CN115250153B - 一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法及系统，方法包括以下步骤：将并行信号的当前帧一路保存，另一路进行交叠后计算频域信息；若存在匹配频域信息的跟踪通道，并行信号的当前帧输入该跟踪通道，否则输入空闲的跟踪通道，跟踪通道交替选择滤波器；跟踪通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，然后被选择的滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由跟踪通道进行上变频还原，得到滤波后的信号；将此次滤波器滤波后的信号与前一滤波器滤波后的信号拼接。本发明能够对非合作信号逐帧的、自适应的选取信道参数进行信道化，并能够使用多个窄信道对大带宽调频信号进行滤波后拼接完成信道化。

Description

一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法及系统

技术领域

本发明涉及电磁信号处理领域，尤其涉及一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法及系统。

背景技术

电磁信号处理的主要作用是利用电子设备对电磁波信号进行截获、检测、识别，通过分析信号的各项参数进而获取更有价值的情报，为我方各项行动的实施提供重要的保障。而对电磁信号的有效接收和实时处理是电磁信号处理的基础，一般采用宽带数字接收机来实现。

数字信道化技术是宽带数字接收机的核心技术，目前，数字信道化技术经过多年发展，从原型结构逐步优化，但各信道参数固定，无法针对非合作信号进行灵活的自适应接收，缺乏实时调整。使用数字信道化技术对非合作电磁信号进行侦察接收时，部分非合作信号在接收过程中可能会因为信号频段、带宽等与信道匹配度较差，出现信号跨道、信号丢失、信噪比提升效果不佳等问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法及系统，能够对非合作信号逐帧的、自适应的选取信道参数进行信道化，信道更加准确，高效；能够使用多个窄信道对大带宽调频信号进行滤波后拼接完成信道化，相应的拥有更高信噪比。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：

一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法，包括以下步骤：

S1）获取并行信号，将所述并行信号的当前帧一路保存，且另一路进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold，获取所述频谱specMaxHold的频域信息；

S2）若存在匹配所述频域信息的跟踪通道，将所述跟踪通道作为目标通道，若不存在匹配所述频域信息的跟踪通道，选取空闲的跟踪通道作为目标通道，用所述频域信息更新目标通道的信道参数，将并行信号的当前帧输入目标通道，根据所述信道参数更新目标通道中目标滤波器的滤波参数，所述目标通道包括两个滤波器，且交替选择其中一个作为目标滤波器；

S3）所述目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，然后目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由目标通道进行上变频还原，得到所述目标滤波器滤波后的并行信号帧；

S4）将所述目标滤波器滤波后的并行信号帧与目标通道的前一目标滤波器滤波后的并行信号帧拼接，返回步骤S1）直到所述并行信号获取完毕。

进一步的，所述并行信号为六路并行信号，所述进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold的步骤包括：

将所述并行信号的当前帧中相邻两拍的数据组成八路并行信号，并分别将每一拍八路并行信号写入对应的预设FIFO；

若所有FIFO非空，分别对每个FIFO中的数据进行傅里叶变换，得到每个FIFO对应的频谱，对所述频谱求模并进行最大保持，得到用于谱分析的频谱specMaxHold。

进一步的，选取空闲的跟踪通道作为目标通道之前，还包括设定空闲的跟踪通道的步骤，具体包括：若当前跟踪通道的信道参数与包含并行信号的当前帧的连续K帧对应的频域信息在频域不相邻，或没有交叠，则设定当前跟踪通道为空闲的跟踪通道。

进一步的，步骤S3）中所述目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号具体包括：所述目标通道根据信道参数中的载频信息fre，将并行信号的当前帧变频至零频获得信号sgnMixDown；然后根据信道参数中带宽信息band选取对应的滤波带宽filBand，并将滤波带宽filBand均分为N段得到N个子带宽subFilBand，分别按照各子带宽subFilBand的中心频率将信号sgnMixDown进行下变频，得到不同中心频率的N个并行信号。

进一步的，所述子带宽的中心频率位于fre±n·subFilBand，分别按照各子带宽subFilBand的中心频率将信号sgnMixDown进行下变频的步骤包括：

