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CN117501604A - 一种用于宽输入/输出电压调节的充电器 - Google Patents

一种用于宽输入/输出电压调节的充电器 Download PDF

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CN117501604A
CN117501604A CN202280040314.7A CN202280040314A CN117501604A CN 117501604 A CN117501604 A CN 117501604A CN 202280040314 A CN202280040314 A CN 202280040314A CN 117501604 A CN117501604 A CN 117501604A
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格罗弗·维克多·托瑞克·巴斯科佩
欧抒昱
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Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
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Abstract

一种用于宽输入/输出电压调节的充电器。所述充电器包括：低频半桥开关器件电路、高频半桥开关器件电路和用于接收输出DC电压基准的控制器。所述控制器用于：确定DC母线电压基准，并根据所述DC母线电压基准确定开关频率。所述控制器用于：确定开关频率是否高于阈值频率，若是，则执行脉冲功率传输控制，否则执行变频调制控制。所述控制器用于：接收输出充电电流，并确定所述输出充电电流是否在电流阈值以下，若是，则禁用所述低频半桥开关器件电路。充电器也可以称为高效单级谐振AC/DC转换器，其提供宽输入AC电压调节和宽输出DC电压调节。

Description

一种用于宽输入/输出电压调节的充电器
技术领域
本发明涉及交流(alternating current，AC)到直流(direct current，DC)转换器领域。具体而言，本发明涉及一种用于宽输入/输出电压调节的充电器。
背景技术
随着对更强大的智能手机、平板电脑以及具有更大屏幕和第五代(fifthgeneration，5G)特征的笔记本电脑的需求不断增加，下一代交流(alternating current，AC)到直流(direct current，DC)适配器的巨大市场已经建立，用于快速为较大的锂(lithium，Li)离子电池充电。快速充电意味着需要功率密度更高，尺寸更小。传统方案使用了两级AC/DC转换器，但这些转换器有自身局限性。在传统的两级AC/DC转换器中，因半导体数量的增加、磁性元件设计的改进和开关频率的降低，实现了高效率。然而，上述因素导致功率密度下降，因为输入能量分两个步骤进行处理。与低功率电平应用相比，这进一步增加了功率转换的成本。
目前，人们各种尝试设计一种低成本、小外形尺寸、高效率的AC/DC转换器。例如，传统的单级AC/DC转换器在输入级采用二极管桥，并采用将非对称占空比(或非对称脉冲宽度调制(asymmetric pulse width modulation，APWM))与DC母线电压调节相结合和将脉冲频率调制(pulse frequency modulation，PFM)与输出电压调节相结合的控制技术。该控制技术解决了高DC母线电压应力，但占空比随着输入电压振幅的增加而降低，导致更多的损耗。这意味着，要实现更高的占空比，DC母线电压必须增加，而随着输入电压的增加，DC母线电压增加会导致效率降低。因此，传统的单级AC/DC转换器与APWM控制技术一起仅适用于低输入电网电压，因为运行点的占空比较高。此外，传统的单级AC/DC转换器表现出增益平坦特性曲线，因此，很难提供宽输出电压调节。再者，传统的单级AC/DC转换器包括输入级的二极管桥，二极管桥本身发生额外的导通损耗，也使效率降低。此后，提出了另一种传统的单级AC/DC转换器，使用电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振转换器的附加组件，以创建三次谐波注入谐振槽。三次谐波注入谐振槽通过使传统单级AC/DC转换器的增益平坦特性曲线稍微尖锐，部分解决了宽输出电压调节的技术挑战。然而，其他传统的单级AC/DC转换器也有一些限制，例如使用更多的磁性元件会导致更多的损耗、尺寸庞大和高成本。因此，低效AC/DC转换器存在技术问题。低效AC/DC转换器具有低输入和输出电压调节、高成本和高导通损耗，因此具有低功率密度和峰值效率。
因此，根据上述讨论，需要克服与传统单级AC/DC转换器相关的上述缺点。
发明内容
本发明提供了一种用于宽输入/输出电压调节的充电器。本发明提供了一种针对低效AC/DC转换器现有问题的方案。低效AC/DC转换器具有低输入和输出电压调节、高成本和高导通损耗，因此表现出低功率密度和峰值效率。本发明的目的在于提供一种至少部分克服现有技术中遇到的问题的方案，并提供一种用于宽输入/输出电压调节的改进型充电器。
本发明的目的是通过所附独立权利要求中提供的方案实现的。本发明的有利实现方式在从属权利要求中进一步定义。
在一个方面，本发明提供了一种用于宽输入/输出电压调节的充电器。所述充电器包括：低频半桥开关器件电路、高频半桥开关器件电路和用于接收输出DC电压基准的控制器。所述控制器还用于：确定DC母线电压基准，并根据所述DC母线电压基准确定开关频率。所述控制器还用于：确定开关频率是否高于阈值频率，若是，则执行脉冲功率传输(pulsepower transfer，PPT)控制，若否，则执行变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制。所述控制器还用于：接收输出充电电流，并确定所述输出充电电流是否在电流阈值以下，若是，则禁用所述低频半桥开关器件电路。
所公开的充电器也可以称为高效单级谐振AC/DC转换器，其提供宽范围的输入AC电压调节(例如，85-265Vac)和宽范围的输出DC电压调节(例如，5-20Vdc)。所公开的充电器还在PPT模式下调节低至1瓦(Watt，W)至75W的功率，在平均电流模式(average currentmode，ACM)或VFM模式下调节高达150W的功率，而不使用如在传统AC/DC转换器中使用的需要附加组件的三次谐波注入谐振槽。由于使用低频半桥开关器件电路取代传统的输入二极管桥，降低了导通损耗，因此所公开的充电器实现了无桥方案。此外，充电器还具有低成本、小尺寸、高功率密度和峰值效率。因此，充电器可以用作智能手机或笔记本电脑充电器，甚至用于一般家用电器，例如智能电视(smart television，TV)、吸尘器。
