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CN1280445A - 数字符号定时恢复网络 - Google Patents

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Abstract

一个用于处理包含陆上广播高清晰度电视信息的VSB调制信号的接收机包括一个用于产生一个数字数据流的输入模拟/数字转换器(19)。一个符号定时恢复和段同步恢复网络(24)为数字转换器(19)产生一个正确定时的抽样时钟。该符号定时恢复包括一个响应于来自段同步恢复发生器(328)的输出的鉴相器(310),该段同步恢复发生器依次又响应于一个来自自适应信道均衡器(34)的均衡信号。受控振荡器(336)为数字转换器产生一个抽样时钟。该控制网络(340,344,348)移动振荡器的频率范围以保持所需的用于增强符号定时捕获的线性操作。

Description

数字符号定时恢复网络
本发明涉及一个数字符号定时恢复网络。
由以符号形式传载数字信息的调制信号中恢复数据要求在接收机端有三个功能：用于符号同步的定时恢复，载波恢复(频率解调到基带)，和信道均衡。定时恢复是一个处理过程，通过它，接收机的时钟(时基)与发射机时钟同步。这使得所接收的信号可以在时间上的最优点被抽样，从而减少与所接收符号值的判决引导过程有关的限幅误差。载波恢复是一个处理过程，通过它，所接收的RF(射频)信号在被下变频到更低的中频频带(例如，接近基带)之后，被频移到基带以使得可以恢复调制的基带信息。自适应的信道均衡是一个处理过程，通过它，可以补偿在信号传输信道中条件改变和干扰的影响。这一过程通常采用滤波器来去除由于传输信道的频率随时间变换特征引起的幅度和相位失真。
根据本发明的原理，通过由响应于来自本地信道均衡器的一个输出信号的段同步检测器的符号定时恢复网络的合作来增强符号定时的恢复。
图1是包括本发明原理的定时恢复装置的高清晰度电视(HDTV)接收机的一部分的框图。
图2显示了根据在美国的大联盟(Grand Alliance)HDTV陆上广播系统的VSB调制信号的数据帧格式。
图3详细显示了图1中的段同步检测器和符号时钟定时恢复网络。
图4显示了有助于理解图3中的操作的信号波形。
在图1中，陆上广播的模拟输入HDTV信号由一个包括射频(RF)调谐电路的输入网络14和包括由于产生一个中频(IF)输出信号的双变频调谐器的中频处理器16，和一个适合的自动增益控制(AGC)控制电路来处理。在该实施例中，所接收的信号是一个由大联盟所建议并在美国采用的，载波抑制的多电平8—VSB的调制信号。这种VSB信号由一个一维数据符号星座来表示，其中只有一个坐标包含将由接收机来恢复的量化数据。为了简化附图，未显示为所示功能决定时的信号。
如大联盟HDTV系统规范(1994年，4月14日)中所述的，VSB传输系统采用如图2中所示的数据帧格式来传载数据。在被抑制的载波频率处的小导频信号被加在所发射的信号中以有助于在VSB接收机端实现载波锁定。参照图2，每一个数据帧包括两个场，其中每个场包括832多电平符号的313段。每一场的第一段被称为场同步段，而其余的312段被称为数据段．数据段典型地包含MPEG兼容的数据包。每个数据段包含四个符号段同步分量，其后紧跟着828个数据符号。每个场分量包含一个四符号段同步分量，其后紧跟着包含预定的511符号伪随机数(PN)和三个预定63符号PN序列的场同步分量，所述的511符号伪随机数序列在连续场中被反相。一个VSB模式控制信号(定义了VSB符号星座尺寸)紧跟着最后的63PN序列，该控制信号紧跟着96个保留符号和由前面场复制来的12个符号。