若n=0，根据频率fre生成载频为-f的本振信号，将信号sgnMixDown下变频f，得到中心频率位于fre的并行信号；

若n＞0，根据频率n·subFilBand生成载频为-ndf的本振信号，将信号sgnMixDown下变频ndf，得到中心频率位于fre-n·subFilBand的并行信号，并保存所使用的系数；使用保存的系数进行将信号sgnMixDown下变频ndf的共轭计算，得到将信号sgnMixDown上变频ndf的中心频率位于fre+n·subFilBand的并行信号。

进一步的，步骤S3）中目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波的步骤包括：

获取当前并行信号，并根据滑动窗口的长度，计算得到应加的新进数据和应减的已过数据；

将当前并行信号加上新进数据并减去已过数据后，对每一路信号根据滤波窗长递归累加；

分别将每一路信号递归累加的结果重组相加，得到当前并行信号滑动均值滤波的结果。

进一步的，对每一路信号根据滤波窗长递归累加的表达式如下：

y(n + m) = x(6n + m) + x(6(n + 1) + m) + …+ x(6(n + k - 1) + m)

上式中，x（）为信号，

（）为递归累加结果，n表示信号中第n个点，m≥0，分别表示并 行信号中每一路，

为滤波窗长。

进一步的，将每一路信号递归累加的结果重组相加的表达式如下：

Y(0) = y(n)z ^-1 + y(n + 1)z ^-1 + …+ y(n + m)z ^-1

Y(1) = y(n) + y(n + 1)z ^-1 + …+ y(n + m)z ^-1

……

Y(m) = y(n) + y(n + 1) + y(n + 2) + …+ y(n + m)z ^-1

上式中，y(n)…y(n + m)分别表示并行信号每一路递归累加的结果，z ^-1表示预设的延时，m≥0，分别表示并行信号中每一路，Y(0) …Y(m)分别表示并行信号中每一路滑动均值滤波的结果。

进一步的，所述步骤S3）中由目标通道进行上变频还原的表达式如下：

上式中，f表示并行信号的当前帧的频域信息中的中心频率，lo表示根据并行信号的当前帧的频域信息中的信号带宽选择的滤波带宽，L表示由滤波带宽确定的滑动均值滤波窗长，smooth(~,L)表示以窗长L做滑动均值滤波操作，sgn _filtered 表示滤波后的并行信号帧。

本发明还提出一种自适应跟踪滤波的数字信道化系统，包括：

频谱检测模块，用于获取并行信号，将所述并行信号的当前帧一路保存，且另一路进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold，获取所述频谱specMaxHold的频域信息；

跟踪通道，用于匹配所述频域信息时，或不匹配所述频域信息但空闲时作为目标通道，用所述频域信息更新目标通道的信道参数，将并行信号的当前帧输入目标通道，根据所述信道参数更新目标通道中目标滤波器的滤波参数，所述目标通道包括两个滤波器，且交替选择其中一个作为目标滤波器；然后所述目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，且目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由目标通道进行上变频还原，得到所述目标滤波器滤波后的并行信号帧；最后将所述目标滤波器滤波后的并行信号帧与目标通道的前一目标滤波器滤波后的并行信号帧拼接。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

本发明对信号逐帧进行频谱分析，提取各信号载频、带宽，形成对应的信道参数，与各跟踪通道的信道参数关联匹配，若匹配上则更新相应跟踪通道的信道参数，未匹配上的新信号，分配空闲跟踪通道使用；跟踪通道根据逐帧更新的信道参数，对信号进行引导式滤波的信道化处理，当跟踪通道未与谱分析中信号相关联的帧数达到预设值K，则状态设为空闲并等待新的信号。区别于一般的引导式滤波，一是低通滤波采用分频点的均值滤波后还原方法，二是当同一信号跨帧且信道参数更新时，为保证信号相位的连续，采用了两组并行的滤波器滤波，然后将两组滤波后信号拼接输出。因此本发明相较一般的数字信道化具有以下几点优势：