在一种实现方式中，所述控制器还用于：如果开关频率高于阈值频率，则确定PPT模式占空比。控制器还用于：确定PPT模式占空比是否等于1，若是，执行变频调制(variablefrequency modulation，VFM)控制，否则执行脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制。
通过根据开关频率、阈值频率和占空比在VFM控制模式或PPT控制模式下执行控制器，充电器实现了PFC占空比受控、功率密度高、峰值效率高和流经开关器件电路的均方根(root mean square，RMS)电流小。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：如果输出充电电流低于电流阈值，则将低频半桥开关器件电路的栅极设置为低电平。
这有利于在极端轻负载条件(例如，功率<10W)下将低频半桥开关器件电路的栅极设置为低电平，以便阻止反向功率流，这进一步防止在极端轻负载条件下产生过量功率。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：将高频占空比设置为恒定值。
将占空比固定为恒定值可确保在极端轻负载条件下产生所需的精确能量，同时保持DC母线电压较低。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：根据电网频率设置低频半桥开关器件电路的开关。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：将低频半桥开关器件电路的开关设置为在过零区域期间关断，并设置为在过零区域之后在电网频率的每个半周期内互补导通。
这是有利的，因为这样使得充电器可以分别在不连续导通模式(discontinuousconduction mode，DCM)和连续导通模式(continuous conduction mode，DCM)下运行，并确保所有运行点处的零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：在执行脉冲功率传输(pulse powertransfer，PPT)控制时，禁用VFM控制环路，并将开关频率设置为最高允许频率。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：随着充电器的输出负载和输出电压的变化，分步调整开关频率。
这有利于随着充电器输出负载和输出电压的变化分步改变开关频率，以减少开关损耗并获得足够的增益。
在另一种实现方式中，所述控制器还用于：根据输出功率和电压线性调整DC母线电压。
根据输出功率和电压线性调整DC母线电压，降低了开关损耗。
在另一种实现方式中，所述充电器还包括与门。所述与门用于：在PPT模式期间组合高频PWM信号和脉冲PWM信号，以向高频半桥开关器件电路提供组合PWM信号。
与门用于生成高频PWM信号(即组合PWM信号)，该信号用于在PPT模式期间调节高频半桥开关器件电路的开关。
在另一种实现方式中，所述充电器还包括无桥整流器级。所述无桥整流器级包括：升压电感器和与开关谐振级耦合的DC母线电容器。
DC母线电容器充当功率去耦器，因此，充电器不需要附加组件来消除低频纹波(例如，100Hz)。
在另一种实现方式中，开关谐振级包括：谐振电感器、谐振电容器和连接到输出同步整流开关器件的高频变压器。
在另一种实现方式中，所述控制器还包括：用于集成功率因数校正(power factorcorrection，PFC)级+LLC级的调制控制器。输出级调节分别在正常运行中使用变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制器，在PPT运行模式下使用脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制器，以同时实现宽AC输入电压和宽DC输出电压调节。
调制控制器使充电器能够实现宽输入AC电压调节(例如，85-265Vac)和宽输出DC电压调节(例如，5-20Vdc)。此外，调制控制器使充电器能够具有增加的功率因数(例如，95％)和减少的总谐波失真(例如，低于10％)。
在另一种实现方式中，所述调制控制器包括PFC级。所述PFC级具有用于DC母线电压控制的外环、电流内环、用于生成转换器占空比的过零补偿算法。
过零补偿算法将转换器增益保持在过零区域中，该过零区域被纳入调节DC母线电压的ACM控制中，并产生输出PFC占空比(在这种情况下称为HF占空比)。
应理解，前述所有实现方式都可以组合在一起。
应当注意，本申请中描述的所有设备、元件、电路、单元和装置可以在软件或硬件元件或其任何类型的组合中实现。本申请中描述的各种实体所执行的所有步骤以及所描述的各种实体要执行的功能均意在指相应实体用于执行相应步骤和功能。虽然在以下具体实施例的描述中，外部实体要执行的具体功能或步骤没有在执行具体步骤或功能的实体的具体详述元件的描述中反映，但是技术人员应清楚，这些方法和功能可以通过相应硬件或软件元件或其任何组合实现。应当理解，本发明的特征易于以各种组合进行组合，而不脱离由所附权利要求书所界定的本发明的范围。
本发明的其它方面、优点、特征和目的从附图和结合以下所附权利要求书解释的说明性实现方式的详细描述中变得显而易见。
附图说明
当结合附图阅读时，可以更好地理解以上发明内容以及说明性实施例的以下详细描述。为了说明本发明，本发明的示例性结构在附图中示出。但是，本发明不限于本文公开的具体方法和工具。此外，本领域技术人员应理解，附图不是按比例绘制的。在可能的情况下，相同的元件用相同的数字表示。
现在参考下图仅作为示例来描述本发明的实施例，其中：
图1是根据本发明实施例的充电器的电路图；
图2是根据本发明实施例的控制器的各种示例性组件的方框图；
图3是根据本发明实施例的控制器的脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制技术的图形表示；
图4示出了根据本发明实施例的控制器使用的控制技术；
图5是根据本发明实施例的在正常运行和PPT运行模式期间由控制器执行的控制技术的流程图；
图6A示出了根据本发明实施例在输出电压范围和低输入AC电压下获得的测得效率曲线；
图6B示出了根据本发明实施例在输出电压范围和高输入AC电压下获得的测得效率曲线；
图7示出了根据本发明实施例的转换器在功率因数(power factor，PF)抗负载方面的性能；
图8示出了根据本发明实施例在高输入AC电压下转换器的测得总谐波失真值随着谐波数增加而发生的变化；
图9是根据本发明另一个实施例的充电器的电路图。
在附图中，带下划线的数字用于表示带下划线的数字所在的项目或与带下划线的数字相邻的项目。不带下划线的数字与由将不带下划线的数字与项目关联的线标识的项目有关。当一个数字不带下划线并具有关联的箭头时，不带下划线的数字用于标识箭头指向的一般项目。
具体实施方式
以下详细描述说明了本发明的实施例以及可以实现这些实施例的方式。虽然已经公开了实施本发明的一些模式，但本领域技术人员应认识到，也可以存在用于实施或实践本发明的其它实施例。
