CN1163731C - 用在多通道测量设备中基本消除其通道间测量误差的电路及其测量方法 - Google Patents

Abstract

科里奥利表(5)中的电路，用于基本消除表中温度引发的测量误差，这些误差可能是由包含在该表中的独立通道间所存在的性能差别产生的。具体地，在表中使用了两对输入通道(44，54，64)，在操作中，该表重复地测量这些对中每一个的内部相位延时，然后从相继地从各对中得到的实际基于流量的测量数据中减去与该对相关联的延时。当一个通道对正在测量实际流量时，另一个通道对正在测量其内部相位延时，各通道是连续地在这些功能之间循环的。

Description

用在多通道测量设备中基本消除 其通道间测量误差的电路及其测量方法

本发明涉及包含在科里奥利质量流率表中的电路，这种电路用于在表中基本上消除由温度引发的测量误差，这种误差是由于包含在这种表中的两个分立的输入通道电路之间存在的性能差别所产生的。

当前，科里奥利表正在广阔的商业应用中找到越来越多的用途，作为一种精确的方法来测量各种工作流体的质量流率。

一般说来，一个科里奥利质量流率表包含一个或两个平行导管或管子，典型情况下各导管是U型的流通管或管子，如在美国专利4,491,025(1985年1月1日颁发给J.E.Smith等人并归本受让人所有、此后称作′025Smith专利)中所述的那样。如′025Smith专利中所述，各流通管受驱动绕一个轴振荡以建立一个转动参照系。对于一个U型流通管，该轴可称为挠曲轴。当工作流体流经各振荡流通管时，流体的运动产生与流体的速度及管子的角速度两者正交的反作用科里奥利力。这些反作用科里奥利力，虽然与驱动管子的力相比是相当小的，然而却能导致各管子绕一条扭转轴扭转，对于U型流通管而言该轴是垂直于其挠曲轴的。传递给各管子的扭转量与流经其中的工作流体的质量流率相关。使用从安装在一个或两个流通管上的磁性速度传感器所获得的速度信号，频繁地对这一扭转进行测定可以提供各流通管相对于另一个管子或一个固定参照物的完整的速度曲线图。在双流通管科里奥利表中，相对地驱动两个流通管使得各流通管像一个音叉的一股那样振荡(振动)。这一“音叉”操作有利地基本上消除了所有可能屏蔽科里奥利力的有害振动。

在这样一种科里奥利表中，流经该表的流体的质量流率一般地是与时间间隔(所谓“Δt值)在正比的，该时间间隔是从位于一个流通管的一条侧肢上的一个点越过一个予定的位置(例如一个对应的振荡中心平面)的瞬间到位于同一流通管的对侧肢上的一个对应点越过其对应位置(例如其对应的振荡中心平面)的瞬间之间所经过的时间，对于平行双管科里奥利质量流率表，这一时间间隔通常等于在驱动这些导管的基(共振)频上两个流通管所生成的速度信号之间的相位差。此外，各流通管振荡的共振频率取决于该导管的总质量，即空导管本身的质量加上流经其中的所有流体的质量。由于总质量是随流经导管的流体的密度而变化的，同样共振频率也随流全密度的变化而变化，正因如此，共振频率可用于跟踪流体密度的变化。

以往，在现有技术中为了力求生成与工作流体的质量流率成正比的输出信号，应将两个速度信号都经过至少一些模拟电路的处理。尤其是，与各速度传感器相关联的输出信号是通常通过模拟电路作用的，例如，一积分器后随一过零检测器(比较器)，这些模拟电路是包含在独立的对应输入通道中的。在这一方面，可参照美国专利4,879,911(1989年11月14日颁发给M.J.Zolock)，4,872,351(1989年10月10日颁发给J.R.Ruesch)，4,843,890(1989年7月4日颁发给A.L.Samson等)以及4,422,338(1983年12月27日颁发给H.E.Smith)，所有这些都为本受让人所拥有。虽然这些专利中所教导的各种方法在广阔的一系列应用中提供足够精确的结果，然而，在这些对比文件中所公开的表以及本技术中已知的类似的科里奥利表具有共同的使用复杂的缺点。

具体地说，科里奥利质量流表以检测由两个速度传感器生成的信号之间的一个非常小的通道间相位差，即ΔT值，并将此差值变换成与质量流率成正比的一个信号来进行工作。虽然表面上Δt值是通过时间差测量来得到的，实际上，这一值也是一种相位测定。使用这样一种时间差测量能够方便地提供一种精确地测定出现在速度传感器信号之间的相位差的表现形式的方法。在本受让人当前所制造的科里奥利表中，这一差值在最大流量时达到大约130μs。科里奥利表中的各输入通道给予其输入信号一些内部相位延时。虽然这一延时的量通常是相当小的，但与所检测到的小的通道间相位差相比，即130μs或更小，它通常是有影响的。当前存在的科里奥利表依赖于假定各输入通道给予其对应的速度信号一个有限的及固定的相位延时。这样，这些科里奥利表通常依赖于在表标定中出现的一个真实的零流量条件上首先测定该通道间相位差(Δt)或者所指示的质量流率。随后，为了为当时流经的工作流体生成一个表面上精确的质量流率值，在测定实际流量时，这些表将以某种方式从所测得的Δt或者相应的质量流率值中减去该产生的值。

不幸的是，在实践中，这一假设已被证明为不精确的。首先，不但各输入通道经常产生相对于另一个通道不同的内部相位延时量，并且各通道所产生的相位延时是与温度相关的，并且不同的通道对于对应的温度变化有不同的相位延时变化。这个温度易变性导致一个温度引起的通道间相位差。由于从实际通过表中的流量测得的相位差(Δt)是相对地小的，从而在速度信号之间的测得的相位差及可归因于由温度引起的通道间相位差中的误差在某些情况下是有影响的。这一误差在当前可获得的科里奥利质量流率表中通常是不考虑的。在某些情况下，这一误差可能在质量流率测量中造成可观的与温度相关的误差，从而在一定程度上损害测量结果。

致力于避免这一误差，本领域中一种著名的方法是以一个温控外壳遮蔽一个安装的管道科里奥利表及其电子器件。这一防止表在工作中暴露在外部温度变化中并将该表保持在一个相对固定的温度中的方法大大增加了表的安装成本从而并不是对一切场合都是适用的。因此，在需要考虑安装费用的那些应用场合中，通常不采用这种方法。特别是在设置在室内并且不暴露于剧烈的温度变化的表的那些应用中，由温度引发的通道间相位差所导致的测量误差通常认为是比较小且相对固定的。这样，这一误差通常是用户所能容忍的。不幸的是，在表不是装在一个温控外壳中的其它应用中，诸如在表中可能经受剧烈的工作温度波动的室外装置中，这一误差通常是变化的并且可能成为有影响的，因而需要加以考虑。

除了由温度引发的通道间相位差之外，许多当前可获得的科里奥利质量流率表还不利地表现与温度相关的另一种测量误差源。特别是，科里奥利表通常测定流通管的温度，并且由于随温度变化的流通管的弹性的改变，根据导管的当前温度相应地改变一个表因子值。这一改变后的表因子随即被用于将通道间相位差(Δt)值成比例地关联到质量流率上。流通管温度是通过数字化一个适当的模拟温度传感器的输出信号来测量的，这种传感器的例子如铂RTD(电阻性温度器件)，它是安装在一个流通管的外表面上的。这一数字化的输出通常采用频率信号的方式，该信号时常是由一个电压到频率(V/F)转换器生成的，将这一信号在一个给定的时间间隔上求和(计算)以产生一个与流通管温度成正比的累计数字值。不幸的是，在实践中，V/F转换器常常表现某些温度偏移，这种偏移根据环境温度的变化幅度有可能在流通管温度测量中导致高达数度的误差。这一误差本身又将损害质量流率。

美国专利4,817,448中(1989年4月4日颁发给J.W.Har-garten等人并为本受让人所拥有，此后称作′448Hargarten等人的专利)教导了在本技术中表面上解决科里奥利表的输入通道的性能中与温度相关的变化的方法。该专利公开了在科里奥利表中应用的一种两通道切换输入电路。具体地，该电路包含一个位于速度传感器的输出端与两个通道的输入端之间的一个双极双掷FER(场效应晶体管)开关。在一个位置上，该FET开关分别将左右速度传感器的输出端连接到对应的左右通道上；而在相对的位置上则将这些连接反向。在每一个相继的流通管的运动周期上操作该开关以改变其装置，以这一方式，每一个速度传感器的输出便相继地交替作用在两个通道上。在一个两周期的间隔上，根据作用在两个通道上的速度波形测定适当的时间间隔，然后求它们的平均值得出一个消除了由各单一通道引起的误差的单一时间间隔值。然后将得到的这一时间间隔值应用于确定流经表的质量流率。

虽然这一方法确实基本上消除了温度引发的通道间相位差，但它具有在一定程度上限制其实用性的缺点。具体地说，′448Hargarten等人的专利中所教导的装置中的这一输入电路并不包含积分器。由于缺少可以由积分器提供的任何低通滤波，所以这些输入电路是容易受噪声影响的。不幸的是，在该专利中所教导的开关方案不允许在输入电路的开关部分中包含积分器，从而为了提供抗噪声性必须在FET开关后面设置一个积分器，不幸的是，在这一位置上，积分器固有的相位延时就算有办法补偿的话也，不能容易地加以补偿。由于该积分器不利地具有在输入电路中构成最大的相位延时源的趋向，加入这样一个积分器会在测出的Δt值上加上一个误差分量，即一个未补偿的相位延时，此外，这一相位延时也随温度变化而变化。结果，得出的测量流率值中将包含一个误差分量。从而，′448Hargarten等人的专利中所提出的方案对于相对地无噪声环境只有有限的应用也是明显的。

因此，在本技术中存在着对提供一种基本上对环境温度变化不敏感的并从而并不显露明显的不利温度影响并且能够提供适当的抗噪声性的提供精确的流量与流率输出值的科里奥利表的需求。这样一种表应在环境温度的相对大范围变化中具有可忽略不计的(如果有的话)温度引发的测量误差，从而允许在大量的各种应用中使用这种表来提供高度精确的流量测量，尤其是不需要将表装在一个温控外壳中。因此，这样一种表所提供的提高了的测量精度以及与之相关联的附带的安装费用的节省很可能拓广这样一种表的应用范围。

本发明的一个目的是提供一种电路，用于基本上对环境温度变化不敏感的能够提供精确输出测量结果的科里奥利表中。

一个特定目的是提供一种基本上(如果不是完全地)消除了对温控外壳的需求的表。

另一个特定目的是提供一种科里奥利表，其中，所测得的流量与流率值不包含可觉察的误差(如果有的话)，否则这种误差有可能从输入通道中出现的切换瞬变过程产生。

按照我的发明的教导，通过循环进行各通道的下述操作，特别是使用一个相对地短的周期便可完成这些以及其它的目的。这些操作是在：(a)测定该通道的内部要位延时以及(b)根据Δt值测定粗略流量。然后对这一(些)粗略值以所测得的相位延时值进行补偿，典型地是减去测得的相位延时值以得出一个经过修正的Δt值。然后使用该经过修正的而不是象先有技术中那样使用该粗略的Δt值确定当前值质量流率。