继续图1，来自单元15的通带IF输出信号被一个模拟／数字转换器19变换为一个数字符号数据流。来自ADC19的输出数字数据流被一个解调器／载波恢复网络22解调到基带。该过程是锁相环响应在所接收的VSB数据流中的小参考导频载波来完成的。单元22产生一个输出I—相解调符号数据流。单元22可以包括在大联盟系统规范中所述类型，或在共同未决的美国专利申请序列号No．90／140257(T．J．Wang于1998年八月26日提交)中所述类型的解调器。
与ADC19有关的是根据本发明的段同步发生器和符号时钟恢复网络24。网络恢复来自所接收的随机数据的每一数据帧的重复性数据段同步分量。该段同步被用于再生一个相位适当的时钟，例如，10．76M符号／秒，该时钟被用于控制由模拟／数字转换器19对数据流符号的抽样。如上结合附图3和4所讨论的，网络24使用一个四符号相关参考图案和有关的符号数据相关器来检测段同步。
单元28通过将每一个接收的数据段与保存在接收机的存储器中的一个理想参考信号进行比较来检测数据场同步分量。除了场同步，场同步信号还提供一个用于自适应信道均衡器34的训练信号。单元30执行NTSC共信道干扰检测和拒收。然后，信号由自适应均衡器34来自适应地均衡，该均衡器工作在封闭和后继的判决引导模式。均衡器34可以是在大联盟HDTV系统规范中和在W．Bretl等人所提出的“ VSB Modem Subsystem Design for Grand Alliance DigitalTelevision Receivers，”(IEEE Transactions on ConsumerElectronics，1995年八月)中所述的类型。均衡器34还可以是在Shiue等人的共同未决的美国专利申请No．09／102885中所述的类型。均衡器34的输出有利地帮助了将要描述的网络24的操作。
均衡器34校正信道失真，但是相位噪声随机地绕符号星座旋转。相位跟踪网络36消除在来自均衡器34的输出信号中的残留相位和增益噪声，它包括未由前面的载波恢复网络响应导频信号来消除的相位噪声。该相位校正信号然后由单元40格状解码(trellis decode)，由单元42去交织，由单元44校正Reed—Solomon误差，和单元46使用公知的过程进行去量化。然后，解码的数据流由单元50进行音频、视频和显示处理过程。图1的功能块，除了根据本发明的原理进行修改的定时恢复网络之外，可以使用在大联盟HDTV系统规范(1994年，4月4日)中和在前述的Bretl等人的论文中所述类型的电路。
在单元22中的解调过程是由自动相位控制(APC)环来实施以使用已知技术实现载波恢复。锁相环使用作为初始捕获的基准的导频分量，和一个用于相位捕获的普通鉴相器。导频信号被嵌入所接收的数据流，该数据流包含体现一个类似的随机噪声的图样。随机数据通过解调器APC环的滤波过程而被基本忽略．到ADC19的10．76M符号／秒的输入信号是一个接近基带的信号，它具有在5．38MHz处的VSB频谱中心和在2．69MHz处的导频分量。在来自单元22的解调数据流中，导频分量被下移频到DC。所解调的数据流被提供给段同步和符号时钟定时恢复网络24，如图3所详细显示的。当重复性的数据段同步脉冲由所接收的数据流的随机数据图样中恢复时，段同步被用于通过再生一个被适当定相的符号率抽样时钟来实现适当的符号定时，以控制模拟／数字转换器19的抽样操作。
图4显示了对于根据大联盟HDTV规范的8—VSB调制星座广播信号的，一个具有相关数据段的八电平(—7到+7)数据段的一部分。该段同步在每一个数据段的开始端产生并占据4个符号间隔。该段同步由一个对应于从+5到—5的段同步脉冲的幅度电平的图样1—1—11来定义。
四个符号段同步每隔832个符号产生一次，但是因为数据具有一个类似随机的，噪声的特征，所以很难在解调的VSB数字数据流中定位。为了在这种情况下恢复段同步，解调的I信道数据流被提供给一个数据相关器的输入，而具有1—1—1 1特征的参考图样被提供给相关器的输入，用以与解调的数据进行比较。相关器对每832个符号与参考图样的一致性产生增强。所增强的数据事件由与相关器有关的累加器累积。插入随机的(未增强的)相关相对于增强的相关段同步分量而消失。该过程是公知的。用于以此方式来恢复段同步的网络是公知的，例如，由大联盟HDTV规范和由前述的Bretl等人的论文中知道的。