图1是根据本发明实施例的充电器的电路图。参考图1，示出了充电器100的电路图。所述充电器100包括：低频半桥开关器件电路102、高频半桥开关器件电路104、控制器106、无桥整流器级108和开关谐振级110。无桥整流器级108包括：升压电感器112和DC母线电容器114。开关谐振级110包括：谐振电感器116、谐振电容器118和高频变压器120。所述高频变压器120在连接到用于为输出负载126供电的输出电容器124之前，连接到输出同步整流开关器件电路122。还示出了输入电磁干扰(input electromagnetic interference，EMI)滤波器128。充电器100、控制器106、开关谐振级110、升压电感器112、DC母线电容器114、谐振电感器116、谐振电容器118、高频变压器120、输出同步整流开关器件电路122和输出电容器124中的每一个用虚线框表示，仅用于说明目的，不构成电路的一部分。
充电器100用于宽输入/输出电压调节。充电器100也可以称为单级谐振交流(alternating current，AC)到直流(direct current，DC)转换器。充电器100用于使用一种新的控制技术。该新控制技术使用平均电流模式(average current mode，ACM)、变频调制(variable frequency modulation，VFM)和脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制调制的混合。该新控制技术提供了宽输入和宽输出电压调节的好处，由于使用零电压开关(zero voltage switching，ZVS)，因此效率高，这使得能够增加功率密度和开关频率，从而使充电器100的尺寸更小。以以下方式详细介绍了该新控制技术。
充电器100包括：低频半桥开关器件电路102、高频半桥开关器件电路104和控制器106。低频半桥开关器件电路102包括两个低频金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)开关(也可以表示为Sa和Sb)，所述低频MOSFET开关用作低频(例如，50Hz)开关元件。每个低频MOSFET开关(即Sa和Sb)具有栅极端子(也可以表示为gsa和gsb)、漏极端子和源极端子。类似地，高频半桥开关器件电路104包括两个高频MOSFET开关(也可以表示为S1和S2)，所述高频MOSFET开关用作高频(例如，高于200kHz)开关元件。每个高频MOSFET开关(即S1和S2)具有栅极端子(也可以表示为gs1和gs2)、漏极端子和源极端子。此外，每个高频MOSFET开关(即S1和S2)也可以称为氮化镓(gallium-nitride，GaN)晶体管。控制器106用于：控制低频半桥开关器件电路102(即Sa和Sb)和高频半桥开关器件电路104(即S1和S2)的功能。控制器106也用于：控制ACM、VFM和PPT调制。可替代地，控制器106用于：执行如图2中详细描述的新控制技术。
控制器106用于：接收输出DC电压基准并确定DC母线电压基准。为控制充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)的各种运行模式，控制器106用于：接收输出DC电压基准(也可以表示为Voref)，并根据接收到的输出DC电压基准(即，Voref)确定DC母线电压基准(也可以表示为Vbusref)。
控制器106还用于：根据DC母线电压基准确定开关频率，并确定开关频率是否高于阈值频率，若是，则执行脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制，若否，则执行变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制。控制器106用于：根据DC母线电压基准(即，Vbusref)确定开关频率(也可以表示为fsw)。控制器106还用于：确定开关频率(即，fsw)是否高于阈值频率(也可以表示为fth)。在一种情况下，如果开关频率(即，fsw)高于阈值频率(即，fth)，则控制器106用于：执行如图2和图4中详细描述的PPT控制。否则，控制器106用于：执行如图2和图4中详细描述的VFM控制。
控制器106还用于：接收输出充电电流，并确定输出充电电流是否在电流阈值以下，若是，则禁用低频半桥开关器件电路102。此外，控制器106用于：接收输出充电电流(也可以表示为io)，并确定输出充电电流(即io)是否低于电流阈值。在一种情况下，如果输出充电电流(即，io)低于电流阈值，则控制器106用于：禁用低频半桥开关器件电路102(即，Sa和Sb)。
根据实施例，充电器100还包括无桥整流器级108。无桥整流器级108包括：升压电感器112和与开关谐振级110耦合的DC母线电容器114。除低频半桥开关器件电路102(即，Sa和Sb)、高频半桥开关器件电路104(即，S1和S2)和控制器106之外，充电器100还包括无桥整流器级108。无桥整流器级108包括：升压电感器112(也可以表示为Lb)和DC母线电容器114(也可以表示为Cb)。DC母线电容器114(即，Cb)与开关谐振级110耦合，并用作功率去耦器。
根据实施例，开关谐振级110包括：谐振电感器116、谐振电容器118和连接到输出同步整流开关器件电路122的高频变压器120。开关谐振级110包括：谐振电感器116(也可以表示为Lr)、谐振电容器118(也可以表示为Cr)、高频变压器120(也可以表示为T12)和输出同步整流(synchronous rectification，SR)开关器件电路122。输出同步整流开关器件电路122包括两个输出同步整流MOSFET开关(也可以表示为SR1和SR2)。
在一种实现方式中，充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)用于：通过输入EMI滤波器128从AC源(也可以表示为Vac)接收输入功率。输入EMI滤波器128可以实现为单级或两级共模(common mode，CM)滤波器或差分滤波器(differential filter，DF)。输入EMI滤波器128包括两个输出端子，例如第一输出端子(例如，正端子)和第二输出端子。输入EMI滤波器128的第一输出端子在点A处连接到包括升压电感器112(即Lb)的无桥整流器级108(也可以称为输入级)，该升压电感器112连接到高频半桥开关器件电路104(即，S1和S2)的中点B。中点B连接到包括谐振电感器116(即，Lr)和谐振电容器118(即，Cr)的开关谐振级110。谐振电感器116(即，Lr)的一个端子连接到中点B，另一个端子连接到谐振电容器118(即，Cr)的一个端子。谐振电容器118(即，Cr)的另一个端子连接到高频变压器120(即，T12)的初级绕组，次级绕组连接到输出SR开关器件电路122(即，SR1和SR2)，输出SR开关器件电路122进一步连接到输出电容器124(也可以表示为C0)。输出电容器124(即，C0)用于：为输出负载126(也可以表示为R0)供电。此外，输入EMI滤波器128的第二输出端子(例如，负端子)连接到低频半桥开关器件电路102(即，Sa和Sb)的中点C。