具体地说，通常在现有的科里奥利流量表中所使用的两个相同的输入通道(即左的与右的)被两对输入通道(即，对A-C与V-C)所取代，这两对输入通道允许测定各通道对表现的当前内部相位延时。各通道对在测量其本身的内部相位延时即一种“调零”模式及测定实际流量情况的Δt值即一种“测量”模式之间循环操作。给定了短的循环时间，当前相位延时值便能精确地反映当时出现在各通道对的操作中的任何温度引发的改变。一旦知道了各对的当前内部相位延时值，然后该值便可用于修正随后该对在其下一测量模式中产生的基于流量的Δt值。因为各通道对提供的Δt基于流量的测量是修正了该特定的对的相关当前内部相位延时的，所以不论表的环境温度及其变化是怎样的，这些Δt值并不包含任何可觉察的温度引发的误差成分。这样，按照我的发明构成的一种科里奥利表能够便利地用于具有大的温度变化的环境中而基本上不会因温度变化而降低精度。

按照我的发明的一个较佳实施例的教导，我的创造性流量测量电路采用三条独立的相同输入通道(即，通道A、B、与C)，通道间相位差测量结果是相继地与交替地通过它们为三条通道中的两对中的每一对(即对A-C与B-C)测量出的。通道C作为一条参照通道并连续地向其提供两个速度波形传感器信号之一，并且对于这一较佳实施例的特定目的，将左方速度传感器信号作为其输入信号。对通道A与B的输入则是左或右速度传感器信号。虽然调零与测量模式都包含测定在一对通道中的通道间相位差，这两种模式之间的基本差别是：在调零模式中，同一速度传感器信号是作用在该对中的两条通道上的从而得出的通道间相位差测量值提供一个该对的内部相位延时的测量值；而在测量模式中，左右速度信号是作用在该对中的不同的对应通道上的，从而提供一个基于当前流量的Δt值的尽管是未经修正的测量值，供随后在确定当前质量流量与流率值中使用。虽然通道间相位差(Δt)测量值是在两种模式中都测定的，但是为了简化问题与避免混淆，我将按照它们的出现区分这些值。今后，我将称出现在调零模式中的那些相位测量值为通道间相位差测量值，及出现在测量模式中的那些为Δt值。

具体地，对于在调零模式中工作的任一通道对，诸如对A-C，同一个即左速度传感器信号作用在该对中的两个通道的输入端上。然后在一个所谓“调零”间隔中相继地交重复地在这一间隔中求平均值结果测量通道间相位差测量值。理想情况下，如果这一对中的两条通道显示相同的内部相位延时，即通过通道A的相位延时等于参照通道C的相位延时，则所得出的通道间相位差测量值将全为零。然而，实际上在任何瞬间，所有三条通道通常有不同的内部相位延时。然而，由于各对的相位延时是相对于同一对照通道如通道C测出的，两对之间的相位延时中的任何差值是由通道A与B间出现的内部相位延时中的差值引起的。一旦“调零”间隔结束，该对中的非参照通道的输入端便被切换到另一个速度传感器信号，即右速度传感器信号。然后，在该通道对在“测量”模式中操作以前，允许经过一个有限的时间间隔，即包含一个所谓“切换”间隔，在测量模式中测量基于流量的Δt值。切换间隔是足够长的，使得所有由此产生的切换瞬变过程都能稳定下来。

为了提供连续的流量测量，当一对通道，例如A-C，正在调零模式中操作时，则另一对，例如B-C，正在其测量模式中操作。对于任何通道对，在其测量模式中得到的各相继的当前的基于流量的Δt值是典型地以减去内部相位延时的最新值为加以补偿的，这一最新值是在该通道对的上一个调零模式中为该通道测定的。

一个通道对在测量模式中的工作时间，即测量间隔，等于另一通道在调零模式中工作的全部时间。后一时间中包括后一通道将其非参照通道输入端从右速度传感器信号切换到左速度传感器信号，然后执行调零，并最后将其非参照通道输入端从左返回到右速度传感信号的时间。

在测量间隔时结束时，通道对只是简单地切换模式，作为示例，通道对B-C首先将其非参照通道输入端从右切换到左速度传感器信号，而通道对A-C则开始基于流量的Δt测量。一旦这一输入切换完成通道对B-C随即进行调零并随着反方向上的通道切换，这时通道对A-C仍留在测量模式中，对于后继的操作周期照此进行。

此外，根据我的创造性示教，通过RTD提供的并且具体地与V/F转换器中的温度编移相关的流通管的温度测量中的温度引发的误差也同样有利地消除了。具体地，为了消除这些误差，除了RTD电压以外，两个参照电压有选择地并且相继地通过V/F转换器转换成以计数表示的频率值，并随即用于定义一个将计数得出的频率值关联到测量得出的流通管温度的一个线性关系，具体地说是一个比例因子。然后，只须简单地将RTD电压计数得出的频率值乘以这一因子，便可得到对应的测量得出的流通管温度的值。由于参照电压并不随温度变化可觉察地变化(如果有变化的话)，并且是在相对地短的时间周期性上通过B/F转换器重复地转换的，比如以0.8秒的数量级，V/F产生的任何温度偏移能够精确地反映在参照电压本身的得出的计数频率值中。由于温度偏移均衡地影响参照电压与RTD电压两者的计数值，但不改变它们之间的关系，当比例因子乘以RTD电压的计数频率值时便可得取一个基本上与V/F转换器所产生的任何温度偏移无关的真实温度值。通过消除测出的温度中的温度引发的误差。表因子将被适当地修正使之精确地反应流通管的温度变化。

此外，虽然我的创造性表根据在表标定中测得的若干无流量Δt测量值确定了一个当前机械零点值(即表的零流量位移值)，我的创造性的表的一个特征是只有在这些无流量Δt测量值的噪声含量充分地低时才在以后补偿实际流量测量值时使用该值，否则略去该值不用。无流量Δt测量的次数取决于三个因素中的任何一个：(a)当这些测量值的标准差落在一个收敛极限以下时，(b)当用户手动终止机械调零过程时，或者(c)当已经测过了这些测量值的一个予定的最大次数时。

通过下面结合附图的详细说明可以清楚地理解本发明的教导，其中：

图1是科里奥利质量流率测量系统5的总体图；

图2描绘了图1中所示众所周知的表电子器件20的高层方框图；

图3示出图3A与3B的图纸的正确排列；

图3A与3B。共同描绘根据我的当前发明的流量测量电路30的一个较佳实施例的高层方框图；

图4示出图4A与4B的图纸的正确排列；

图4A与4B共同描绘了图3A与3B中所示的流量测量电路30中的通道对A-C与B-C所执行的操作的定时图；

图5描绘了图3A与3B中所示的流量测量电路30中所包含的电路70的状态表；

图6描绘图3A与3B中所示的流量测量电路30中所包含的微处理器80所执行的流量测量基本主循环600的简化流程图；

图7示出图7A与7B的图纸的正确排列；

图7A与7B共同描绘了作为图6A与6B中所示的主循环600的一部分执行的零点确定例程700的流程图；

图8示出图8A与8B的图纸的正确排列；

图8A与8B共同描绘作为图7A与7B中所示的零点确定例程700的一部分执行的机械调零例程800的流程图；

图9图解地示出在一次机械调零过程中得到的测量的Δt值的标准差，即δΔt，的各对应范围发生的调零操作；

图10图解地示出可接受的与不可接受的机械零值的范围；以及

图11示出图3A与3B中所示的创造性流量测量电路30中所包含的微处理器80在周期性中断基础上执行的RTD温度处理例程1100的流程图。

为了方便理解，适当时，使用相同的参照数字来指示各图中公共的相同元件。

本领域的技术人员在阅读了下面的说明以后将顿然领会到：本发明的创造性技术可以包含进使用多条模拟输入通道测量多个输入的多种多样的电路中。使用我的发明可有利地基本(如果不是完全地的话)消除可能由于各通道间的性能差别以及诸如温度，老化和/或其它不同地影响其中所包含的模拟电路的现象所导致的误差。当然，这种用途将包含各种科里奥利表，不论这种表是测量一种工作流体的流量、流率、密度或者其它参数的。然而为了简化的目的，我的创造性输入电路将在一种双导管科里奥利表的范围中加以讨论，这种表是特定地测量质量流率并合计质量流的。

图1示出科里奥利质量流测量系统5的总体图。

如图所示，系统5包含两个基本部件：科里奥利表组件10及表电子设置20，表组件10测量一种要求的工作流体的质量流率。表电子设备经由导线100连接到表组件10，以直观方式提供质量流率及质量流合计信息。质量流率信息是在导线26上以频率型式及成比例的脉冲型式提供的。此外，为了易于与下游的过程控制和/或测量设备相连接，质量流率信息也在导线26上以4-20mA(毫安)的模拟型式提供。

如图所示，科里奥利表组件10包括一对支管110与110′；管形部件150；一对平行的流通管130与130′，驱动机构180；一对速度检测线圈160L与160R；以及一对永久磁铁170L与170R。导管130与130′基本上是U形的，并将它们的两端连接到导管安装块120与120′上，而后者又固定在各目的支管110与110′上，如图1所示，通过科里奥利表组件10提供了一条连续的封闭流体路径。具体地说，当表10经由入口端101与出口端101′连接进一个载有被测量的工作流体的导管系统(未示出)中时，流体通过支管110的入口端101中的孔进入该表并且通过其中一个具有逐渐变化的截面的通道被引到导管安装块120。在那里，流体被分流并被引导通过流通管130与130′。在流出通管130与130′时，工作流体在导管安装块120′中重新汇合成单一的一股，然后被引导到支管110′。在支管110′中，流体流经一条具有与支管110相同的逐渐改变的截面的通道(如用虚线105所示)到达在出口端101′中的一个孔。在端101′，流体重新进入该导管系统。管形部件150并不流通任何流体。而这一部件用于轴向对准支管110与110′并保持它们之间具有予定的间隔量，从而使这两个支管能够方便地支承安装块120与120′以及流通管130与130′。

