...，r_n+1(L_p-1)}相关。将公式(1)、(2)以及(3)代入公式(5)、(6)中，得出：

进一步地，定义如下向量：

a_1n＝[r_n(Q-L_n)，r_n(Q-L_n+1)，...，r_n(Q-1)]^T，

g_1n＝[g_1n(0)，g_1n(1)，...，g_1n(L_n-1)]^T，

e_1n＝[e_1n(0)，e_1n(1)，...，e_1n(L_n-1)]^T，

v_1n＝[v(nM+Q-L_n)，v(nM+Q-L_n+1)，...，v(nM+Q-1)]^T，

a_2n＝[r_n(Q)，r_n(Q+1)，...，r_n(Q+L_p-1)]^T，

g_2n＝[g_2n(0)，g_2n(1)，...，g_2n(L_p-1)]^T，

e_2n＝[e_2n(0)，e_2n(1)，...，e_2n(L_p-1)]^T，

v_2n＝[v(nM+Q)，v(nM+Q+1)，...，v(nM+Q+L_p-1)]^T，

a_0n＝[r_n(Q+L_p)，r_n(Q+L_p+1)，...，r_n(M-L_n-1)]^T，

g_0n＝[g_0n(0)，g_0n(1)，...，g_0n(N-L_p-L_n-1)]^T，

v_0n＝[v(nM+Q+L_p)，v(nM+Q+1)，...，v(nM+M-L_n-1)]^T，

a_3n＝[r_n(M-L_n)，r_n(M-L_n+1)，...，r_n(M-1)]^T，

g_3n＝[g_3n(0)，g_3n(1)，...，g_3n(L_n-1)]^T，

e_3n＝[e_3n(0)，e_3n(1)，...，e_3n(L_n-1)]^T，

v_3n＝[v(nM+M-L_n)，v(nM+M-L_n+1)，...，v(nM+M-1)]^T，

a_4n＝[r_n+1(0)，r_n+1(1)，...，r_n+1(L_p-1)]^T，

g_4n＝[g_4n(0)，g_4n(1)，...，g_4n(L_p-1)]^T，

e_4n＝[e_4n(0)，e_4n(1)，...，e_4n(L_p-1)]^T，

v_4n＝[v(nM+M)，v(nM+M+1)，...，v(nM+M+L_p-1)]^T，

然后，进一步得出：

a_0n＝g_0n+v_0n，(12)

a_1n＝g_1n+e_1n+v_1n，(13)

a_2n＝g_2n+e_2n+v_2n，(14)

a_3n＝g_3n+e_3n+v_3n，(15)

a_4n＝g_4n+e_4n+v_4n，(16)

进一步定义N维列向量

为对应于接收到的第n个信号帧的检测前数据。结合公式(8)、(9)、(10)、(11)，很容易得出g_Nn是d_n和h_n的循环卷积，也就是：

其中模-N操作(q)_N表示将q减小到

在一个OFDM系统中，如果存在特定的训练序列或者导频，CIR向量通常在频域内进行估计。在TDS-OFDM系统中，可以利用PN序列的相关特性来估计CIR向量h_n，这种方式操作简单且直接，并可针对每一信号帧逐一进行估计。进行估计的具体方法可参考引用文献[6]：″中国专利第02128864.X号，名称是″基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计″公告日为2005年6月22日″，或引用文献[7]：″中国专利申请第200410003480.3号，名称是″TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法及其系统″，公开日为2005年10月5号″，在此不再赘述。在本实施例中，假设针对每一信号帧的CIR向量估计是已知的，且第n个信号帧的CIR向量估计值表示为

在公式(17)中，用

替换掉h_n，并假设检测前数据g_Nn已知，则采用常用的单抽头频域均衡器便可很容易恢复所发送的数据向量d_n。然而，正如前述所示，由于在接收信号向量a_1n、a_2n、a_3n、a_4n中，检测前数据g_Nn与e_1n、e_2n、e_3n、e_4n混合在一起，所以不容易直接获得g_Nn。因此，接下来的任务可归结为从a_0n、a_1n、a_2n、a_3n、a_4n分离出g_Nn。