图2是根据本发明实施例的控制器的各种示例性组件的方框图。图2结合图1中的元素进行了描述。参考图2，示出了控制器106(图1)的方框图。控制器106包括：用于功率因数校正(power factor correction，PFC)级204和开关谐振级110的调制控制器202、变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制器206和脉冲功率传输(pulse powertransfer，PPT)控制器208。PFC级204由虚线框表示，仅用于说明目的，不构成电路的一部分。
最初，控制器106用于：接收输出DC电压基准(即，Voref)。控制器106用于：根据接收到的输出DC电压基准(即Voref)，确定DC母线电压基准(即Vbusref)。
根据实施例，控制器106还包括：用于集成PFC级204+LLC级的调制控制器202。输出级调节分别在正常运行中使用变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制器206，在PPT运行模式下使用脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制器208，以同时实现宽AC输入电压(85-265Vrms)和宽DC输出电压(5-20Vdc)调节。可替代地，控制器106包括：用于PFC级204和开关谐振级110(也可以称为电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)的调制控制器202(也可以称为PWM调制器)、VFM控制器206和PPT控制器208。调制控制器202(也可以被称为平均电流模式(average current mode，ACM)控制器)调节DC母线电压(也可以被表示为Vb)输入所需的PFC级204。VFM控制器206用于：调节输出电压，同时在正常运行模式期间生成从75瓦(Watt，W)到150W的开关频率(即，fsw)。ACM和VFM控制技术为低AC输入电压(120Vac)提供11-20V(功率>20W)的电压调节，为高AC输入电压(230Vac)提供仅20V(功率>60W)的电压调节，而开关频率(即，fsw)不超过设定的阈值频率(即，fth)。PPT控制器208提供从5Vdc到20Vdc的宽输出电压调节和从1W到75W的极端轻负载控制。
根据实施例，调制控制器202包括PFC级。所述PFC级具有用于DC母线电压控制的外环、电流内环、用于生成转换器占空比(HF占空比)的过零补偿算法。调制控制器202包括PFC级204、用于DC母线电压控制的外环、电流内环和用于生成转换器(即单级谐振AC/DC转换器)占空比(或高频占空比)的过零补偿算法。根据转换器增益，转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)占空比饱和在0.2和0.8之间。过零补偿算法用于通过使占空比饱和到具有0.2≤占空比≤0.8的限值，将转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)增益保持在过零区域附近，箝位和关断低频半桥开关器件电路102(即，Sa和Sb)，以停止反向功率流，并改变箝位区域的占空比，从而防止电流尖峰。
根据实施例，控制器106还用于：如果开关频率(fsw)高于阈值频率(fth)，则确定PPT模式占空比(d1)，并确定PPT模式占空比(d1)是否等于1，若是，则执行变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制，否则执行脉冲功率传输(pulse powertransfer，PPT)控制。控制器106还用于：确定由VFM控制器206生成的开关频率(即fsw)是否高于阈值频率(即fth)，例如500kHz。在一种情况下，如果开关频率(即fsw)高于阈值频率(即fth)，则控制器106还用于：确定转换器PPT模式占空比(d1)，并检查转换器PPT模式占空比(d1)是否等于或大于1。如果转换器PPT模式占空比(d1)等于或大于1，则控制器106用于执行VFM控制，否则执行PPT控制。在另一种情况下，如果生成的开关频率(即，fsw)小于阈值频率(即，fth)，则控制器106用于执行VFM控制。可替代地，如果生成的开关频率(即，fsw)小于阈值频率(即，fth)，则继续VFM控制操作，这可以称为转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)的正常模式运行。在这种情况下，ACM控制通过使用得出PFC占空比(即，高频(highfrequency，HF)占空比)的PFC级204的电流内环将DC母线电压保持在300-430Vdc的规定限值内。PFC占空比(即，HF占空比)在代入过零补偿算法之前，饱和在0.2和0.8之间。过零补偿算法使转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)增益保持沿过零区域，并使转换器在过零区域以不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)运行。将经过过零补偿算法之后的PFC占空比与开关频率(即，fsw)或载波波形进行比较，以生成用于控制HF开关(即，S1和S2)的HF脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)信号，而PPT模式的脉冲PWM信号在连接到与门210时被设置为高电平，如图4中详细描述。
根据实施例，控制器106还用于：在执行脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制时，禁用VFM控制环路，并将开关频率(fsw)设置为最高允许频率。在这种情况下，当开关频率(即fsw)高于阈值频率(fth)时，PPT控制器208通过禁用VFM控制器206并将开关频率(即fsw)固定为最高允许频率(例如，500kHz)而开始运行。
根据实施例，充电器100还包括与门210。所述与门210用于：在PPT控制模式期间组合高频PWM信号和脉冲PWM信号，以向高频半桥开关器件电路104提供组合PWM信号。在PPT控制模式期间，PPT控制器208被启用，并且脉冲频率(即，fpulse)设置为大约30kHz。将脉冲频率(即，fpulse)与PPT控制器208的PPT模式占空比(即，d1)进行比较，以生成脉冲PWM信号(例如，30kHz)，然后通过使用与门210将脉冲PWM信号与高频PWM信号相乘。所得到的PWM信号(即，高频PWM信号与脉冲PWM信号相乘)用于控制如图3中详细描述的高频半桥开关器件电路104(即，S1和S2)。