U形流通管130与130′是经过选择并适当地安装在导管安装块上的，使它们分别具有绕挠曲轴W-W与W′-W′基本上相同的转动惯量与弹性常数。这些挠曲轴是垂直地对向U形流通管的侧肢并位于接近对应的导管安装块120与120′处的。U形流通管从安装块以基本上平行的形式向上伸出并具有绕它们各自的挠曲轴的基本上相等的转动惯量与相等的弹性常数。由于导管的弹性常数是随温度变化的，电阻温度检测器(RTD)190(通常为铂RTD器件)安装在流通管之一上，这里是导管130′，以连续地测量导管的温度。导管的温度并从而对于流综RTD的一个给定的电流而跨越RTD出现的电压将受到流经该流通管的流体的温度的影响。跨越该RTD出现的与温度相关的电压以一种众所周知的方法被表电子设备20用来适当地补偿弹性常数的值因导管温度变化引起的改变。该RTD是由导线195连接到表电子设备20上的。

在相反的方向上绕其各自的挠曲轴以基本上它们共同的共振频率(通常以正弦波形)驱动这两个流通管。在这一方式中，两个流爱管将象一个音叉的两股叉一样地振动。驱动机构280将振荡驱动力作用在导管130与130′上。该驱动机构可以由许多公知的装置中的任何一种构成，诸如作为说明，将一块磁铁安装在流通管130′并将一个相对的线圈安装在流通管130上，交流电流通过该线圈，以一个共同的频率正弦振动两个流通管。表电子设备20经由导线185将一个适当的驱动信号作用在驱动机构180上。

当这两个流通管在相对的方向上受到驱动时，由于有流体流经两个流通管，所以将沿各流通管130与130′的相邻的侧肢产生科里奥利力，但这两个力是方向相反的；即在侧肢131中产生的科里奥利力是与侧肢131′中产生的相对的。这一现象之所以产生是因为虽然流体基本上在相同的平行方向上流过流通管，但振荡(振动)流通管的角速度矢量是位于虽然基本上平行但却相反的方向上的。对应地并且作为该科里奥利力的结果，在两个流通管的振荡周期的一半中，侧肢131与131′将比只由驱动机构180产生的流通管的振荡运动所引起的这两肢之间出现的最小距离扭曲得更互相靠近。在下半个周期中，所生成的科里奥利力将侧肢131与131′扭曲得比只由驱动机构180生在的流通管的振荡运动所引起的这两条侧肢之间的最大距离更加互相分开。

在流通管的振荡中，被强制靠近得比它们的对侧侧肢更近的两条相邻侧肢将比它们的对侧侧肢更早到达它们行程的终点，在该点上它们的速度通过零点。从一对相邻的侧肢到达它们的行程终点的瞬间到对侧的一对侧肢，即被强制分开得更远的一对，到达它们对应的终点的瞬间之间所经过的时间间隔(在这里也称作通道间相位差，或时间差或简单地称作“Δt值)是基本上与流经表组件10的流体的质量流率成正比的。读者可参阅美国专利4,491,025(1985年元月一日颁发给J.E.Smith等人)得到的刚才提出的有关平行通路科里奥利流量表的工作原理的更详细的讨论。

为了测定该时间间隔Δt，在导管130与131′中之一靠近它们的自由端处连接线圈160_L与160_R，并且在另一条导管接近自由端处连接永久磁铁170_L与170_R。磁铁170_L与170_R是这样配置的使得线圈160_L与160_R位于包围对应的永久磁铁的空间范围内，在该空间范围内磁力线场是基本上均匀的。采取这种配置，线圈160_L与160_R所生在的电信号输出提供导管在整个行程上的速度曲线图，并且可通过若干种已知方法中的任何一种加以处理来确定该时间间隔，并进而确定流经表中的流体的质量流率。具体地，线圈160_L与160_R分别生成出现在导线165_L与165_R上的左、右速度信号。这样，线圈160_L与160_R以及对应的磁铁170_L与170_R分别构成左与右速度传感器。虽然表面上Δt是通过时间差测量得到的，实际上Δt是一种相位测量。在这里使用时间差测量提供了测定出现在左与右速度传感器信号之间的相位差的一种体现的精确方法。

如所指出的，表电子设置20分别接受出现在导线195上的RTD信号以及出现在导线165_L与165_R上的左与右速度信号作为输入。如所指出的，表电子设备20同时生成出现在导线185上的驱动信号。将导线165_L、165_R、185与195集体地称作导线100。表电子设备处理左与右速度信号及RTD信号以确定质量流率及流经表组件10中的流体的质量流总和。这一质量流率由表电子设备20以4-20mA模拟形式在导线26中的相关线上提供。质量流率信息同时在导线26中的一条适当的线上以频率形式(通常以0-10KHz的最大范围)提供以用于连接下游设备。

图2中描绘了本领域中已知的表电子设备20的方框图。如这里所示，表电子设备20由流量测量电路23、流通管驱动电路27及显示器29构成。

图2中所描绘的流通管驱动电路27经由导线185向驱动机构180提供一种适当的重复交替的或脉冲驱动信号。这一电路将驱动信号同步到出现在导线165_L与25上的左速度信号。在工作中，电路27将两个流通管保持在以基本共振频率反向正弦振动运动中。如本领域中所知的，这一频率是受到若干因素制约的，其中包括管本身的各种特性以及流经的工作流体的密度。由于电路27在本领域中是众所周知的并且其具体实现并不构成本发明的任何部分，对这一电路将不作进一步详细讨论。为此，读者可参阅诸如美国专利5,009,1000000009(1991年4月23日颁发给P.Kalotay等人)；4,934,196(1990年6月19日颁发给P、Rlmano)以及4,876,879(1989年10月31日颁发给J.Ruesch)，所有这些专利都为本受让人所拥有并描述了流通管驱动电路的不同实施例。

流量测量电路23以已知的方法处理分别出现导线165_L与165_R上的左与右速度信号连同出现在导线195上的RTD信号以确定流经表组件10中的工作流体的质量流率及质量流总和。得出的质量流率信息在导线263(用于方便地连接附加的下游过程控制设备(未示出))上提供一个4-20mA的输出信号，并在导线262(用于方便地连接一个远程总和计算装置(也未示出))上提供一个成比例的频率信号。出现在导线262与263上的信号构成集体地出现在图1中所示的导线26上的过程信号的一部分。导线26中的其它导线(未特别示出)提供流量总和信息以及其它过程参数，它们是以数字形式用于连接到适当的显示器、遥测装置和/或下游处理设备的。

由于流量测量电路23生成质量流量与总和流率信息的方法对本领域的技术人员是熟知的，此后将只讨论与本发明有密切关系的那一部分电子设备组成部分。从这一方面考虑，测量电路23包含两条分离的输入通道：左通道202与右通道212。各通道包含一个积分器及两个信号是作用在对应的积分器206与216上的，它们中的每一个有效地构成一个低通滤波器。从这些积分器得到的输出作用在过零检测器(实际上比较器)208与218上，每当对应的求积分后的速度信号超出由一个小的予先定义的正与负电平，例如±V，所定义的一个电压总口时，各过零检测器产生一个电平改变。两个过零检测器208与218的输出都作为控制信号送至计数器220去测量一个以在这些输出的对应改变间出现的时钟脉冲计数表示的定时间隔。这一间隔便是知名的Δt值并且是随工作流体的质量流率变化的。以计数表示的得出的Δt值是并行地作为输入数据送到处理电路235的。此外，RTD190被连接到RTD输入电路224的一个输入端上，该电路向RTD提供一个恒定的驱动电流，线性化跨越RTD出现的电压，并使用电压/频率(V/F)转换器226将这一电压转换成一个脉冲流，该脉冲流具有与RTD电压中的变化成比例地变化的一个成比例的频率。由电路224生成的脉冲流作为一个输入作用在计数器228上，后者周期性地对该脉冲流计数并生成一个以计数表示的与所测出的温度成比例的值。计数器228的内容同时作为输出数据并行地作用在处理电路235上。处理电路235(典型地，它是一个以微处理器为基础的系统)从作用在它上面的数字化的Δt与温度值确定当前的质量流率。关于这一点，该数字化温度值被用于修正一个以流通管的当前温度为基础的表因子值，而这样做便计入了流通管弹性随温度的变化。修正后的表因子(即温度补偿后的表因子RF)随后被用于从当前测出的Δt值成比例地确定质量流率。确定了质量流率之后，电路235随即更新质量流量和并同时在连接到本机的显示器29和/或下游过程控制设备的导线26上提供诸如适当的质量流率输出信号之类。

现在已经清楚了左与右通道中所包含的模拟电路不利地在处理电路235所生成的结果质量流量及质量流率值中注入了某些误差。特别是，不但各输入通道互相之间常常具有不同的内部相位延时量，这些延时量是从积分器的输入端到其过零检测器的输出端测得的，而且各通道内部所产生的相位延时是依赖于温度的并且常常在各通道之间相对于温度的对应变化的变化是不同的。这样，例如左通道202可能显示与右通道212所显示的不相同的依赖于温度的变化。这种易变性导致一个温度引发的通道间相位差，该相位差表现为所测出的Δt值中的一个误差成分。由于从流经表中的实际流量本身得出的Δt值是相对地小的，在某些情况中，这一误差成分可能是有影响的。在当前可得到的科里奥利质量流率表中通常不考虑这一误差。在一定条件下，特别是当表是位于室外环境并遭受大范围的温度变动时，这一误差有可能在质量流率测量中加入可观的依赖于温度的误差，从而在一定程度上损害这些测量值。

现在，撇开测出的Δt值中的依赖于温度的误差，温度测量电路本身也在处理电路235所生成的质量流量及流率值中加入另一个温度引发的测量差源。在这一方面，象几乎所有这种转换器一样，包含在RTD输入电路224中的V/F转换器226显示出可测量到的温度浮动。这种根据环境温度变化的大小的浮动可能在流通管的温度测量中导致高达若干度的一个误差。这一误差本身又会引起修正后的表因子中的误差，而后者本身又将损害质量流率与质量流总和值。

为了消除现有技术中的科里奥利表尤其是含有以流量测量电路23为代表的电路的那些表中的缺点，我研制了一种用于科里奥里表的流量测量电路的技术，这一技术有利地使得由表测出的质量流量与质量流率值基本上对于温度改变是不敏感的，从而提供它们的总体精度。

特别是，根据我当前的发明的教导，在先有技术流量测量电路中通常使用的两条相同的输入通道(即，左与右)为容许测量各通道对所显示的相位延时的两对输入通道(即，对A-C与B-C)所取代。一旦知道了各通道对的相位延时的当前值，随后该值便被用于校正该通道对随后所测定的基于流量的Δt值。由于各通道对是在一个相对地短的周期上在测量其本身的内部相位延时(即“调零”模式)与对实际流量条件测Δt值(即“测量”模式)之间循环工作的，当前相位延时值便能精确地反映当时出现在各通道对的操作中的任何温度引发的改变。因为由各通道对所提供的以Δt流量为基础的测量值是校正了与该特定的对相关联的当前内部相位延时的，不论表的环境温度及其变化如何，这些Δt值并不包含任何可觉察的温度引发的误差成分。这样，按照我的发明所构造的一种科里奥利表便能有利地用于温度剧烈变化的环境中而基本上没有因温度变化而导致的精度降低。