图3详细显示了段同步和定时恢复网络24。来自解调器22的输出数据流被提供给鉴相器310的信号输入端和提供给开关318。开关318可被编程以在段同步恢复路径上将来自解调器22的输出信号或来自均衡器34的输出信号传载给一个832符号相关器320。鉴相器310的其他信号输入端接收来自在包括相关器324的段同步恢复路径上的段同步发生器328的输出信号。相关参考图样发生器330连接到相关器320，和段积分器和累加器324。参考图样发生器330提供一个1—1—11段同步参考图样(见图4)。
来自相关器320的输出被单元324积分并累加。段同步发生器328包括一个具有预定阈值的比较器并通过在相应于段同步间隔的数据流中适当时间处产生段同步分量来对单元324的输出作出响应。这是在增强的数据事件(段同步的产生)的累积超过预定阈值时发生的。段同步分量的产生标志着已经捕获到信号。该事件是由保存在发生器328的寄存器中的数据来指示的。该寄存器由控制器344来监测以确定信号捕获是否已经发生，如上所述。
鉴相器310执行定时恢复功能。鉴相器310比较由单元328产生的段同步的相位与在来自单元22的解调数据流中出现的段同步的相位，并产生一个表示符号定时误差的输出误差信号。该误差信号由自动相位控制(APC)滤波器334进行低通滤波以产生一个适合于控制一个10．76MHz的压控晶体振荡器(VCXO)336的信号。振荡器336提供一个10．76MHz的符号抽样时钟给ADC 19。该抽样时钟当相位误差信号通过APC的操作基本为零时，表现出正确的定时，指示该符号定时(时钟)恢复已完成。由单元328产生的段同步还提供给其他解码电路和自动增益控制(AGC)电路(未示)。滤波器334的输出提供给检测器340的输入。指示信号锁定(捕获)是否已经完成的同步发生器328的输出331被提供给微控制器344的一个输入。
开关318是可任选的，但是可以被编程以在同步恢复路径上将解调器22的输出或均衡器34的输出传载给相关器320。在图示的优选实施例中，开关318被编程以连续地将自适应均衡器34的输出连接到相关器320。在具有不同操作要求的另一个系统中，例如，开关318可以被编程以当系统是第一次上电或复位时，初始地将解调器322的输出连接到相关器320，并随后在一个预定事件间隔之后将均衡器34的输出连接到相关器320。
在图3的优选实施例中，初始地，当系统是第一次上电或在系统被复位之后，VCO 336被设置来在预定的稳定频率处运行。在该实例中，该频率相应于在预定频率范围中的一个极端(最大或最小)频率值．该初始频率显著地偏离所希望的符号定时频率或其倍数，这是因为已观察到均衡器34在盲操作模式中通过使用这样的初始频率比使用非常接近所希望的定时频率能更快地收敛。利用经由开关318连接到相关器320的均衡器输出，均衡器34被复位并被允许在一个预定(编程的)时间量，例如50ms中收敛．该时间间隔是相应于均衡器要足够稳定地工作所需要的时间来选择的。该时间间隔可以根据一个特定系统的要求来经验性地确定。此时，当均衡器工作已经稳定，包括单元320，324，328和310的相位控制网络被复位并被允许经滤波器334和振荡器336的控制电压输入349来控制振荡器336的运行。振荡器336由上述的初始(复位)预定频率条件开始工作。
所述的控制机制改善了定时恢复网络的性能，这是因为它的输入数据的诸如多径图象的信道损害被均衡器34显著地减少或消除了。具体地，定时恢复机制改善了网络在强多径条件下捕获和保持信号的能力。所公开装置的在诸如多径的不利条件下恢复段同步的能力增强了符号定时恢复过程的速度和精确性。