为了简化表述且不失讨论的有效性，在该部分，我们忽略掉上述公式中与噪声相关的项即v_0n、v_1n、v_2n、v_3n、v_4n，这样，将公式(12)-(16)重新整理如下：

g_2n+g_4n＝(a_2n+a_4n)-(e_2n+e_4n)，    (18)

g_0n＝a_0n，                       (19)

g_1n+g_3n＝(a_1n+a_3n)-(e_1n+e_3n)。    (20)引用文献[6]描述了一种独自获得e_1n、e_2n、e_3n、e_4n的方法。本发明提供了联合获得e_2n+e_4n和e_1n+e_3n的方法，具体描述如下。

设定L_n维列向量为e₁₃x：＝[e₁₃x(0)，e_13n(1)，...，e_13n(L_n-1)]^T＝e_1n+e_3n；设定L_p维列向量为e_24n：＝[e_24n(0)，e_24n(1)，...，e_24n(L_n-1)]^T＝e_2n+e_4n。根据公式(7)、(8)、(10)、(11)，可得出：

以及

定义长度为(2L_p+2L_n)的数据向量w_n，其表示如下：

w_n：＝[w_n(-L_p-L_n)，w_n(-L_p-L_n+1)，...，w_n(-1)，w_n(0)，w_n(1)，...，w_n(L_p+L_n-1)]^T

其中：

很明显，数据向量w_n由第n个信号帧的帧同步的尾部(长度为L_p+L_n)和第n+1个信号帧的帧同步的头部(长度为L_p+L_n)级联构成。

设定 $e_n:={[e_n(-L_n),e_n(-L_n+1),...,e_n(L_p-1)]}^T={\left[e_{13n}^T{e}_{24n}^T\right]}^T.$ 将公式(23)代入到公式(21)和(22)，可得出：

显然地，获得e_n的方法可简化为对h_n和w_n进行线性卷积。事实上，由于h_n未知，我们需要用h_n的估计值来代替，即：

上述线性卷积可以直接计算或采用习知的FFT技术来实现，至于具体使用哪种方法可通过具体实施复杂度而定。

获得了e_n相当于获得了e_13n和e_24n。这样，公式(18)、(19)、(20)右手边的所有项成为已知项，g_Nn也就此获得。请参阅图5，下面对本发明提出的用于获取第n个信号帧的检测前N维数据向量g_Nn的捕获方法的第一种实施例进行总结，该捕获方法包括如下步骤：

S101：接收第n个信号帧的帧同步和帧体，接收第n+1个信号帧的帧同步；

S102：利用接收的帧同步进行信道估计，利用传输的第n个信号帧的帧同步获得信道脉冲响应(CIR)向量估计为

其包括主路径以及L_n个前径和L_p个后径；另外，这里可以应用任何一种适合的信道估计算法；

S103：获取向量a_1n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧同步的最后L_n个符号；获取向量a_2n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的首L_p个符号；获取向量a_0n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的从第L_p个符号开始的中间的N-L_p-L_n个符号；获取向量a_3n，其包括的元素是接收的第n个信号帧的帧体的最后L_n个符号；获取向量a_4n，其包括的元素是接收的第n+1个信号帧的帧同步的首L_p个符号；

S104：形成长度为2L_p+2L_n的向量w_n，其首L_p+L_n个符号从所发送的第n个信号帧的帧同步的末尾部分复制，后L_p+L_n个符号从所发送的第n+1个信号帧的帧同步的开始部分复制；

S105：执行

和w_n的线性卷积，获取线性卷积结果的中间部分的L_p+L_n个符号记为向量e_n；

S106：设定e_13n和e_24n，其分别由向量e_n的首L_n个元素和后L_p个元素构成，从而检测前数据g_Nn的首L_p个元素由a_2n+a_4n-e_24n获得；g_Nn接下来的N-L_p-L_n个元素从a_0n复制获得；g_Nn的最后L_n个元素由a_1n+a_3n-e_13n获得。