具体地说，我的创造性流量测量电路采用三条分离的相同输入通道(即通道A、B与C)，通过它们相继地与交替地测量该三条通道的两对，即对A-C与B-C，中每一对的通道间相位差测量值。通道A-C包含通道A与C；而通道对B-C包含通道B与C。通道C作为一条参照通道，并且连续地向其提供两个速度波形传感器信号之一作为其输入信号，具体地为了本较佳实施例的目的，所提供的是左速度传感器信号。对通道A与B的输入则为左或右速度传感器信号两者之一。虽然在调零与测量模式中都包含测量一对通道中的通道间相位差，两种模式间的根本区别在于：在调零模式中同一(即左)速度传感器信号是作用在该对中的两条通道上，使得得到的通道间相位差测量提供该对的内部相位延时的一个测量值；而在测量模式中，左与右速度信号是作用在该对中不同的对应通道上的，从而提供以当前的流量为基础的Δt值的虽然未经校正的一个测量值，供以后在确定当前质量流量及流率值时使用。虽然在两种模式中都测定通道间相位差(Δt)测量值，为了简化与避免混淆，我将用它们的出现来区别这些值。这样，今后我将称出现在调零模式中的相位测量值为通道间相位差测量值，而出现在测量模式中的相位测量值为Δt值。同样，任何通道对的通道间相位差测量值与Δt值今后将一律集体地称作定时测量值。

具体地，对任何工作在调零模式中的通道对，诸如对A-C，同一(即左)速度传感器信号作用在该对中的两条通道的输入端上。然后在一个所谓“调零”间隔中相继地并且重复地测定通道间相位差测量值并且在该间隔中将这些结果进行平均。理想地，如果该对中的两条通道显示相同的内部相位延时，即通过通道A的相位延时等于参照通道C的相位延时，则得到的通道向相位差测量值全都为零。然而，实际上在任何瞬间，所有三条通道常常具有不同的内部相位延时。虽然如此，由于各对的相位延时是相对于全一参照通道(即通道C)测定的，两对之间的任何相位延时差是由通道A与B之间出现的内部相位延时中的差别引起的。一旦“调零”间隔终止，到该对中的非参照通道的输入被切换到另一个速度传感器信号，即右速度传感器信号。然后，在该通道对工作在“测量”模式之前，允许经过一个有限的时间间隔(即包括一个所谓“切换”间隔)，在该“测量”模式中测定以流量为基础的Δt值。切换间隔是长得足以使所有得出的切换瞬态能够稳定下来，例如，使它们的波幅下降到一个予定的电平以下。

当一对通道，诸如A-C，正在其调零模式中工作时，另一对，诸如B-C，则正在其测量模式中工作。对于任何通道对，在其测量模式中得到的各相继测的以流量为基础的Δt值是典型地以减去该通道对的前一次调零模式中为其测得的内部相位延时的最新值为进行补偿的。

一对通道在测量模式中工作的时间，即测量间隔，等于另一对在调零模式中工作的全部时间。后一时间(即“调零”间隔)包括后一通道将其非参照通道输入端从右速度传感器信号切换到左速度传感器信号的时间(即“切换”间隔)，然后执行调零(在一个所谓“调零”间隔中)，以及最终将其非参照通道输入端从左切换回右速度传感器信号的时间。注意，调零间隔包括两个切换间隔及一个调零间隔。

在测量间隔结束时，通道对简单地变换模式，作为示例，通道对B-C最初将其非参照通道输入端从右切换到左速度传感器信号，而通道对A-C则开始进行以流量为基础的Δt测量。一旦这一输入切换完成，然后通道对B-C进行调零，随后在反方向上进行通道切换，而通道对A-C则保持在测量模式中，并且对于相继的操作循环依此类推。当一个通道对完成了开始其测量模式中的操作前的后一次切换操作以后，如果需要，该通道可以进行一个有限时间间隔的以流量为基础的Δt值的测量，此后称作“有效”间隔，为了简化实现，它具有等于“调零”间隔的持续时间。由于两条通道在“有效”间隔中都能同时提供来自两个速度传感器信号的以流量为基础的Δt值，则在理想的设有任何噪声的情况下，隔离了与通道对相关联的内部相位延时之间的干扰或差别，两条通道产生相同的Δt值。因此，作为一种附加的校检，从各通道对在“有效”间隔中得到的一个或多个测得一以流量为基础的Δt值可以用为该对测出的相位延时的最新值加以补偿以产生对应的经过校正的Δt值的对。在每一这种对中的两个值随即可受互相进行比较。这些对中任何一对的这些值间的足够大的差异通常表明一个误差情况。

由于通道切换只发生在其相对的通道对正在用于提供以流量为基础的测量时，任何切换瞬态(以及与之相关联的噪声)是有效地与流量与流率测量隔离的并且有利地不影响它们。此外，通过允许在调零开始前可经过一个适当地长的切换间隔，切换瞬态有利地并不影响正在调零的通道对的内部相位延时测量值。这样，采用我的发明的科里奥利表的性能基本上(如果不是完全地的话)不受输入切换瞬态等的影响。

切换与调零间隔的具体时间长度并不是关键的。然而，由于切换瞬态消失得比较快而且更多的求平均值通常为内部相位延时测量提供更高的精度，通常将切换间隔设置得比调零间隔短得多。考虑到这一点，以管子周期来衡量的切换间隔可持续例如16-32个这种周期，而调零周期可设置为耗用例如2048个这种周期以上。

此外，按照我的创造性教导，通过RTD提供的流通管的温度测量值中的温度引发的误差，特别是与V/F转换器中的温度波动相关联的温度引发的误差也可以有利地加以消除。具体地讲，为了消除这些误差，除了RTD电压以外，有选择地并且相继地通过V/F转换器将两个参照电压转换成以计数表示的频率值，并且随即用于定义将计数得到的频率值关联到所测得的流通管温度的一个线性关系，具体地为一个比例因子，这个比例因子联系计数得出的频率值以测量流通管温度。然后，只须简单地将RTD电压的计数得出的频率值乘以这一因子便可求得对应的测得的流通管温度的值。由于参照电压并不随温度变化而可觉察地变化，(如果有变化的话)并且是以相对地短的周期性各个重复地通过V/F转换器转换的，(其周期为例如0.8秒的数量级)，由V/F产生的任何温度波动能够精确地在参照电压本身的得到的计数频率值中得到反映。由于温度波动等效地影响参照电压与RTD电压两者的计数值，而不改变它们之间的关系，当将该比例因子乘以RTD电压的计数频率值时，便可生成一个基本上与V/F转换器所产生的任何温度波动无关的真实温度值。通过消除所测出的温度中的温度引发的误差，表因子将被以精确地反映流通管温度中的变化的方式加以适当地修正。

A.硬件说明

考虑到这一说明，在图3A与3B中集体地描绘了创造性的流量测量电路30的一个较佳实施例的一个高层方框图，并在图3中示出了这些图纸的正确拼接法。

本质上，流量测量电路30包括一个输入多路复用器以及三条相同的输入通道——其中一种是参照通道C，一个带有关联的定时计数器的有限状态机器，以及一个微型计算机系统。对两条非参照通道A与B的输入是通过多路复用器由有限状态机器在通过其各种状态的循环中选择的。为了为两个通道对A-C与B-C中的各个生成定时测量值，即通道间相位差测量值与Δt值，将来自三条通道的输出作用在计数器上。由这些计数器提供的定时测量值连同来自有限状态机器的状态信息一起提供给微型计算机，后者本身确定质量流率的当前对应值。此外，RTD输出与两个参照电压是通过一个适当的输入开关、V/F转换器及相关电路顺序地转换成对应的频率值，并通过与有限状态机器相关联的定时计数器进行计数。为此得出的计数随即由该计数器提交给微型计算机用于适当地修正表因子。

具体地如图所示，流量测量电路30包括三条相同的输入通道44、54与64，这里也分别称为通道A、C与B。此外，这一流量测量电路还包括多路复用器31、电路70、模拟开关35、参照电压发生器39、RTD输入电路42、微型计算机80、输出电路90以及输入电路95。

图3A与3B中所示的RTD输入电路42执行与图2A与2B中所示并在上面讨论过和RTD输入电路224相同的功能并且基本上包含相同的电路。

通道A与B中的每一条，其中以通道A作为示例，包含输入模拟电路，后者只是简单地表示为连接到一个电平检测器的一个放大器。对于通道A，放大器46提供适当的左速度传感器信号输入滤波、电平移位以及得出的移位信号的放大。电平检测器48(可以是一个上下限幅比较器)每当放大器46生成的输出信号升高到一个小的正电压以上或降低到一个小的负电压以下时在其输出信号上提供一个电平改变。在这一方面，这些通道中的每一条基本上提供与图2中所示的流量测量电路23中的对应电路相同的功能。图3A与3B中所示的通道C包含由放大器56与电平检测器58表示的电路。参照通道C除了电平检测器58所包含的为一个单一电平检测器而不是一个上下限幅比较器以外其它方面与通道A与B是十分相似的，它检测什么时候放大器56的输出信号超过一个小的正电压电平。多路复用器31是示例性地由三个分立的2至1多路复用器构成的，它有选择地引导或者出现在导线165_L上的左速度传感器信号或者出现在导线165_R上的右速度传感器信号送到三条通道中每一条的输入端。关于这一点，左与右速度传感器信号是分别作用在多路复用器31的第一(A₀、B₀与C₀)以及第二(A₁、B₁与C₁)输入端上的。选择信号S₀、S₁与S₂的状态指定右或左速度传感器信号中哪一个作用在该多路复用器的三个分立的(O_A、O_B与O_C)输出端上。由连接到选择输入端S₀与S₁的信号RPO-A与RPO-B构成的选择信号33导致多路复用器分离地引导左或右速度传感器信号两者之一分别作为对通道A与B的输入；而接地的选择信号S₂则导致多路复用器31连续地将出现在导线165_L上的左速度传感器信号引导到参照通道C的输入端上。选择信号33是由电路70中的控制逻辑72设置来执行适当的输入切换的。