1、谱分析时，通过缓存控制来实现数据交叠，降低了小脉宽信号的漏检概率。对于小脉宽信号，当被分割开进行512点谱分析时，信号强度降低，导致无法过门限而漏检，而数据的交叠避免了小信号被分割的情况；

2、信道不固定，且能针对跟踪信号逐帧的、自适应的更新。跟踪通道的信道参数由实际单帧信号的频域参数确定（且保证滤波后跨帧信号的相位连续），信道化结果更加准确、信噪比更高；

3、跟踪通道使用了两组结构相同的滤波器，交替更新这两个滤波器的参数并控制两个滤波器交替工作，拼接滤波结果。避免了一般滤波结果在帧边界处相位不连续，引入额外特征量的问题；

4、每组滤波器采取多点均值滤波还原的方式实现。当FPGA多路并行进行信号处理时，一般的，并行滤波对DSP资源的使用与并行路数呈指数关系增长，而均值滤波所需为加法器资源，且设计合理，不同带宽的均值滤波可以共用加法器，大量减少FPGA资源使用。

5、信号不再被信道化分割。信号在经过带通滤波后，不再需要对其进行判断、重构还原，降低了系统复杂度。

附图说明

图1为本发明实施例的工作原理图。

图2为本发明实施例的简要流程图。

图3为本发明实施例的跟踪通道工作原理图。

图4为本发明实施例中数据交叠示意图。

图5为本发明实施例中频谱计算示意图。

图6为本发明实施例的跟踪通道中滤波器的时序图。

图7为本发明实施例的滤波器交替工作原理图。

图8为本发明实施例中原始信号与下变频信号的频谱对比图。

图9为本发明实施例中滤波器进行下变频的工作原理图。

图10为本发明实施例中滤波器进行滑动均值滤波的工作原理图第一部分。

图11为本发明实施例中滤波器进行滑动均值滤波的工作原理图第二部分。

图12为本发明实施例中两组滤波器输出及其拼接结果时序图。

具体实施方式

以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本发明的保护范围。

针对数字信道化技术对于非合作信号接收的接收过程中存在的问题，我们考虑逐帧分析各信号频域信息，将频域信息与跟踪通道的信道参数关联匹配实现对信号的跟踪，然后由跟踪通道根据信号频域信息自适应的选取信道参数，提高了对非合作信号信道化的准确性、合理性，同时避免了跨信道引起的各类问题；后续跟踪通道采用A、B两组滤波器进行滤波，以此保证分帧进行滤波后信号相位的连续性，不引入额外信号特征量；两组滤波器均使用多频点平滑滤波还原实现，一般情况下，在高速多路流水运行的FPGA电路中，多路并行的滤波，fir滤波器所需DSP资源与路数呈指数关系，而平滑滤波所需为加法器，且可选多带宽下，平滑均值能够对加法器及延迟线进行复用，因此该方案能极大降低算法对FPGA芯片资源的要求。

基于上述构思，本实施例首先对FPGA电路进行以下配置：

FPGA处理时钟为200MHz，输入6路并行的零中频复信号sgn_6x200，系统瞬时工作带宽1GHz，范围为±500MHz，首尾各留100MHz裕度，设置4个跟踪通道

然后提出一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法，如图1和图2所示，包括以下步骤：

S1）获取并行信号，将并行信号的当前帧一路保存，且另一路进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold，获取频谱specMaxHold的频域信息；

S2）若存在匹配频域信息的跟踪通道，将跟踪通道作为目标通道，若不存在匹配频域信息的跟踪通道，选取空闲的跟踪通道作为目标通道，用频域信息更新目标通道的信道参数，将并行信号的当前帧输入目标通道，根据信道参数更新目标通道中目标滤波器的滤波参数，如图3所示，本实施例中，每个跟踪通道均设置有滤波器A和滤波器B这两个相同的滤波器，且目标通道每次信道参数更新完成后会交替选择其中一个作为目标滤波器；

S3）目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，然后目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由目标通道进行上变频还原，得到目标滤波器滤波后的并行信号帧；