根据实施例，控制器106还用于：随着充电器100的输出负载126和输出电压的变化，分步调整开关频率。开关频率(即，fsw)随着图1的输出负载126(即，R0)和如表1所示的输出电压(即，V0)增加而更改为较低的值。可替代地，随着输出负载126(即，R0)和输出电压(即，V0)的增加/减少，开关频率(即，fsw)分段减小/增加。输出负载126(即，R0)和输出电压(即，V0)的增加意味着开关频率(即，fsw)更改为较低的值，因此使得开关损耗低，并在输出负载126(即，R0)和输出电压(即，V0)增加时为转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)提供适当或足够的增益。
表1可用作用于在PPT控制模式下根据转换器负载增益禁用VFM控制器206之后固定开关频率(即，fsw)的查找表。
表1：用于在PPT模式下根据转换器负载增益固定fsw的查找表
io vo 固定fsw
0-3A 5V 500kHz
3-6A 11V 400kHz
3-6A 12V 400kHz
3-5A 15V 350kHz
根据实施例，控制器106还用于：根据输出功率和电压线性调整DC母线电压。DC母线电压(即，Vb)根据输出功率线性降低，即，通过降低DC母线电压基准(即，Vbusref)来降低输入AC电流基准(即，iac_ref)，这也使得输出电压(即，V0)降低。
根据实施例，控制器106还用于：根据电网频率设置低频半桥开关器件电路102的开关。控制器106用于：根据电网频率(例如，50Hz/60Hz)控制低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)。
根据实施例，控制器106还用于：将低频半桥开关器件电路102的开关设置为在过零区域期间关断，并设置为在过零区域之后在电网频率的每个半周期内互补导通。在允许转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)在DCM下运行时的过零区域期间，控制器106用于：关断低频半桥开关器件电路102(即Sa和Sb)。此外，控制器106用于：在转换器的连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)运行期间，在过零区域之后在电网频率的每个半周期内互补导通低频半桥开关器件电路102(即Sa和Sb)。
根据实施例，控制器106还用于：如果输出充电电流(io)低于电流阈值(ith)，则将低频半桥开关器件电路102的栅极设置为低电平。此外，低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)的栅极(即，gsa和gsb)在功率<10W的极端轻负载下或当输出负载电流(即，io)小于阈值电流(ith)，例如2A时关断。通过这样做，低频半桥开关器件电路102的低频开关(即Sa和Sb)的本体二极管阻止反向功率流，以防止在极端轻负载条件下产生过量功率。
根据实施例，控制器106还用于：将HF占空比设置为恒定值。在极端轻负载条件下，除关断低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)的栅极(即，gsa和gsb)之外，ACM控制器被禁用，高频占空比更改为恒定值(例如，15％)。将高频占空比固定为恒定值(即，15％)，确保产生极端轻负载条件下所需的精确能量，同时保持DC母线电压较低。这种控制技术使得功率调节低至1W，因此，使充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)适合于充电器应用，并确保调节所需的最小负载(即，1W)。
因此，由于分别在所有运行点处使用低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)、高频半桥开关器件电路104的高频GaN开关(即，S1和S2)的零电压开关(zerovoltage switching，ZVS)，以及输出同步整流开关器件电路122的输出同步整流MOSFET开关(即，SR1和SR2)的零电流开关(zero current switching，ZCS)，充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)实现了高效率。低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)用于取代传统单级AC/DC转换器的输入二极管(例如，D1和D2)，以便进一步降低损耗。类似地，输出同步整流开关器件电路122的输出同步整流MOSFET开关(即，SR1和SR2)用于取代传统单级AC/DC转换器的输出整流二极管(例如，D01和D02)。充电器100的ZVS和ZCS特征使得在具有较小的无功元件尺寸的同时能够增加开关频率(即，fsw)。由于使用ACM控制技术，实现输入端的宽增益。在ACM控制技术中，不同的输入和DC母线电压组合(例如，120Vac/340Vdc至230Vac/405Vdc)在宽范围内改变占空比。这样，占空比遵循输入电流的形状。当开关频率(即，fsw)小于500kHz的设定阈值频率(即，fth)时，DC母线电压调节将转换器增益推至VFM控制级易于调节的所需水平。此外，PPT控制技术进一步增强转换器调节，提供5V至20V的宽输出电压调节和1W至75W的功率调节。当开关频率(即，fsw)大于阈值频率(即，fth)时，使用PPT控制技术。当开关频率(即，fsw)在正常模式运行期间小于阈值频率(即，fth)时，使用PWM驱动信号将ACM控制技术应用于转换器。PWM驱动信号遵循输入电流的正弦波形，因此，转换器实现了95％以上的功率因数和低于10％的总谐波失真值。由于这些条件，从电网的角度来看，转换器充当电阻器，且需要单个输入电流传感器。这进一步减少了通过低频开关(即，Sa和Sb)以及高频开关(即，S1和S2)的均方根(root mean square，RMS)电流流动，并且转换器也表现出低成本。这样，充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)表现出宽输入和宽输出电压调节、由于ZVS而产生的高效率和由于将无桥PFC图腾柱(即，PFC级204)与开关谐振级110(或LLC功率级)集成而产生的高功率密度。由于手机或笔记本电脑电池在开始时以恒定电流和逐步增加的功率充电，之后电压恒定且功率逐渐降低，因此需要宽输出电压调节和功率电平≥1W。因此，充电器100可以用作智能手机或笔记本电脑充电器，以及用于智能电视、吸尘器等一般家用电子设备。原因是充电器100表现出低成本、小尺寸和高效率。
图3是根据本发明实施例的控制器的脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制技术的图形表示。图3结合图1和图2中的元素进行了描述。参考图3，示出了包括第一波形302、第二波形304、第三波形306、第四波形308和第五波形310的图形表示300。