电路70包括控制逻辑72与定时计数器74、76与78。电路70，最好是由一个单一的特殊用途的集成电路构成的，本质上是一个定义一个周期性并且重复发生的定时间隔与伴随的状态的序列的有限状态机器。在每一个这种定时间隔中，外部作用的输入信号能够起动与停止一个适当的定时计数器。在该间隔的结束时刻，可以以并行的格式读取定时计数器的内容供以后使用。当这一电路应用在流量测量电路30时，集合在一起作为计数器75的定时计数器74与76被分别用于确定通道对A-C与B-C的定时测量。定时计数器78是用于计数RTD输入电路42为通过开关35作用在其上的一个选定的模拟输入信号所生成的频率值的。控制逻辑72通过在导线79上施加一个适当的信号在各转换间隔之前复位这一计数器。控制逻辑72由众所周知的组合逻辑或其他逻辑构成。在以管周期中的持续时间初始化了调零与切换间隔之后，控制逻辑在导线33上生成选择信号来控制多路复用器31去选择与引导适当的波形传感器信号到通道A或B中适当的一个的输入端上，使得通道对重复地并且相对立地通过它们的调零与测量模式循环进行。此外，控制逻辑72还生成适当的控制信号，当这些信号经由导线77与79作用时，为各定时间隔适当地复位计数器76与74。此外，控制逻辑在导线34上生成去往模拟开关35的控制输入端(C)的适当的选择信号，这些选择信号使得该开关将其输入电压中特定的一个，即出现在导线195上的RTD电压或者两个参照电压中的一个(分别为零伏与1.9伏V_ref1或V_ref2)引导到RTD输入电路42的一个输入端供位于其中的V/F转换器41以后转换。参照电压V_ref2是从本身含有对温变表现出可忽略波动的高度稳定的电压源的参照电压发生器39经由导线38被提供。如以后将具体参照RTD温度处理例程1100(结合图11讨论)讨论的，V/F转换器是在时间交错的基础上每隔0.1秒对作用在模拟开关35的输入端(其中只具体地示出了三个与本发明相关的输入端I₀、I₁与I₂)上的八个模拟电压(只具体地示出并讨论其中与本发明相关的三个)中的被选中的每一个进行一次转换，每0.8秒种一次用于转换成一个对应的频率值。控制逻辑72指定在任何一个时间选择模拟开关35的输入电压中的哪一个。下面结合图4与5中分别示出的状态表400与定时图500相当详细地说明电路70的状态。

当电路70通过其不同的状态循环时(总共有八种状态)，这一电路将其当前状态的值写入一个内部寄存器(未示出)，当微型计算机80访问该寄存器时，该寄存器将这一值作用在导线85上。微型计算机80随即读取这一值，该值本身又允许微型计算机去适当地处理计数器75与78经由对应的内部寄存器(未示出)与导线87与88提供的计数值。导线87分别为通道对A-C与B-C向微型计算机80供应粗糙的定时测量值，指定为RAW-RATE-A与RAW-RATE-B。取决于各通道对正在其中工作的模式，RAW-RATR-A与RAW-RATE-B将以计数表示为各通道对各提供一个单一的通道间相位差测量计算机提供RTD与参照电压的计数频率测量数据。此外，逻辑72还将一个值写入另一个内部寄存器(未专门示出)，该值指定当时模拟开关35正在选择哪一个模拟电压供RTD输入电路42转换。该值也是经由导线85被微型计算机80读取的。

此外，微型计算机在导线84上作用适当的信号以控制电路70的整体操作。微型计算机还通过导线82向控制逻辑72提供适当的地址信号指定一个特定的内部寄存器，微型计算机将从这一寄存器中读取数据或向这一寄存器中写入数据。

微型计算机还通过导线91与93分别连接到众所周知的输出电路90，该电路在导线26上提供若干标准输出(诸如作为示例的显示器接口、通信端口、4-20mA输出导线263以及比例频率输出导线262)；以及众所周知的输入电路95，它向表提供连接若干种众所周知的输入设备(诸如开关、用户键盘、通信端口之类)。

微型计算机80使用市场上可购得的多种公知微处理器中的任何一种以及足够的随机存取存储器(RAM)83用于数据存储以及足够的只读存储器(ROM)86用于程序与常数存储。由于这一程序采用一种事件驱动任务体系结构，在微型计算机中提供了一个数据库以方便在各种任务之间传输也共享所测得的与计算出的数据。基于它的输入信息，具体地包含各对通道的通道间相位差测量值及Δt值的定时测量值，以及计数频率数据连同状态信息(所有这些都是由电路70供给的)，微型计算机80计入测出的内部相位延时适当地校正各通道对所生成的测量Δt值，确定一个精确的温度补偿的表因子，并在此以后使用校正后的Δt值与这一因子确定当前的质量流量与质量流率值，所有这些将在下面结合图6A与6B中所示的流量测量基本主循环600、图7A与7B中所示的零确定例程700、图8A与8B中所示的机械零例程800以及图11中所示的RTD温度处理例程1100作更详细的讨论。

为了提供对电路70与微型计算机80之间的交互作用的彻底理解，这一讨论现在将参照图4A、4B与5中所示的的定时图400及状态表500进行，它们集体详细描述了电路70提供的功能以及它们之间时间上的关系。为了方便理解，在下面的讨论中，读者必须自始至终同时参照图4A、4B及5。

图4A与4B中所示的定时图400定义各通道对的正常顺序的模态操作以及它们之间的时间上的关系。

如上所述，每一个通道对A-C或B-C，在一个测量模式或者一个调零模式两者之一中工作。当一个通道对在测量模式中工作时，另一个则在调零模式中工作，而在这些模式结束时互相交换这些模式。这些模式中各个的持续时间(“模态”间隔)永远是相同的，即时间“t”。在这一方面，通道对A-C的调零模式410及通道对B-C的测量模式420同时工作，通道对A-C与B-C各自的测量模式440与调零模式450、调零模式470与测量模式480也是一样。箭头430、460与490表示三个相继的模态间隔结束时通道对之间的模式转换。

通道C被连续地供给左(L)速度传感器信号并作为参照通道，另外两条通道中的每一条的内部相位延时便是相对于它不断地测定的。然而，作用在非参照通道A与B上的输入信号则是根据对应通道对A-C与B-C的模式在左与右(R)速度传感器信号之间切换的，并对各种不同的输入配置进行相位差测量从而为各对生成通道间相位差测重值或Δt值。

具体地，当一个通道对在测量模式中工作时，该对中的非参照通道，例如对A-C中的通道A，被供以右速度传感器信号并且测量值是由在该对中出现的通道间相位差构成的。这些测量值提供以粗流量为基础的Δt值。这些测量值自始至终出现在该通道存在于测量模式中的整个时间“t”中。在这一时间中，这些测量值被提供给微型计算机供以后处理成对应的质量流率值。

与之对比，任何通道对，例如对B-C，在其调零模式中以下列序列执行四个独立的功能：(a)在切换间隔中将该对中的非参照通道的输入端从右切换到左速度传感器信号；(b)在调零间隔中提供该通道对的内部相位延时的测量值(即“调零)；(c)在切换间隔中现次将非参照通道输入端切换回右速度传感器信号；以及(d)允许该对对一个调零间隔“有效”，在该间隔中可进行以流量为基础的Δt值的测量。由于在通道对B-C有效时相对的通道对，例如对A-C将在其测量间隔中有效地测量以流量为基础的Δt值，在这一“有效”间隔中两条通道能够同时提供同一速度传感器信号的以流量为基础的Δt值。如果有必要进行额外的误差校验，微型计算机可以处理由该“有效”通道对所提供的测量值并将得到的校正后的Δt值与使用另一通道对得到的那些Δt值与使用另一通道对得到的那些Δt值进行比较。它们之间的充分大的差异通常表明一种误差状态。

如图4A与4B中示例性地所示，每个切换间隔的持续时间是16个管周期，而每一个调零间隔则出现在2048个连续的管周期上。从而，由两个交错的切换与调零间隔构成的时间“t”出现在4128管周期上。在表初始化期间，图3A与3B所示的微型计算机80将以管周期表示的切换与调零间隔装入电路70并且具体地说装入其中的控制逻辑72。

如图5中为电路70所描绘的状态表500所示，在正常工作中，该电路连续地通过八种状态顺序循环，示例性地指明为状态26、46、26、66、6A、6C、6A与6E，其中两种状态，即状态26与6A是重复的。

这些状态中的每一种存在一个固定的持续时间，切换间隔或者调零间隔二者之一。在所有八种状态中，左速度传感器信号是连续地作用在参照通道C的输入端上的。

在前四种状态中(状态26、46、26、与66)，通道对A-C工作在测量模式中(此后称作通道A测量模式)而通道对B-C则并发地工作在其调零模式中(此后称作通道B调零模式)。在整个通道A测量模式中，电路70在多路复用器选择信号RPO-A上生成一个低电平，使得右速度传感器信号被连续地作用在通道A的输入端上。在这一模式中，如字母“X”所指明的，通道对A-C提供以流量为基础的Δt值并因而作为测量通道对。此外，在状态26开始时，为了首先将通道B输入端人右切换到左速度传感器信号，电路70最初以在多路复用器选择信号RPO-B上作用一个高电平来开始通道B调零模式的起始。这便开始了通道B的切换状态26，在这一状态中通道对B-C并不进行测量只是提供一个足够的时间间隔，即切换间隔t_sω，使通道B上的所用切换瞬态与类似的波动2稳定下来。一旦这一状态结束，电路70调用通道对B-C调零状态46。在状态46中(它持续调零间隔t_ZERO)电路70连续地对通道对B-C进行通道间相位差测量。微型计算机读取这些测量值并加以平均以得出该通道对的内部相位延时的一个以计数表示的测量值。在调零间隔结束时，通道B切换状态26重新出现将通道B的输入端从左速度传感器信号切换回右速度传感器信号。为了做到这一点，电路70在多路复用器选择信号RPO-B上生成一个低电平。这一状态，在其中在通道对B-C上不进行测量，再一次持续一个切换间隔的长度使得通道B上的所用切换瞬态之类能够稳定下来。在状态26结束时，两条通道有效状态65出现一个调零间隔的长度，在这一间隔中如有必须除了同时通过通道对A-C出现的那些测量值之外也可以通过通道对B-C测量以流量为基础的Δt测量值，两条通道都是“有效”的。在状态66结束时，状态6A、6C、6A与6E顺序地出现，它们只是在相对的通道对上提供相同的操作而已。所有的状态按顺序地重复，等等。

B.软件说明

有了上面的理解，现在将针对图3A与3B中所示的微型计算机80所执行的软件的各方面进行讨论。由于微型计算机能执行一系列与本发明无关的众所周知的管理与控制功能，诸如为一个基于任务的应用程序提供一个数据库管理程序及一个适当的系统环境，因此，为了简化下面的讨论；所有这些功能及伴随的软件已从下面的讨论中省略。