S4）将目标滤波器滤波后的并行信号帧与目标通道的前一目标滤波器滤波后的并行信号帧拼接，返回步骤S1）直到并行信号获取完毕。

本实施例的步骤S1）中，进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold的过程是对六路并行输入信号sgn_6x200进行缓存控制，具体包括以下两步：

首先，将并行信号的当前帧中相邻两拍的数据组成八路并行信号，并分别将每一拍八路并行信号写入对应的预设FIFO；

具体的，如图4所示，六路并行信号每一拍与前一拍剩余数据凑成sgn_8x200，即八路并行信号，图中第一拍只有6路数据，无法凑成完整8路，sgn_8x200无效，后三拍皆能凑出完整8路，第五拍时，前一拍无剩余数据，因此无法凑成完整八路，sgn_8x200无效，因此八路并行信号sgn_8x200每4拍依次循环；

相对应的，本实施例中使用8路FIFO来读写每一拍八路并行信号，这8路FIFO需两两交叠128个数据，即16拍sgn_8x200，各路独立输出512点，各路FIFO数据输入皆为sgn_ 8x200，因此各FIFO输入64拍即停止，且存在3个FIFO同时写的情况，各FIFO写信号经计数器控制，计数器从0至383循环计数，当sgn_8x200有效时，计数器加1，对于各FIFO写的控制具体如下表所示。

表1 8路FIFO写信号控制表

然后，当8路FIFO的第8个FIFO非空，即所有FIFO非空时，如图5所示，开始从每一路FIFO读取数据，并调用FPGA的FFT IP核分别对每个FIFO中读取的数据进行512点傅里叶变换，得到每个FIFO对应的8路频谱，对这8路频谱求模并进行最大保持，最大保持结果为单帧512频谱，其对应sgn_6x200的512*6点数据，即用于谱分析的频谱specMaxHold，对频谱求模并进行最大保持为本领域常用的方法，且本方案未涉及其具体计算过程的改进，在此不再赘述。

本实施例的步骤S1）中，获取频谱specMaxHold的频域信息通过谱分析，进行过门限检测，提取频谱specMaxHold的各个过门限信号的频域信息，包括中心频率、带宽、功率等，过门限检测为本领域常用的方法，且本方案未涉及其具体计算过程的改进，在此不再赘述。

本实施例的步骤S2）中，匹配频域信息的跟踪通道是指，若跟踪通道的信道参数与频域信息在频域相邻或交叠，则判断为匹配成功，因此选取空闲的跟踪通道作为目标通道之前，还包括设定空闲的跟踪通道的步骤，具体包括：若当前跟踪通道的信道参数与包含并行信号的当前帧的连续K帧对应的频域信息在频域不相邻，或没有交叠，则设定当前跟踪通道为空闲的跟踪通道。本实施例中K的值为2，即跟踪通道与信号sgn_6x200连续两帧不匹配时，则设定为空闲的跟踪通道。