第一波形302表示在正常运行模式下施加到高频半桥开关器件电路104的高频开关(即，S1和S2)的栅极端子(即，gs1和gs2)的高频(high frequency，HF)PWM信号。第一波形302也可以称为HF栅极信号。第二波形304表示低频(low frequency，LF)脉冲PWM信号(例如，30kHz)。第三波形306表示PPT模式下高频半桥开关器件电路104的高频开关(即，S1和S2)的合成栅极信号。合成栅极信号是通过将第一波形302和第二波形304相乘而获得的，即，将HF PWM信号和LF脉冲PWM信号相乘。第四波形308表示流过升压电感器112(即，Lb)的升压电感器电流(即，iLb)。第五波形310表示转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)的输出电压(即，V0)。
在转换器的PPT控制模式期间，PPT控制器208被启用，并且脉冲频率(即，fpulse)设置为大约30kHz，如第二波形304中所示。将脉冲频率(即，fpulse)与PPT控制器208的PPT模式占空比(即，d1)进行比较，以生成脉冲PWM信号(例如，30kHz)，然后通过使用与门210将脉冲PWM信号与由第一波形302表示的高频PWM信号相乘。由第三波形306表示的所得PWM信号(即，高频PWM信号与脉冲PWM信号相乘)用于控制高频半桥开关器件电路104的高频开关(即，S1和S2)。当由第二波形304表示的脉冲PWM信号为低电平时，通过停止向相应的栅极端子(即，gs1和gs2)供应由第一波形302表示的HF PWM信号来控制高频开关(即，S1和S2)。
图4详细示出了根据本发明实施例的控制器使用的控制技术。图4结合图1、图2和图3中的元素进行了描述。参考图4，示出了由充电器100的控制器106(图1)使用的控制技术400。
当开关频率(即，fsw)小于阈值频率(即，fth)时，控制器106用于执行VFM控制或正常运行模式。在VFM控制中，在ACM控制器(或调制控制器202)的PFC级204的外环中，将测得的DC母线电压(即，Vb)与恒定的DC母线基准值(即，Vbusref)进行比较，以生成误差信号。生成的误差信号施加到低带宽(8-10Hz)的电压比例积分(proportional-integral，PI)控制器。电压PI控制器的输出除以输入AC电压(即，Vac)的RMS的平方，然后与测得的AC电压(即，Vac)相乘，生成输入参考电流(iac_ref)。ACM控制器(即，调制控制器202)的内环是带宽>1kHz的快速电流环路，其将输入参考电流(iac_ref)与测得的输入AC电流(即，iac)进行比较，以生成馈入PI控制器的误差信号，从而生成输出PFC占空比(即，HF占空比)。根据转换器增益，转换器占空比(即，HF占空比)饱和在0.2和0.8之间。使用过零补偿算法在过零区域周围补偿PFC占空比(即，HF占空比)。过零补偿算法将转换器增益保持在过零区域附近。此外，控制器106用于：关断低频半桥开关器件电路102的低频(low-frequency，LF)开关(即，Sa和Sb)，以防止反向功率流。生成的PFC占空比(即，HF占空比)分别组合了过零区域之前和之后的CCM和DCM模式占空比。VFM控制器206的带宽>2kHz的输出电压环路用于：使用VFM控制调节输出电压，然后与唯一的转换器占空比(或HF占空比)比较，以产生HF PWM信号，同时脉冲PWM信号保持高信号电平。HF PWM信号和脉冲PWM信号通过与门210。由于脉冲PWM信号为高电平，仅HF PWM信号控制高频半桥开关器件电路104的高频开关(即，S1和S2)。此外，控制器106用于：在DCM运行期间关断低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)，并在电网频率的每个半周期(即，50Hz/60Hz)互补导通。
此外，电感器电流(即，iLb)在正常运行模式期间的幅值低于零。因此，升压电感器112(即，Lb)应足够小，以具有负电流值。升压电感器112(即，Lb)的电感值使用公式(1)计算。
其中，Vac、Vb、Pac和fsw分别为输入电压的均方根(root mean square，RMS)值、DC母线电压、输入功率和开关频率。
由于在所有运行点都确保了ZVS，因此效率高，因而电感器电流(即，iLb)负值可以使转换器适合于更高的功率电平。另一个优点是，可以使开关谐振级110(或谐振槽)在谐振频率以下以较大裕度运行，并仍然在开关上保持ZVS，且不会在转换器的原边(即，无桥整流级108)和副边(即，开关谐振级110)产生更高的导通损耗。与传统的单级AC/DC转换器相比，在没有硬开关的情况下在谐振频率以下运行的开关谐振级110(即，谐振槽)的行为使得转换器能够满足宽输入电网要求，而效率不会发生很大变化。由于以下原因，即宽占空比变化、开关谐振级110(即，谐振槽)通过DC母线电压控制(120Vac/340Vdc至230V ac/405Vdc)的输入电压(即，Vac)的不同组合在谐振频率区域以下和以上运行，实现了宽输入电压调节和高效率。
当开关频率(即，fsw)大于阈值频率(即，fth)时，控制器106用于：以数学表达式的形式执行PPT控制，如图4中的虚线框402所示。
如果fsw>fth
启用Cpv1
禁用Cpv2
固定fsw＝fswmax
结束
如果d1≥1
启用Cpv2
禁用Cpv1
设置d1＝1
结束
在转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)的这种运行模式下，ACM控制器(即，调制控制器202)仍然运行，但是，VFM控制器206被禁用，并且开关频率(即，fsw)设置为最高允许频率(例如，500kHz)。此外，随着输出负载126(即，R0)和输出电压增加/减少，并且DC母线电压根据输出功率和电压线性降低，开关频率(即，fsw)分段减小/增加。启用PPT电压环路，设置脉冲频率(即，fpulse)。将脉冲频率(即，fpulse)与PPT模式占空比(即，d1)进行比较，以生成脉冲PWM信号(例如，30kHz)。高频PWM信号和脉冲PWM信号通过与门210，以便为高频半桥开关器件电路104的高频开关(即，S1和S2)提供组合PWM信号，如图3中所示。此外，当输入电流(即，i0)小于阈值电流(即，it)，例如2A时，低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)在极端轻负载条件(即，功率<10W)下被关断。ACM控制器禁用，HF占空比设置为15％的恒定值。
此外，PPT控制器208(图2)能够在低输入和高输入AC电压下将DC输出电压(例如，5Vdc)调节至尽可能低，同时保持两种输入AC电压的高效率。可替代地，采用PPT控制技术的充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)实现宽输出电压调节(例如，5-20Vdc)。