图6描绘了流量测量基本主循环600的一个简化的流程图，这一例程提供基本流量测量功能。

进入例程600时，执行进行到框610，在这里从电路70读取当前的粗相位差测量数据(RAW-RATE-A与RAW-RATE-B)及状态信息。取决于各通道对的当前模式，RAW-RATE-A与RAW-RATE-B将各提供以计数表示的一个单一的通道间相位差测量值或一个单一的Δt值两者之一。执行守框610之后，执行框620。该框执行零点确定例程700，它响应粗相位差测量值与状态信息并且如下面详细讨论的，将当前在测量模式中工作的通道对的相位差数据作为一个基于流量的Δt值进行处理，并将另一个通道对的相位差数据作炎一个通道间相位差测量值进行处理。这一例程利用这一测量值来确定后一通道对的电子零值。电子零值由两个值组成，即以与Δt相同的计数表示的两个通道对的每一对相关联的内部相位延时。此后，例程700确定科里奥利表的机械零点。机械零点是在Δt测量中的一个修正值，如下面所述，它是在表标定时出现的零流量状态中得到的。这些操作完成之后，例程700随即以表的机械零值是在该对在其上一次调零模式操作中事先确定的)校正在测量模式中操作的通道对的测出的当前Δt值。

例程700全部执行过后，执行从框620进行到630。在执行后一个框时，通过一个双杆软件滤波器滤波框620平生的经过校正的Δt值以消除噪声之类，从而生成一个当前的经过滤波的Δt值。以后执行进行到框640，它使用当前的经过滤波的Δt值及经过温度校正的流率因子计算当前容积与质量流率。这一温度因子是通过在中断基础上执行的RTD温度处理例程1100在周期性基础上加以更新的，如下面详细说明的。

框640完成时，执行框650。后者通过与对应的低流量(截断)极限条件进行比较检测容积与质量流率值，如果这些条件得到满足则暂时将容积与质量流率设置为零。此后，执行进行到框660，当执行该框时，它将当前容积与质量流量值存储在数据库中供以后使用，诸如用于周期性地更新显示、总流量读数与/或表输出。然后执行循环回例程610继续进行。

在图7A与7B中集体地描绘了零点确定例程700的流程图，图纸的正确拼接则示出在图7中。这一例程包括四个独立的段：电子零点确定例程710，电子零点补偿例程760，机械零点确定例程780，以及机械零点补偿例程790。如上面一般性地讨论的，例程700，具体地说通过例程710，确定当前在测量模式中操作的通道对的基于当前流量的Δt值，并且确定在其调零模式中操作的另一通道对的当前电子零点值。例程760以在测量模式中操作的通道对的最新电子零点值对来自该通道对的各当前测定的Δt值进行补偿。例程780确定表的机械零点。最后，例程790以表的机械零点值校正当前在其测量模式中操作的通道对的基于流量的Δt值。

具体地，在进入例程700时，特别是进入例程710时，执行首先进行到判定框703。该框判定变量STATE的值是否指示通道对A-C正在调零，即电路70的状态是否由值“6C”给定(见图5)。这一值是在微处理器80查询时由电路70提供的(见图3A与3B)。当现在出现这一状态时，则执行通过由判定框703发出的YES(是)进行到框706，如图7A与7B中所示。在执行后一个框时以RAW-RATE-A的当前值更新一个总和流率变量(TORAL-RATE)的值。如在调零间隔结束时所见到的，这一总和流率值是设置为等于零的。下面，执行框709将一个临时标志(TEMP-STATE)的状态设置为一个值(ZEROING-CHANNEL-A)表示通道对A-C当前正在进行调零。一旦出现这一情况，执行进行到框712，在那里只将一个循环计数器(COUNTER)的值增加1。然后，执行进行到判定框730。另一种情况，如果变量STATE的当前值指示通道对A-C不在调零，则执行通过从判定框703发出的NO(非)路径进行到判定框715。后一个判定框检测临时标志的状态以确定通道对A-C的调零是否刚结束，即是否该标志的值仍然等于ZEROING-CHAN-NEL-A。如果该通道对的调零刚刚结束，则判定框715经由其YES路径将执行导向框718。在执行后一个框(718)时计算通道对A-C的电子零点值，即ELECT-ZERO-A，作为已经求出其总和的独立测量值的一个单一的平均值，具体地说，将变量TOTAL-RATE的值除以循环计数器COUNTER的内容。一旦出现了这一情况，执行进行到框721将临时标志的值设置为另一个值，在这里为NOT-ZEROING-CHANNEL-A，它表明通道对A-C不在进行调零。此后，执行进行到框724，只将循环计数器与总和流率变量的值复位到零。然后，执行进行到判定框730。当通过对A-C并未完成调零与并不是刚刚完成调零时，执行也经由从判定框715发出的NO路径进行到这一判定框。

框730至751提供与框703-724相同的操作，但是用于确定通道对B-C的电子零点的值的，即ELECT-ZERO-B。具体地，判定框730判定变量STATE的值是否表明通道对B-C正在调零，即由值“46”给定电路70的状态(见图5)。如果现在正出现这一状态，则执行经由从判定框730发出的YES路径进行到框733，如图7A与7B所示。当执行后一个框时，以RAW-RATE-B的当前值更新总和流率变量TOTAL-RATE的值。如在这一调零间隔结束时将见到的，这一总和流率值是设置为等于零的。下面，执行框736将临时标志的状态TEMP-STATE设置为值(ZEROING-CHANNEL-B)指明通道对B-C现在正在进行调零。一旦出现这一情况，执行进行到框739只将循环计数器COUNTER的值增加1。执行随即进行到例程760。另一种情况，如果变量STATE的当前值表明通道对B-C不在调零，则执行经由从判定框730发出的NO路径进行到判定框742。后一个判定框检测临时标志的状态以判定是否通道对B-C刚刚结束调零，即是否这一标志的值仍然等于ZEROING-CHANNEL-B。如果该通道对刚刚结束调零，则判定框742通过其YES路径。将执行导向框745。在执行后一框时计算通道对B-C的电子零点值，即ELECT-ZERO-B，作为已经求出它们的总和的独立测量值的一个单一的平均值，具体地，将变量TOTAL-RATE的值除以循环计数器COUNTER的内容。一旦完成了这一计算，执行进行到框748将临时标志的值设置为另一个值，在这里为NOT-ZEROING-CHANNEL-R，它表示通道对B-C不在进行调零。此后，执行进行到框751，它只将循环计数器与总和流率变量的值复位到零。执行随即进行到例程760。另一种情况，如果通道对B-C并未完成与并不刚刚完成调零，执行也进行到这一例程，即经由判定框742发出的NO路径。在这一点上，完成了例程710的执行。由于在任何一个时间，通道对之一在其调零模式中操作的，为些而执行的适当步骤在这一时间总是在确定对应的变量ELECT-ZERO-A或ELECT-ZERO-B的当前值，如上所述。

电子零点补偿例程760只是以产生当前Δt测量值的特定的通道对的电子零点值校正。(补偿)该当前Δt测量值。具体地，进入这一例程时，执行进行到判定框763，根据当前正在其测量模式中操作的是通道对B-C还是通道对A-C，分别将执行导向框767开769。如果执行被导向框767，则在执行该框时，则从RAW-RATE-B中减去通道对B-C的电子零点值并将结果存储在变量Δt中。另一种情况，如果执行被导向框769，则在执行这一框时从TAW-RATE-A中减去通道对A-C的电子零点值并将结果存储在变量Δt中。在执行完框767或769之后，执行进行到机械零点确定的例程780。

例程780确定表的机械零点的当前值。具体地，进入例程780时，执行进行到判定框781。在执行该框时，判定是否需要找出当前的机械零点值。如上面所指出的，一个机械零点是在表标定中无流量条件下确定的。如果当前正在进行表标定工且如果用户通过按表电子设备上的一个适当按钮指示没有流量出现，则判定框781将执行经由其YES路径导向框784。后一框执行机械零点例程800，如下面将详细讨论的，为表确定当前的机械零点值(MECH-ZERO)。一旦确定了这一值，执行进行到机械零点补偿例程790。如果不在进行表标定或者如果用户并未指明没有流量出现则执行也经由从判定框781发出的NO路径进行到例程790。

机械零点例程790包括框792，它在执行时只从变量Δt的值中减去当前机械零点值MECH-ZERO，其结果是一个校正的Δt测量值，该值以后将被过滤并被主循环600(具体为图6中所示的框630与640)用于确定质量流率的当前值。一旦执行了框792，执行从例程710与700中出口，如图7A与7B中所示，并返回到流量测量基本主循环600。

如上面所讨论的，为了简化软件，例程700并不包含用于在各“有效”间隔中确定两个通道对的对应的校正Δt值以及比较这些结果对检测它们之间的足够大的差别及与之关联的系统误差的相应软件。例程700可以方便地由任何熟悉该技术的人员加以修改以加入这一软件。

图8A与8B一起描绘了机械零点例程800的流程图；这两张图纸的正确拼接示出在图8中。如上面所讨论的，例程800确定表的机械零点的当前值。本质上并如上面所讨论的，这一零点的当前值是首先计算在表标定中无流量条件下得到的Δt值的标准偏移δΔt来确定的。这一标准偏移提供在无流量条件下出现在Δt测量值上的噪声的一个度量。只有当噪声充分低时，即标准偏移的值低于一个最小阈值时，机械零点的最新值才被更新以反映其当前值；否则，只是简单地忽略这一当前值。用于确定标准偏移的测得Δt值的数目是由下述三条准则中的任何一条控制的：(a)一位用户通过按一个适当的按钮终止机械调零，或者(c)如果已经取得了一个予定数目的测得Δt值。此外，在以其当前值取代其最近值以前，要进行适当的极限校验以保证机械零点的当前值位于予先定义的界限之内。

具体地，进入例程800时，执行进行到判定框803。在执行该框时，它检测一个标志(ZERO STATE)的状态以判定是否确定机械零点的过程当前正在进行。这一标志是由相应的软件(未示出)设置来起动这一过程的。如果这一过程正在进行，判定框803互由其YES路径将执行导向框806。执行后一个框时，以当前Δt值更新一个总和变量(ZERO-TOTAL)的值。以后将会看到，这一总和值是在调零间隔结束时设置为等于零的。一旦执行了框806，执行进行到框809将一个循环计数器ZERO-COUNT的内容增加1。此后，执行进行到判定框820。另一种情况，如果当前不在确定机械零点值，即ZERO STATE标志的状态现在无效，则执行经由从判定框803发出的NO路径进行到框812。后一个框将ZERO-STATE标志复位到有效状态，设置ZERO-TORAL与循环计数器ZERO-COUNT的值为零，并将变量MIN-STD-DEV的值设置为一个大的予定数(只要它充分超过标准偏移的期望值，它的具体值是无关紧要的)。此后，执行框816复位所有与机械零点过程相关的误差标志。实现了这一点以后，执行进行到判定框820。