本实施例的步骤S2）中，将并行信号的当前帧输入目标通道之后，为了实现滤波器A和滤波器B的交替工作，如图7所示，配置脉冲直接发送到滤波器A对应的寄存器及计数器，且取反后发送到滤波器B对应的寄存器及计数器，从而配置脉冲的值为1时，滤波器A对应的寄存器及计数器被使能，而滤波器B对应的寄存器及计数器收到的配置脉冲的值为0，因此不会工作，同样的，配置脉冲的值为0时，滤波器A对应的寄存器及计数器不工作而滤波器B对应的寄存器及计数器被使能。寄存器被使能时，获取跟踪通道的信道参数bpf_coe并以此来更新对应的滤波器A或滤波器B的滤波参数，例如根据信道参数中带宽信息选择滤波带宽，然后由滤波带宽确定滑动均值滤波窗长，而计数器被使能时，收到配置脉冲后从0开始进行计数，直到计数值大于等于滑动均值滤波窗长，并将每个计数值发往对应的选择器，选择器在计数值小于滑动均值滤波窗长时输出高电平作为对应的滤波器A或滤波器B的输入有效标志。本实施例中，配置脉冲初始值为0，信道参数更新完毕后，生成脉冲bpf_set作为信道参数更新标志，配置脉冲每收到脉冲bpf_set则取一次反，从而，每当目标通道配置完毕信道参数，其交替选择滤波器A或滤波器B作为目标滤波器，并更新目标滤波器的滤波参数以及输入有效标志。如图6所示，其中bpf_coe为信道参数，bpf_set为信道参数更新标志，A_coe、A_valid分别为滤波器A的滤波参数与输入有效标志，同理B_coe、B_valid分别为滤波器B的滤波参数与输入有效标志，可以看出，滤波器A和波器B的输入有效标志互相交替，每次出现脉冲bpf_set时，滤波器A和波器B的滤波参数被更新为此时的信道参数bpf_coe，且滤波器A和波器B的输入有效标志也在出现脉冲bpf_set时取反。本实施例中，通过调整滑动均值滤波窗长，使得滤波器A和波器B的输入有效标志长(512+128)拍，因此两个输入有效标志交叠128拍(6*128点)，此处交叠即避免滤波参数切换时，引起的信号在帧边界相位不连续。

本实施例的步骤S3）中，目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号具体包括：

目标通道根据信道参数bpf_coe中的载频信息fre，将并行信号sgn_6x200的当前帧变频至零频获得信号sgnMixDown，将信号变频为零频为本领域常用的方法，且本方案未涉及其具体计算过程的改进，在此不再赘述；

然后根据信道参数bpf_coe中带宽信息band选取对应的滤波带宽filBand，可选滤波带宽为500、 250、125、62.5、31.25、15.625、7.8125MHz，分别对应6*2、6*4、6*8、…、6*64、6*128点均值滤波，两者关系为：

（1）

上式中，fs为信道参数bpf_coe中的带宽，N为需要将滤波带宽filBand均分的数量。

本实施例中，N取值为5，因此将滤波带宽filBand均分为5段得到5个子带宽subFilBand，分别按照各子带宽subFilBand的中心频率将信号sgnMixDown进行下变频，得到原始中心频率分别位于fre，fre±1subFilBand，fre±2subFilBand的5个不同中心频率的并行信号，且这5个并行信号均为6路并行的复信号，如图8所示，其中a表示并行信号sgn_ 6x200的频谱，b表示下变频后中心频率位于fre的并行信号频谱，c表示下变频后中心频率位于fre-1subFilBand的并行信号频谱，d表示下变频后中心频率位于fre-2subFilBand的并行信号频谱。

本实施例中，中心频率位于fre±n·subFilBand（n≥1）的两个并行信号是共轭的一组本振混频，设存在一个信号sgn，将其表示如下，其中sgn表示信号，a表示信号实部，b表示信号虚部，则有：

sgn=a+1j*b（2）

同时，设本振信号lo表示如下，其中c表示其实部，d表示其虚部，则有：

lo=c+1j*d（3）

将信号sgn上变频lo的频率与下变频lo的频率结果分别表示为sgn _f+lo 、sgn _f-lo ，则其公式表示如下：

sgn _f+lo =sgn×lo=（ac-bd）+1j*（bc+ad）（4）

sgn _f-lo =sgn×conj(lo)=（ac+bd）+1j*（bc-ad）（5）

由式（4）和式（5）发现，信号sgn对于同一本振lo上变频和下变频的结果中，ac,bd,bc,ad此四组系数仅有运算符存在区别，可进行复用从而能减少混频所需DSP资源。

因此，如图9所示，本实施例中，分别按照各子带宽subFilBand的中心频率将信号sgnMixDown进行下变频的步骤包括：

若n=0，根据频率fre生成载频为-f的本振信号，使用FPGA的复乘IP核将信号sgnMixDown下变频f，得到中心频率位于fre的并行信号；

若n＞0，如n为1或2时，根据频率n·subFilBand生成载频为-ndf的本振信号，将信号sgnMixDown下变频ndf，得到中心频率位于fre-n·subFilBand的并行信号，并保存所使用的系数；使用保存的系数进行将信号sgnMixDown下变频ndf的共轭计算，得到中心频率位于fre+n·subFilBand的并行信号，即将信号sgnMixDown上变频ndf的结果。