采用本发明提供的捕获方法，在接收端可以有效地将数据从接收信号中分离出来，满足了系统的要求，避免发生IBI效应。

仔细研究上述g_Nn的捕获方法，可发现其所需运算主要集中在CIR估计向量

和向量w_n的线性卷积，其中向量w_n特别采用已知的两连续信号帧的帧同步构建。尽管计算线性卷积所需运算负荷依赖于实际的信道路径信息，但是，总的来说，其所涉及的运算量可能很大程度上增加了整个系统的复杂度。此外，根据前述可知，在实际应用中，该线性卷积只能采用CIR估计值来进行，但是，实际上，无论使用多么强大的信道估计方法都不能获得真实的CIR。因此，估计值

或多或少伴有噪声干扰，也就使得捕获的g_Nn的准确性受到影响。从这点上说，TDS-OFDM并不完全等同于ZP-OFDM，因为后者不存在上述情况。为了获得与ZP-OFDM中准确性相当的检测前数据g_Nn，就要在卷积运算中避免使用CIR估计值，其可以通过特定设计的帧同步来实现，详细描述如下。

观察公式(23)和(24)可知，假设第n+1个信号帧的帧同步包括与w_n完全相同的部分，那么e_n就可以直接从接收信号获得。由于帧同步具有循环扩展特性，实际上，上述假设是可行的。前面已经定义了如下向量，对于k∈{n，n+1}，

p_0，k＝[p_0，k(0)，p_0，k(1)，...，p_0，k(Q₀-1)]^T

P_1，k＝[p_1，k(0)，p_1，k(1)，...，p_1，k(Q₁-1)]^T

p_2，k＝[p_2，k(0)，p_2，k(1)，...，p_2，k(Q₂-1)]^T

以及

$p_k={[p_k\left(0\right),p_k\left(1\right),...,p_k(Q-1)]}^T={\left[p_{1,k}^T{p}_{0,k}^T{p}_{2,k}^T\right]}^T.$

利用帧同步的循环扩展特性，得出：

p_0，k+1(Q₀-Q₁+i)＝p_1，k+1(i)    k∈{n，n+1}

p_0，k+1(i)＝p_2，k+1(i)    k∈{n，n+1}

进一步地，得出：

p_n+1(Q₀+i)＝p_n+1(i)

若将下列限制条件加在p_n+1上：

p_n+1(Q₀-i)＝p_n(Q-i)

且定义 ${\stackrel{\‾}{p}}_{n+1}={[p_{n+1}(Q_0-L_p-L_n),p_{n+1}(Q_0-L_p-L_n+1),...,p_{n+1}(Q_0+L_p+L_n-1)]}^T,$ 根据公式(23)和(26)可以得出需要指出是，在这里，已假定Q₁+Q₂≥L_p+L_n。公式(27)中施加在p_n+1上的限制条件可进一步表达为：

再次，所述模-Q₀操作

表示q减小到

换句话说，用于构成第n+1个信号帧帧同步(PN序列)的m序列可通过循环左移第n个信号帧帧同步(PN序列)的m序列Q₁+Q₂个符号获得。

下面就本发明提供的PN序列的设计方法进一步结合实施例进行解释说明。请参阅图6，假定Q₀＝511，Q₁＝218，Q₂＝218。第0个m序列(用于构成第0个信号帧的PN序列)为：p_0，0＝[p_0，0(0)，p_0，0(1)，...，p_0，0(Q₀-1)]^T，第n个m序列(用于构成第n个信号帧的PN序列)由p_0，0循环左移获得，其中p_0，0(k)是第n个m序列的第一个元素。根据本发明提供的方法，n和k之间一对一映射如图7所示。根据图7的m序列映射关系可知，p_0，0(435)是第1个m序列的第一个元素，p_0，0(359)是第2个m序列的第一个元素，如此一一对应下去。