当开始信号捕获时，自适应均衡器34在盲模式中使用诸如常模数算法(CMA)的公知的盲均衡算法来工作。在，例如50ms的时间之后，均衡器的输出被认为好到足够有助于用于由振荡器336产生一个适当的抽样时钟的段同步和定时恢复过程。在已经建立了ADC单元19的符号定时和适当的抽样时钟之后，网络24继续接收来自均衡器34的均衡的输出信号以改善在，例如强多径信号条件下的跟踪性能。此时，均衡器34典型地以一种稳定状态的判决引导模式工作。
根据图3装置的一个特征，来自单元348的DC控制电压349被用于移动振荡器336的工作频率范围。这是由包括检测器340、微控制器344和电平移动器348的网络来完成的。该网络改善了下述的符号捕获性能和频率捕获性能。检测器基本上通过感应在滤波器334的输出端的预定DC电平来监测振荡器336的稳态工作条件。同步发生器328提供一个这是已经实现信号捕获的输出信号331。控制器344响应来自检测器340的输出信号和响应来自同步发生器328的输出信号331用以使得电平移动器348产生一个控制电压349，该控制电压使得振荡器移动其工作频率范围，直至达到一个稳态工作频率。在每一次移动振荡器工作频率范围时，重复信号捕获过程。重复信号捕获过程包括将网络元件复位并将VCO 336设置为工作在一个预定的初始频率，如上所述。
压控晶体振荡器(VCXO)，诸如由振荡器336所使用的，具有一个有限的频率范围，在此范围中，振荡器可以一个稳定的，线性的，控制电压对输出频率转换函数，或响应曲线的关系来工作。为了增大该线性工作频率范围，如果在给定时间内未实现信号捕获，则来自单元348的DC控制电压349将振荡器转换函数移动到不同的频率范围，而不改变所需的线性特征。该频率范围移动能力调整由正确的稳态频率有关的振荡器稳态工作电压以产生更可靠符号定时捕获。
检测器340、微控制器344和电平移动器348的配置允许比在没有这些元件(即，振荡器336只由滤波器334的输出单独控制)的传统结构中可能得到的更宽的频率范围内来捕获符号定时。在传统结构中，如果振荡器响应于滤波器334的输出而产生的频率范围不包括所接收符号的实际符号频率，则定时环将不会锁定而由ADC19所提供的抽样将遭受危害。此外，振荡器频率对控制电压的线性响应可以会随着控制电压偏离它的中值而恶化。这一影响可能在稳态振荡器工作要求频率控制电压(来自滤波器334)接近其极值(最大或最小值)时，导致定时恢复网络的捕获性能恶化。包括元件340，344，和348的该网络显著地减少或消除了这些性能恶化。
当来自检测器340和发生器328的控制信号这是所接收的信号已被正确地捕获时，微控制器344保持当前工作条件，但是当在预定时间内未捕获信号，则经由单元348上下移动振荡器336的频率范围。
当微控制器344的工作被初始化时，例如在被复位之后，控制器344使得电平移动器348根据振荡器336的参数和整个系统的工作参量来输出一个预定的，标准的DC电压。该标准控制电压使得振荡器336将它的控制电压对输出频率转换函数居中置于其标准位置。然后，经由所讨论的元件320、324、328和330来尝试符号定时恢复。如果因为实际符号定时频率在振荡器的当前频率范围之上使得恢复过程失败，则控制器344将引导单元348产生一个不同的控制电压，导致由振荡器控制电压对频率响应所覆盖的不同的频率范围。这一新频率范围可包括实际的符号定时频率。如果在预定“时间耗尽”期间未实现信号捕获，则移动频率范围。如上所述，控制器344监测滤波器334和在同步发生器328中的一个寄存器的输出和以确定是否实现了信号捕获，即，通过与发生器328所恢复的，与段同步间隔一致的同步所证明的。如果在“时间耗尽”期间未实现信号恢复，则如上所述选择一个不同的振荡器频率和重复信号捕获过程。如果在预定时间之后，滤波器334的输出这是振荡器336处于一个稳态工作条件而控制电压指示段同步已被恢复，则频率范围将不移动。