图5是根据本发明实施例的在正常运行和PPT运行模式期间由控制器执行的控制技术的流程图。图5结合图1、图2、图3和图4中的元素进行了描述。参考图5，示出了由充电器100的控制器106(图1)使用的控制技术的流程图500。控制器106用于执行502至518的操作。
在操作502中，启动流程图500，用“开始”表示。
在操作504中，控制器106用于：确定输出DC电压基准(即，Voref)。
在操作506中，控制器106用于：确定DC母线电压基准(即Vbusref)。
在操作508中，控制器106用于：确定开关频率(即，fsw)是否高于阈值频率(即，fth)。在一种情况下，如果开关频率(即，fsw)高于阈值频率(即，fth)，则控制器106用于执行操作510，否则控制器106用于执行操作512。
在操作510中，控制器106用于：执行PPT控制模式。
在操作512中，控制器106用于：执行VFM控制模式。
在操作514中，控制器106用于：确定转换器PPT模式占空比(d1)。如果转换器PPT模式占空比(d1)等于或大于1，则控制器106用于执行操作512，否则，控制器106用于执行操作516。
在操作516中，控制器106用于：确定输入电流(即，i0)是否低于阈值电流(即，ith)。如果输入电流(即，i0)低于阈值电流(即，ith)，则控制器106用于执行操作518，否则控制器106用于再次执行操作508。
在操作518中，控制器106用于：关断低频半桥开关器件电路102的低频开关(即，Sa和Sb)，并将HF占空比设置为15％的恒定值。
图6A示出了在输出电压范围和低输入AC电压下获得的测得效率曲线。图6A结合图1、图2、图3、图4和图5中的元素进行了描述。参考图6A，示出了图形表示600A。图形表示600A示出了在输出电压(例如，5-20Vdc)的范围和低输入AC电压(例如，120Vac)下获得的充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)的测得效率曲线。
图形表示600A包括：X轴602和Y轴604。X轴602表示以瓦特(Watt，W)为单位的输出功率范围，Y轴604表示以百分比(％)为单位的测得效率范围。此外，图形表示600A包括：第一曲线606、第二曲线608、第三曲线610、第四曲线612和第五曲线614。
第一曲线606示出了在5Vdc输出电压下的测得效率范围。类似地，第二曲线608、第三曲线610、第四曲线612和第五曲线614分别示出了在11Vdc、12Vdc、15Vdc和20Vdc输出电压下的测得效率范围。此外，阴影部分(例如，虚线的左侧部分)表示转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)PPT控制模式下的测得效率曲线，部分(例如，虚线的右侧部分)表示转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)正常运行模式下的测得效率曲线。
图6B示出了根据本发明实施例在输出电压范围和高输入AC电压下获得的测得效率曲线。图6B结合图1、图2、图3、图4和图5中的元素进行了描述。参考图6B，示出了图形表示600B。图形表示600B示出了在输出电压(例如，5-20Vdc)的范围和高输入AC电压(例如，230Vac)下获得的充电器100(即，单级谐振AC/DC转换器)的测得效率曲线。
图形表示600B包括：X轴616和Y轴618。X轴616表示以瓦特(Watt，W)为单位的输出功率范围，Y轴618表示以百分比(％)为单位的测得效率范围。此外，图形表示600B包括：第一曲线620、第二曲线622、第三曲线624、第四曲线626和第五曲线628。
第一曲线620示出了在5Vdc输出电压下的测得效率范围。类似地，第二曲线622、第三曲线624、第四曲线626和第五曲线628分别示出了在11Vdc、12Vdc、15Vdc和20Vdc输出电压下的测得效率范围。此外，阴影部分(例如，虚线的左侧部分)表示转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)PPT控制模式下的测得效率曲线，部分(例如，虚线的右侧部分)表示转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)正常运行模式下的测得效率曲线。
此外，表2示出了低输入和高输入AC电压的DC母线电压设定值以及不同功率电平的峰值效率，其中相应输出电压为5-20Vdc。图6A和图6B分别示出了在150W、20Vdc的满负载时，低输入AC电压(例如，120Vac)和高输入AC电压(例如，230Vac)的测得效率曲线。低输入和高输入AC电压的峰值效率分别为95.44％和95.18％，与传统的单级AC/DC转换器相比，效率相似。
表2：低输入和高输入AC电压的DC母线电压设定值，其中包括测得效率
图7示出了根据本发明实施例的转换器在功率因数(power factor，PF)抗负载方面的性能。图7结合图1、图2、图3、图4和图5中的元素进行了描述。参考图7，示出了图形表示700。图形表示700说明了转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)在PF抗负载方面的性能。
图形表示700包括：X轴702和Y轴704。X轴702表示以瓦特(Watt，W)为单位的输出功率范围，Y轴704表示PF。此外，图形表示700包括：第一曲线706、第二曲线708和阴影部分710。
第一曲线706表示功率因数在低输入AC电压(例如，120Vac_rms)下的行为。此外，第一曲线706表示在全功率负载(例如，150W)下PF大于96％。在全功率负载下，转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)实现低总谐波失真、THD(例如，<10％)、高PF(例如，>96％)、高功率密度和高峰值效率(例如，>95％)。第二曲线708表示功率因数在高输入AC电压(例如，230Vac_rms)下的行为。在高输入AC电压下，随着功率降低，PF略有下降。然而，在75W功率以下，如阴影部分710所示的D类要求中不需要THD要求。在功率≥75W时，转换器退出PPT模式，仍符合IEC D类要求。
图8示出了根据本发明实施例在高输入AC电压下转换器的测得总谐波失真值随着谐波数增加而发生的变化。图8结合图1、图2、图3、图4和图5中的元素进行了描述。参考图8，示出了条形图表示800。条形图表示800示出了在频率为50Hz和功率负载为150W的高输入AC电压(例如，230Vac_rms)下，转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)的测得总谐波失真值随着谐波数的增加而发生的变化。