需要指出的是，当Q₁+Q₂＝Q₀时，就会出现一种特殊情况，即所有的信号帧使用的m序列相同，且每一帧同步(PN序列)由两个重复的m序列构成。

一旦作为每一信号帧帧同步的PN序列利用循环扩展特性并采用对前一信号帧的m序列循环移位的方式形成，在接收端对第n个信号帧的检测前数据g_Nn的捕获就变得比较容易，本发明第一种实施例的捕获步骤得以简化，简化后的方法即为本发明的第二种实施例，参阅图8。本发明的第二种实施例包括如下步骤：

S201：接收第n个信号帧的帧同步和帧体，接收第n+1个信号帧的帧同步；

S202：获取向量a_1n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧同步的最后L_n个符号；获取向量a_2n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的首L_p个符号；获取向量a_0n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的从第L_p个符号开始的中间的N-L_p-L_n个符号；获取向量a_3n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的最后L_n个符号；获取向量a_4n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步的首L_p个符号；获取向量e_13n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步中从第Q₀-L_n个到第Q₀-1个符号；获取向量e_24n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步中从第Q₀个到第Q₀+L_p-1个符号；

S203：g_Nn的首L_p个元素由a_2n+a_4n-e_24n获得；g_Nn接下来的N-L_p-L_n个元素从a_0n复制获得；g_Nn的最后L_n个元素由a_1n+a_3n-e_13n获得。

采用本发明提供的第二种实施例使得系统的运算量大大降低，而且进一步提高了捕获的g_Nn的准确度，这样，在接收端去掉PN序列后，TDS-OFDM系统基本接近ZP-OFDM系统。

Claims (3)

1.一种TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法，用于获取接收的第n个信号帧的检测前N维数据向量g_Nn，所述信号帧包括帧同步和帧体，其特征在于，采用PN序列作为信号帧的帧同步，所述PN序列包括m序列和m序列的循环扩展，其中循环扩展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q₀个符号，所述前同步包括Q₁个符号，所述后同步包括Q₂个符号，其中，用于构成第n+1个信号帧PN序列的m序列通过循环左移第n个信号帧PN序列的m序列Q₁+Q₂个符号获得； 

所述捕获方法包括如下步骤： 

接收第n个信号帧的帧同步和帧体，接收第n+1个信号帧的帧同步； 

获取向量a_1n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧同步的最后L_n个符号；获取向量a_2n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的首L_p个符号；获取向量a_0n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的从第L_p个符号开始的中间的N-L_p-L_n个符号；获取向量a_3n，其包括的元素为接收的第n个信号帧的帧体的最后L_n个符号；获取向量a_4n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步的首L_p个符号；获取向量e_13n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步中从第Q₀-L_n个到第Q₀-1个符号；获取向量e_24n，其包括的元素为接收的第n+1个信号帧的帧同步中从第Q₀个到第Q₀+L_p-1个符号； 

g_Nn的首L_p个元素由a_2n+a_4n-e_24n获得；g_Nn接下来的N-L_p-L_n个元素从a_0n复制获得；g_Nn的最后L_n个元素通过a_1n+a_3n-e_13n获得； 

其中L_n、L_p分别表示传输所述信号帧的信道的前径数和后径数，且与帧同步的前同步和后同步所包含的符号个数满足如下关系：Q₁+Q₂≥L_p+L_n。 

2.如权利要求1所述的TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法，其特征在于，前同步的Q₁个符号由m序列的最后Q₁个符号构成；后同步的Q₂个符号由m序列的首Q₂个符号构成。 

3.如权利要求1所述的TDS-OFDM系统中检测前信号的捕获方法，其特征在于，当Q₁+Q₂＝Q₀时，所有信号帧使用的PN序列相同，且每一PN序列包括两重复的m序列。 

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