在另一个实施例中，捕获信号的失败可通过由Reed—Solomon误码检测和校正单元44(图1)的高误码输出来指示，该单元44可以由微控制器344来监测。当Reed—Solomon误码检测器指示在性能好中的误差可忽略，则表明信号被捕获，从而振荡器的操作将保持不变。
当符号定时对于一个特定信道被首次捕获，符号定时频率是未知的。虽然发射器和接收器符号频率应是相同的，但是在接收器端可能产生显著的变化。在此例中，在每一信号捕获失败之后，将由控制器344实施一个预定的搜索指令，或算法以确定将要使用的下一个居中的控制电压，即，大于或小于初始值。例如，在简单例子中，电平移动器348响应于来自控制器344的指令只提供两个可用的控制电压。第一次是使用初始的、或缺省的控制电压。如果实现定时锁定的尝试失败，则第二个控制电压和相关的频率范围将响应来自控制器344的指令而被使用。在更复杂的系统中，电平移动器348可以提供三个或更多的控制电压和相关的频率范围。
在第一次已经捕获信道符号之后，检测器340将来自滤波器344的稳态电压与代表在一个小预定工作范围中的最佳电压的本地参考电压进行比较。控制器344在存储器中保存振荡器电压对频率转换函数应调整的方向以将来自单元348的控制电压放置到接近于预定最佳值处。控制器344将这一控制电压值用作在下次捕获该信道时的缺省值。
所述的移动操作有利地扩展了可被捕获的符号频率的范围。还有，在第一次捕获之后可以使用最佳估计，而不是由当捕获一个信道的相同点处开始对最佳振荡器控制电压对频率居中电压的搜索。另外，振荡器控制电压向它的用于捕获的最佳值移动，消除对时间符号定时频率的精确性上的依赖性和在由于诸如分量值容差的实现容差所引起的振荡器电压对频率响应中的变化。

Claims (6)

1．在一个用于处理所接收的包含一个图象表示信号的数据流的系统中的装置，该装置包括：
一个响应所接收信号而产生一个恢复的同步分量的同步恢复网络；
一个响应所接收信号和响应所恢复的同步分量而产生一个符号定时信号的符号定时恢复网络；
一个响应所接收信号来产生一个均衡的信号的信道均衡器(34)；其中
所述的同步恢复网络另外还响应所述均衡的信号。
2．权利要求1的装置，其特征在于，所述的接收信号包括一个包含由符号星座表示的高清晰度视频数据的残留边带(VSB)调制信号，具有一个由连续数据帧构成的数据帧格式的所述数据包括一个在具有相关段同步分量的多个数据段之前的场同步分量；和
所恢复的同步分量是所述的段同步分量。
3．权利要求2的装置，其特征还在于，一个包括模拟／数字转换器的输入网络响应于所述接收的信号和响应于一个抽样定时信号，而一个解调器响应于来自所述转换器的输出信号而产生一个解调信号；和
一个信道均衡器响应于所述解调的信号而产生一个均衡的信号；其中，
所述的同步恢复网络响应于所述解调的信号而产生所述的同步分量并另外响应于所述均衡的信号；和
所述符号定时恢复网络响应于所述解调的信号和响应于所述恢复的同步分量而产生所述抽样的定时信号。
4．权利要求1的装置，其特征在于，所述均衡的信号由工作在盲模式下的所述均衡器产生。
5．一个用于处理所接收的包含一个图象表示信号的数据流的方法，该方法的特征在于包括以下步骤：
对所述接收的信号进行信道均衡；
响应于由所述均衡步骤产生的均衡的信号来恢复所接收信号的同步分量；和
响应于由所述恢复步骤产生的恢复的同步分量来产生一个符号抽样定时信号。
6．权利要求5的方法，其特征在于，所述的接收信号包括一个包含由符号星座表示的高清晰度视频数据的残留边带(VSB)调制信号，具有一个由连续数据帧构成的数据帧格式的所述数据包括一个在具有相关段同步分量的多个数据段之前的场同步分量；和
所恢复的同步分量是所述的段同步分量。
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