本实施例的步骤S3）中，目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波的步骤包括：

获取当前并行信号，并根据滑动窗口的长度，计算得到应加的新进数据和应减的已过数据；

将当前并行信号加上新进数据并减去已过数据后，对每一路信号根据滤波窗长递归累加；

分别将每一路信号递归累加的结果重组相加，得到当前并行信号滑动均值滤波的结果。

本实施例分别对5个变频后的6路并行复信号进行滑动均值滤波，滤波带宽为subFilBand，并使用递归方式完成计算，滑动均值滤波的表达式如下：

（6）

其中，n为滑窗长，x为信号，y为滤波结果，x(2n-1)表示应加的新进数据，x(n-1)表示应减的已过数据。如图10所示，本实施例中将FPGA的多个延时模块级联组成级联延迟线，各延时模块的输出与选择器相连，由滤波选择窗进行选择，由此可相应的取出上式中的x(2n-1)与x(n-1)，用于后续的递归计算。

如图10和图11所示，在递归计算中，对于当前6路并行复信号，其加上新进数据并减去已过数据后，对每一路信号根据滤波窗长递归累加的表达式如下：

y(n + m) = x(6n + m) + x(6(n + 1) + m) + …+ x(6(n + k - 1) + m)（7）

上式中，x（）为信号，

（）为递归累加结果，n表示信号中第n个点，m≥0，分别表示并 行信号中每一路，

为滤波窗长，对于6路并行复信号，m取值为5，则有：

第一路：y(n) = x(6n) + x(6(n + 1)) + …+ x(6(n + k - 1))（8）

第二路：y(n + 1) = x(6n + 1) + x(6(n + 1) + 1) + …+ x(6(n + k - 1) +1)（9）

依此递推，第六路递归累加结果为：

y(n + 5) = x(6n + 5) + x(6(n + 1) + 5) + …+ x(6(n + k - 1) + 5)（10）

如图11所示，将每一路信号递归累加的结果重组相加的表达式如下：

第一路：Y(0) = y(n)z ^-1 + y(n + 1)z ^-1 + …+ y(n + m)z ^-1（11）

第二路：Y(1) = y(n) + y(n + 1)z ^-1 + …+ y(n + m)z ^-1（12）

依此递推，最后一路为：

Y(m) = y(n) + y(n + 1) + y(n + 2) + …+ y(n + m)z ^-1（13）

上式中，y(n)…y(n + m)分别表示并行信号每一路递归累加的结果，z ^-1表示预设的延时，m≥0，分别表示并行信号中每一路，本实施例中m取值为5，Y(0) …Y(m)分别表示并行信号中每一路滑动均值滤波的结果。

本实施例的步骤S3）中，由目标通道进行上变频还原时，其首先对每个滑动均值滤波后的并行信号，使用对应的本振进行上变频还原，然后将还原后的所有信号相加，表达式如下：

（14）

上式中，f表示并行信号的当前帧的频域信息中的中心频率，lo表示根据并行信号的当前帧的频域信息中的信号带宽选择的滤波带宽，为N个并行信号中每个并行信号对应的子带宽subFilBand，L表示由滤波带宽确定的滑动均值滤波窗长，smooth(~,L)表示以窗长L做均值滤波操作，sgn _filtered 表示滤波后的并行信号帧，至此目标通道中的目标滤波器完成了并行信号的当前帧的滤波。

本实施例的步骤S4）中，如图12所示，图中sgn_bandFiled_A表示滤波器A输出，其相应输出有效信号为o_valid_A，sgn_bandFiled_B表示滤波器B输出，其相应输出有效信号为o_valid_B，两组滤波器拼接后结果为sgn_bandFiled，其有效信号为o_valid。两组滤波器输入信号的有效标记在帧长6*512的基础上前后延长了6*128点，以此保证了信号经低通滤波，两组滤波器滤波结果拼接后，在帧切换处相位的连续性。并且对于并行信号的下一帧，若根据步骤S1）得到频域信息后，继续匹配同一跟踪通道，则该跟踪通道作为目标通道，并选择另一滤波器作为目标滤波器，执行前述步骤S2）至步骤S4）的过程。