执行判定框820时，判定是否已经出现了确定一个机械零点值所需的最少个数的测得的Δt值，即具体地说是否循环计数器ZE-RO-COUNT的当前值超过了一个予定的最小值MIN-ZERO-COUNT，后者通常等于十进制值“100”。如果足够数量的Δt值已经出现，则执行经由路径872及从判定框820发出的NO路径822从例程800出口。另一种情况，如果出现了最小数量的Δt值则，则判定框820将执行通过其YES路径导向框823。执行后一个框时，更新到目前为止为用于确定一个机械零点值而当前已经测定的-Δt值的标准偏移δ，并将结果存储在变量STD-DEV中。一旦这一事件出现，执行进行到判定框826，它对照一个为此而设置的最小值检验得出的标准偏移值。如果得出的标准偏移小于该最小值，判定框7826将执行经由其YES路径导向框829。后一个框计算机械零点的一个暂时当前值(MECH-ZERO-TEMP)，它是在当前的机械零点过程中到此为止所得到的总和Δt值的一个平均值，即ZERO-TOTAL的值除以循环计数器ZERO-COUNT的内容。一旦这一事件发生，框829将最小标准偏移值设置为等于标准偏移的当前值。这样做，在这一当前机械零点过程中到此为止所已确定的标准偏移的最小值便总是可以以下面要讨论的方式使用来判定机械零点的当前值是否噪声太大从而不能接受。一旦框829完全执行以后，执行进行到判定框823。另一种情况，如果标准偏移的当前值现在等于或超过其最小值时，执行径由判定框826发出的NO路径也进行到这一判定框823。

在这一点上，通过判定框823、836与840顺序进行三个独立的检测，以确定是否已经取得了判定当前机械零值的足够数量Δt值。这种测量继续进行到产生足够的数量。具体地，判定框823判定标准偏移的当前值是否小于一个收敛极限。在这一情况中，如果标准偏移随相继的Δt值而下降，并且已降到一个予定极限值以下则任何附加的测量不大会对机械零值产生有害的影响。相应地，如果标准偏移以此方式下降，则判定框823通过其YES路径将执行导向判定框843。另一种情况，如果标准偏移的当前值仍高于收敛极限，则执行经由从判定框823发出的NO路径进行到判定框836。后一判定框判定用户是否已经按下一个按钮或者已向表提出适当的指示结束当前的机械零点过程。如果用户终止这一过程，则判定框836通过其TES路径将执行导向判定框843。另一种情况，如果用户并未终止当前的机械零点过程，则则判定框836通过其NO路径将执行导向判定框840。执行判定框840时，判定测量Δt值的最大次数MAX-COUNT是否刚刚出现。如果这一最大数量的测量次数，例如2000次测量，已经出现，则判定框840通过其YES路径将执行导向判定框843。另一种情况，如果这种测量的最大次数并未出现，则为了适当地处理下一个相继的Δt测量值，执行径由从判定框840发出的NO路径841并经由路径872从例程800出口。

在例程800的这一点上，已经根据足够数量的相继的Δt测量值确定了机械零点的一个虽然是暂时的当前值。判定框843、846与851现在判定这一机械零点值是否位于予定的极限之内，例如作为示例±3μsec(微秒)，以及这一机械零点值是否是相对地无噪声的。具体地，判定框843判定当前暂时机械零点值是否小于一个下限，即作为示例的-3μsec。如果在负方向上超过了这一极限，则判定框843通过其TES路径将执行导向框854。由于这表示一种错误状态，执行框854时将一个相应的错误标志，即MECHANICAL ZEROTOO LOW(机械零点太低)，设置为真。另一种情况，如果下限没有在负方向上被超出，则判定框843通过其NO路径将执行导向判定框846，后一判定框判定当前暂时机械零点值是否大于一个上限，即作为示例的+3μsec。如果，在正方向超过了这一极限，则判定框846通过其YES路径将执行导向框859。由于这表示一种错误状态，执行框859时将一个相应的错误标志，即MECHANICAL ZEROTOO HIGH(机械零点太高)，设置为真。上下±3μsec限值是根据经验确定的，作为本受让人当前制造的表的所有以无流量为基础的Δt值所必须位于其间的值。另一种情况，如果这两个极限中没有一个被超过，则判定框846通过其NO路径将执行导向判定框851。后一判定框判定暂时机械零点值是否充分地无噪声，即是否所有用于生成这一值的相继的Δt值都具有小于给定的变化量，这时通过将现在的最小标准偏移值与一个等于收敛值的一个予置的整数倍(“n”)，通常为两倍，进行比较而判定的。

关于这一点，当标准偏移达到其最小值时机械零点的最容易重复的值往往会出现。似乎这是因为测得的Δt值将受到周期性噪声，诸如60Hz(赫兹)交流声及其谐波的损害而出现的，这些交流声与速度传感器信号(即计数器75每一管周期被读取一次)的采率相差拍从而产生在测量的Δt值中出现的拍频。虽然在不同的装置中噪声的幅值通常是变化的，但是我期望在正常操作中永远存在一些这样的噪声，在本受让人所制造的表的范围内，速度信号具有30-180Hz范围内的基频。当噪声与这一采样率同相时拍频的幅值将为最低，而随着噪声逐步与采样率不同相而增加，从而导致在则出的无流量Δt值中的易变性与误差的增加。因此，标准偏移的最小值是用于判定得出的机械值是否噪声太高。具体地，如果判定框851判定最小标准偏移超过了“n”倍收敛极限的限度，则当前暂时机械零点值仅仅是具有太高的噪声而被忽略。由于这一表明一种错误状态，判定框851通过其YES路径将执行导向框826。在执行后一框时，将一个相应的错误标志，即MECHANICAL ZERO TOO HIGH(机械零点太高)，设置为真。另一种情况，如果最小标准偏移充分地低，从而指示暂时机械零点值是相对地无噪声的，则判定框851通过其NO路径将执行导向框865。后一框将机械零点值MECH-ZERO更新为等于暂时机械零点值MECH-ZERO-TEMP。一旦框854、859、862或865已执行过后，执行进行到框870，它将标志ZE-RO-STATE的值设置为无效以反映机械零点过程已经结束，现在已不再进行。一旦出现了这一点，执行便从例程800退出。

已经描述了机械零点过程之后，图9用图形示出相关的调零操作，这些操作出现在能在这一过程中得到的标准偏移δΔt的各对应范围中。具体地，每当δΔt值位于区域910并因而小于收敛极限(l)，调零立即停止并接受得到的机械零点值。对于任何位于区域920中的δΔt值并因而是大于收敛极限但小于该极限的“n”倍的，调零继续进行直到已经进行了由变量值MAX-COUNT给定的最大次数的Δt测量。这一对管周期(tube cycles)表示的数字定义一个最大调零间隔。对于任何位于区域930中并因而超过收敛极限的“n”倍的δΔt值，调零立即停止。相关的当前机械零点值只是简单地被忽略而采用其最近的值。

图10图形示出可接受与不可接受的机械零点值的范围。如图所示，错误的机械零点值是位于区域1020并因而是在负方向上大于-3μsec的负极限的那些值或者位于区域1030并且在正方向上大于+3μsec的正极限的那些值。如果机械零点被判定为具有这些值，则简单地忽略该值。只有位于区域1010中并因而在负与正极限之间的那些机械零点值得取接受。

图11示出RTD温度处理例程1100的流程图。如上面所讨论的，这一例程每隔0.8秒在周期性中断的基础上操作，以提供本质上对RTD的温度波动不敏感的一个数字化的流通管温度值，并使用该值计算一个温度补偿的表因子(RF)的当前值。然后将该值存储在微型计算机中的数据库中供以后例程600在确定当前质量流率值中使用。

进入例程1100时，执行进行到框1100。执行这一框时，使模拟开关35将RTD电压送至V/F转换器41(见图3A与3B)的输入端用于以后的转换。为了具体实现这一点，微处理器80经由导线82与84将适当的地址与控制信号作用在电路70上并具体地作用在位于其中的控制逻辑72上。这些信号本身又指令该逻辑在导线34上将相应的选择信号作用在模拟开关上。这一事件发生后，并且经过了一个相应的计数间隔，图11中所示的框1110读取计数器78(图3A与3B中所示)的内容，该内容包含一个与模拟由RTD电压转换的频率成比例的计数值。此后，如图11所示，执行进行到框1120。执行这一框时，通过一个双杆软件过滤器(fwo-pole soft-ware filler)过滤从计数器78读出的内容并将得到的过滤的值存储在临时变量V-TO-F中。

此后，执行框1130，它从过滤的值中消除一个零点偏移以产生一个当前频率值CURRENT-FREQ。这一零点偏移值FREQ-AT-OV是一个以作用在其上的零输入电压(Vrefi)而由V/F转换器生成的一个非零的过滤的计数频率输出值。此后，执行框1140计算一个比例因子FREQ-PER-C，它表示每度C的计数的数量。这一因子是简单地由两个参照电压(V_ref1与V_ref2)，作为示例它们分别为地电位与1.9V)的过滤的计数值之间的差除以十进制数“380”得出的。由于两个参照电压的计数频率值是基本上与流通管的任何温度变化同时得到的，因而V/F转换器生成的任何温度变化将在这两个计数值中注入相等的误差成分。由于比例因子是使用这两个计数值之间的差而不是其中单独的一个值的大小计算出的，比例因子的值基本上不受由于温度波动而导致的计数的V/F输出中任何移位的影响。零位移值(FREQ-AT-OV)及过滤的计数1.9V参照值(FREQ-AT-1.9V)两者都是在每隔0.8秒的周期性中断的基础上由另一个未示出的例程确定的。这一对于任何本领域内的技术人员十分明白的例程使电路70将相应的选择信号作用在模拟开关上以首先在时间交错的基础上将地电位(V_ref1)或者1.9V(V_ref1)接入V/F转换器41的输入端，然后顺序地计数从V/F转换器41生成的频率值以及此后读取并过滤这一值及存储过滤的结果。

一旦框1140确定了比例因子，执行进行到框1150。该框通过将当前频率值除以比例因子计算RTD感测到的当前温度(TEMP)。此后执行进行到框1160。它使用一个表因子值与当前温度值计算温度补偿的表因子RF。对于一个科里奥利表，其表因子是一个已知的常数，它是在制造中根据经验确定的。一旦计算出了这一温度补偿的表因子，将它存储在数据库中供以后在确定质量流率中使用。然后，执行从例程1100中退出。

本领域中的技术人员现在肯定会理解，虽然两个通道对是并行地工作的，其中一对在其调零模式中工作而另一对则在其测量模式中工作，这些通道对可以是顺序地工作的。在这一情况中，一个工作中通道对将在其调零与/或测量模式中工作而另一通道对则保持在一种备用状态中。然后，两通道对在各模式结束时或者在工作中的通道对顺序地进行了其调零与测量模式两者之后周期性地从工作切换到备用状态。由于在顺序工作中，在任何时刻总有一个通道对备用状态中，因而，为了简化电路，可以使用一个通道对而不是两个，该一个对永远在工作中并且连续地在其测量与调零模式之间循环。在这些情况中，当一个有效地工作着的通道对正在进行其调零模式时，则没有流量测量将被进行。从而，为代替实际流量测量值，就需假设一个在此时间内正出现的流量值。因而，不论表是否只包含一个在其两种模式中循环的物理通道对或者包含两个对面一个对在任何时刻是无效的，在一个科里奥利表中以消除连续的流量测量而中任何时刻只有效地使用一个工作通道对有可能提供在一定程度上不精确的流量测量。反之，由于我的创造性的流量测量电路30永远有一个通道对在正常的流量测量操作中有效地测量任何时刻上的实际流量，该表以少许增加电路的复杂性为代价能够提供非常精确的流量测量。