条形图表示800包括：X轴802和Y轴804。X轴802表示谐波数，Y轴804表示总谐波失真(total harmonic distortion，THD)值。此外，条形图表示800表示直到第39次谐波的每个谐波的测得THD值。这说明转换器(即，单级谐振AC/DC转换器)在高输入AC电压下以较大裕度实现了满足D类要求的所需THD值。转换器还在低输入AD电压下以相比高输入AC电压更大的裕度实现了满足D类要求的所需THD值。
图9是根据本发明另一个实施例的充电器的电路图。图9结合图1中的元素进行了描述。参考图9，示出了充电器900的电路图。充电器900由虚线框表示，仅用于说明目的，不构成电路的一部分。
充电器900类似于充电器100(图1)，除了在充电器900中使用一对二极管902(也可以表示为D1和D2)和另一对二极管904(也可以表示为D01和D02)之外。一对二极管902(即D1和D2)取代低频半桥开关器件电路102(即Sa和Sb)，而另一对二极管904(即D01和D02)取代输出同步整流开关器件电路122(即，充电器100的SR1和SR2)。
VFM控制和PPT控制的控制技术也适用于有所区别的充电器900。区别在于，由于一对二极管902(即D1和D2)阻止反向功率流，因此电感器电流幅值不能低于零。
与充电器100类似，充电器900可以用作智能手机或笔记本电脑充电器，以及用于智能电视、吸尘器等一般家用电子设备。
在不脱离所附权利要求所定义的本发明范围的情况下，可以对上文描述的本发明的实施例进行修改。如“包括”、“包含”、“并入”、“是/为”等用于描述和要求保护本发明的表述旨在以非排他性的方式解释，即允许未明确描述的项目、组件或元件也存在。对单数的引用也应解释为涉及复数。本文使用的词语“示例性”表示“作为一个示例、实例或说明”。任何被描述为“示例性的”实施例不一定解释为比其它实施例更优选或更有利，和/或排除其它实施例的特征的结合。本文使用的词语“可选地”表示“在一些实施例中提供且在其它实施例中没有提供”。应当理解，为了清楚起见而在单独实施例的上下文中描述的本发明的某些特征还可以通过组合提供在单个实施例中。相反地，为了清楚起见而在单个实施例的上下文中描述的本发明的各种特征也可以单独地或通过任何合适的组合或作为本发明的任何其它描述的实施例提供。

Claims (14)

1.一种用于宽输入/输出电压调节的充电器(100、900)，其特征在于，所述充电器(100、900)包括：低频半桥开关器件电路(102)、高频半桥开关器件电路(104)和控制器(106)，其中，所述控制器(106)用于：
接收输出DC电压基准；
确定DC母线电压基准；
根据所述DC母线电压基准确定开关频率；
确定所述开关频率是否高于阈值频率，
若是，
执行脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制，若否，
执行变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制；
接收输出充电电流；
确定所述输出充电电流是否低于电流阈值，
若是，
禁用低频半桥开关器件电路(102)。
2.根据权利要求1所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：如果所述开关频率高于所述阈值频率，
确定PPT模式占空比；
确定所述PPT模式占空比是否等于1，若是，
执行变频调制(variable frequency modulation，VFM)控制，否则，执行脉冲功率传输(pulse power transfer，PPT)控制。
3.根据权利要求1或2所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：在所述输出充电电流低于所述电流阈值时，将所述低频半桥开关器件电路(102)的栅极设置为低电平。
4.根据权利要求1、2或3所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：将高频占空比设置为恒定值。
5.根据前述权利要求中任一项所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：根据电网频率设置所述低频半桥开关器件电路(102)的开关。
6.根据权利要求5所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：将所述低频半桥开关器件电路(102)的开关设置为在过零区域期间关断，并设置为在所述过零区域之后在所述电网频率的每个半周期内互补导通。
7.根据前述权利要求中任一项所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：在执行所述脉冲功率传输PPT控制时，禁用VFM控制环路，并将所述开关频率设置为最高允许频率。
8.根据前述权利要求中任一项所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：随着所述充电器(100、900)的输出负载和输出电压的变化，分步调整所述开关频率。
9.根据权利要求8所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还用于：根据输出功率和电压线性调整DC母线电压。
10.根据前述权利要求中任一项所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述充电器(100、900)还包括与门(210)，所述与门(210)用于：在PPT模式期间组合高频PWM信号和脉冲PWM信号，以向所述高频半桥开关器件电路(104)提供组合PWM信号。
11.根据前述权利要求中任一项所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述充电器(100、900)还包括无桥整流器级(108)，所述无桥整流器级(108)包括：升压电感器(112)和与开关谐振级(110)耦合的DC母线电容器(114)。
12.根据权利要求11所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述开关谐振级(110)包括：谐振电感器(116)、谐振电容器(118)和连接到输出同步整流开关器件电路(122)的高频变压器(120)。
13.根据前述权利要求中任一项所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述控制器(106)还包括：用于集成功率因数校正(power factor correction，PFC)级+LLC级的调制控制器(202)，输出级调节分别在正常运行中使用变频调制控制器(206)，在PPT运行模式下使用脉冲功率传输控制器(208)，以同时实现宽AC输入电压和宽DC输出电压调节。
14.根据权利要求13所述的充电器(100、900)，其特征在于，所述调制控制器(202)包括PFC级(204)，所述PFC级具有用于DC母线电压控制的外环、电流内环和用于生成转换器占空比的过零补偿算法。
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