此外，虽然在任何通道对的调零模式中提供了一个“有效”间隔，例如在这一间隔中可进行双流量测量及它们的通道间比较，但这一间隔在必要时是可以取消的，而对表精度并无不良影响。事实上，这样做可用一个调零间隔(即通道对将工作在“有效”间隔中的时间)缩短调零模式的持续时间或者通过适当地增加当时要进行的内部相位延时测量的次数延长该通道对实际调零的时间。

同样，本领域中的技术人员理解，虽然本公开的实施例利用U形流通管，但几乎任意大小与形状的流通管都可使用只要导管能够绕一条轴振荡以建立一个非惯性参考系。例如，这些导管可包括，但不限于，直管、S形导管或者环形导管。此外，虽然表是示出为包含两条平行流通管的，如果需要也可使用具有一条单一的流通管或者多于两条平行流通管(诸如三、四或甚至更多条)的实施例。

虽然这里仅示出并详细描述了本发明的一个单一的实施例，结合本发明的教导仍然有许多其它变型的实施例可以容易地由本领域的技术人员制成。

Claims (15)

1.一种用在科里奥利表中测量第一与第二输入信号的电路(30)，包括：

第一、第二与第三输入通道(44、54、64)，具有第一、第二与第三通道输入，用于响应于所述第一、第二与第三通道输入分别生成第一、第二与第三通道输出信号；

测量装置，包括：

    电路(70)，响应所述第一、第二与第三通道输出信号，

用于确定分别与所述输入通道的第一与第二对相关联的第一

与第二内部偏移值，并用于分别测量通过所述第一与第二对

的第一与第二信号值，从而生成第一与第二测量到的信号值；

以及

微型计算机(80)，响应所述第一与第二测量到的信号值以及所述第一与第二内部偏移值，用于分别以所述第一与第二内部偏移值补偿所述第一与第二测量到的信号值，以分别产生第一与第二经过补偿的值作为所述第一与第二输入信号的测量值；

多路复用器(31)，用于有选择地将所述第一或第二输入信号导向到所述第一、第二与第三输入通道的对应输入端；以及

控制电路(72)，连接到所述多路复用器及所述测量装置，用于指定哪一个所述输入信号要作为输入同时作用在每一个输入通道上，以及用于与所述测量装置联合操作所述多路复用器与所述第一与第二对输入通道，使得当第一对正在确定第一内部偏移延时值时，第二对正在测量第二信号值，以及用于在经过了一个预定的时间间隔之后反转所述通道对的操作，使得第一对将测量信号值而第二对将确定第二间隔偏移延时值，从而连续地测量第一与第二输入信号并以与该特定的通道对相关联的内部偏移值补偿各通道对所生成的第一与第二输入信号的测量值。

2.权利要求1的电路，其特征在于：

多路复用器(31)，连接到第一与第二输入信号，用于提供第一、第二与第三多路复用器输出并且响应选择信号进行操作，用于有选择地将所述第一或第二输入信号导向到各所述第一、第二或第三多路复用器的输出端；所述第一、第二与第三通道输入是分别连接到第一、第二与第三多路复用器输出端的；

第一与第二计数器(74、76)分别连接到第一与第二通道输出信号以及所述第二与第三通道输出信号，从而定义第一与第二通道对，其中所述第一与第二通道对分别测量第一与第二通道对输出信号以及所述第二与第三通道对输出信号的预定特征；以及

所述控制电路包括：

逻辑电路，连接到所述第一与第二数字测量电路以及所述多路复用器，用于生成所述选择信号，从而将所述第一或第二输入信号连续地导向到第二多路复用器输出端，并且有选择地将所述第一或第二信号导向到所述第一与第三多路复用器输出端的每一个，从而操作所述第一与第二通道对，使得两个所述通道对同时地工作在第一或第二模式的不同模式中，并且各所述通道对重复地在第一与第二模式之间循环；

其中：

对于工作在所述第一模式中的所述通道对之一，第一或第二输入信号是作用在所述那一个通道对的两个通道输入端上的，使得借此生成的一个第一测量到的值反映所述那一个通道对内部生成的预定偏移的一个值；以及

对于操作在所述第二模式中的所述通道对的对面的那一对，第一与第二输入信号是作用在所述对面的通道对的所述通道输入端的对应的两个上的，使得借此生成的一个第二测量到的值反映所述第一与第二输入信号的一个所要求的特征。

3.权利要求2的电路，其中，对于所述第一或第二通道中的任何一个，第一模式依次包括：一个第一切换间隔，在其中一个通道对的通道输入端之一通过所述输入多路复用器从第二输入信号切换到第一输入信号；一个调零间隔，在其中这一个通道对生成多个第一测量值；以及一个第二切换间隔，在其中这一通道输入端通过输入多路复用器从所述第一输入信号切换到所述第二输入信号。

4.权利要求3的电路，其中第一与第二切换间隔在持续时间上互相相等并且每个都充分地足够长使得在各间隔中出现的切换瞬态能够降低到一个预定的水平。

5.权利要求4的电路，其中所述逻辑电路进一步包括：

处理器(80)，用于生成所述选择信号并用于提供表示各个所述通道对的一个当前状态的状态信息，并且响应各通道对所生成的所述第一与第二测量值以及所述状态信息操作，用于以所述的一个通道对以前在第一模式中操作时所得到的第一测量补偿该通道对在第二模式中操作时所生成的多个第二测量值的每一个。

6.权利要求5的电路，其中所述要求的特征是一个在所述第一与第二输入信号上的对应点之间出现的一个时间差(Δt)，并且第一与第二通道对的所述第一测量值分别反映所述第一与第二通道对的内部相位延时。

7.权利要求6的电路，其中所述第一与第二数字测量电路各包括一个计数器(74、76)。

8.权利要求7的电路，其中在作用在所述第一、第二或第三通道输入端上的一个信号分别等于一个预定的幅值时的时刻，由所述第一，第二和第三输入通道相应地产生第一、第二和第三通道输出信号。

9.一种用在测量权利要求1的电路中用于测量第一和第二输入信号的方法，所述方法包括下列步骤：

响应所述第一、第二与第三通道输入，通过具有第一、第二与第三通道输入的第一、第二与第三输入通道分别生成第一、第二与第三通道输出信号；

响应所述第一、第二与第三通道输出信号，确定分别与所述输入通道的第一与第二对相关联的第一与第二内部偏移值，并且通过所述第一与第二对分别测量第一与第二信号值，从而生成第一与第二测量信号值；

根据所述第一与第二测量信号值以及所述第一与第二内部偏移值，分别以所述第一与第二内部偏移值补偿第一与第二测量信号值以分别产生第一与第二补偿的值作为所述第一与第二输入信号的测量值；

有选择地将所述第一或第二输入信号导向到所述第一、第二与第三输入通道的对应输入端；以及

对所述有选择地导向步骤指定所述输入信号中的哪一个要同时地作为输入作用在各个输入通道上，使得当第一对正在确定第一内部偏移延时值时第二对正在测量第二信号值，并且在经过了一个预定的时间间隔之后，反转所述通道对的操作，使得第一对将测量信号值而第二对将确定第二内部偏移延时值，从而连续地测量第一与第二输入信号并以与该特定通道对相关联的内部偏移值补偿由各通道对生成的第一与第二输入信号的测量值。

10.权利要求9的方法，进一步包括下述步骤：

通过连接到第一与第二输入信号的输入多路复用器，提供第一、第二与第三多路复用器输出，以及响应选择信号进行操作，有选择地将所述第一或第二输入信号导向到各所述第一、第二或第三多路复用器输出端；所述第一、第二与第三通道输入端是分别连接到第一、第二与第三多路复用器输出端的；

分别连接到第一与第二通道输出信号以及所述第二与第三通道输出信号的第一与第二计数器，从而定义第一与第二通道对，其中在所述第一与第二通道对中分别测量第一与第二通道对输出信号及所述第二与第三通道对输出信号的预定的特征；以及

生成所述选择信号，从而连续地将所述第一或第二输入信号导向到第二多路复用器输出端并且有选择地将所述第一或第二信号导向到各所述第一与第三多路复用器输出端的每一个，从而操作所述第一与第二通道对，使得两个所述通道对同时地操作在第一或第二模式的不同模式中并且各所述通道对重复地在第一与第二模式之间循环；

其中：

对于操作在所述第一模式中的一个所述通道对，将第一或第二输入信号作用在所述那一个通道对的两个通道输入端上，使得借此生成的一个第一测量值反映所述那一个通道对内部生成的预定偏移的一个值；以及

对于在所述第二模式中操作的一个对面的所述通道对，将第一与第二输入信号作用在所述对面的通道对的对应的两个所述通道输入端上，使得借此生成的一个第二测量值反映所述第一与第二输入信号的一个所要求的特征。

11.权利要求10的方法，其中，对于所述第一或第二通道对中的每一个，第一模式依次包括：一个第一切换间隔，在其中，一个通道对的一个通道输入端通过所述输入多路复用器从第二输入信号切换到第一输入信号；一个调零间隔，在其中，这一个通道对生成多个第一测量值；以及一个第二切换间隔，在其中，这一个通道输入端通过输入多路复用器从所述第一输入信号切换回所述第二输入信号。

12.权利要求11的方法，其中第一与第二切换间隔在持续时间上互相相等并且每个都充分地足够长，使得各间隔中出现的切换瞬态能够降低到一个预定的水平。

13.权利要求12的方法，进一步包括下述步骤：

生成所述选择信号并提供表示所述通道对中各个的一个当前状态的状态信息；以及

根据各通道对所生成的所述第一与第二测量值以及所述状态信息，以所述的一个通道对以前在其第一模式中操作中所得到的第一测量值补偿该通道对在第二模式中操作所生成的多个第二测量值中的每一个。

14.权利要求13的方法，其中所述所要求的特征是在所述第一与第二输入信号上的对应点之间出现的一个时间差(Δt)，以及第一与第二通道对的所述第一测量值分别反映所述第一与第二通道对的内部相位延时。

15.权利要求14的方法，其中在作用在所述第一、第二或第三通道输入端上的一个信号分别等于一个预定的幅值时的时刻，由所述第一，第二和第三输入通道相应地产生第一，第二和第三通道输出信号。

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