本发明还提出一种自适应跟踪滤波的数字信道化系统，包括：

频谱检测模块，用于获取并行信号，将并行信号的当前帧一路保存，且另一路进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold，获取频谱specMaxHold的频域信息；

跟踪通道，用于匹配频域信息时，或不匹配频域信息但空闲时作为目标通道，用频域信息更新目标通道的信道参数，将并行信号的当前帧输入目标通道，根据信道参数更新目标通道中目标滤波器的滤波参数，目标通道包括两个滤波器，且交替选择其中一个作为目标滤波器；然后目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，且目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由目标通道进行上变频还原，得到目标滤波器滤波后的并行信号帧；最后将目标滤波器滤波后的并行信号帧与目标通道的前一目标滤波器滤波后的并行信号帧拼接。

上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1）获取并行信号，将所述并行信号的当前帧一路保存，且另一路进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold，获取所述频谱specMaxHold的频域信息；

S2）若存在匹配所述频域信息的跟踪通道，将所述跟踪通道作为目标通道，若不存在匹配所述频域信息的跟踪通道，选取空闲的跟踪通道作为目标通道，用所述频域信息更新目标通道的信道参数，将并行信号的当前帧输入目标通道，根据所述信道参数更新目标通道中目标滤波器的滤波参数，所述目标通道包括两个滤波器，且交替选择其中一个作为目标滤波器；

S3）所述目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，然后目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由目标通道进行上变频还原，得到所述目标滤波器滤波后的并行信号帧；

S4）将所述目标滤波器滤波后的并行信号帧与目标通道的前一目标滤波器滤波后的并行信号帧拼接，返回步骤S1）直到所述并行信号获取完毕。

2.根据权利要求1所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，所述并行信号为六路并行信号，所述进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold的步骤包括：

将所述并行信号的当前帧中相邻两拍的数据组成八路并行信号，并分别将每一拍八路并行信号写入对应的预设FIFO；

若所有FIFO非空，分别对每个FIFO中的数据进行傅里叶变换，得到每个FIFO对应的频谱，对所有频谱求模并进行最大保持，得到用于谱分析的频谱specMaxHold。

3.根据权利要求1所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，选取空闲的跟踪通道作为目标通道之前，还包括设定空闲的跟踪通道的步骤，具体包括：若当前跟踪通道的信道参数与包含并行信号的当前帧的连续K帧对应的频域信息在频域不相邻，或没有交叠，则设定当前跟踪通道为空闲的跟踪通道。

4.根据权利要求1所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，步骤S3）中所述目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号具体包括：所述目标通道根据信道参数中的载频信息fre，将并行信号的当前帧变频至零频获得信号sgnMixDown；然后根据信道参数中带宽信息band选取对应的滤波带宽filBand，并将滤波带宽filBand均分为N段得到N个子带宽subFilBand，分别按照各子带宽subFilBand的中心频率将信号sgnMixDown进行下变频，得到不同中心频率的N个并行信号。

5.根据权利要求4所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，所述子带宽的中心频率位于fre±n·subFilBand，分别按照各子带宽subFilBand的中心频率将信号sgnMixDown进行下变频的步骤包括：

若n=0，根据频率fre生成载频为-f的本振信号，将信号sgnMixDown下变频f，得到中心频率位于fre的并行信号；

若n＞0，根据频率n·subFilBand生成载频为-ndf的本振信号，将信号sgnMixDown下变频ndf，得到中心频率位于fre-n·subFilBand的并行信号，并保存所使用的系数；使用保存的系数进行将信号sgnMixDown下变频ndf的共轭计算，得到将信号sgnMixDown上变频ndf的中心频率位于fre+n·subFilBand的并行信号。

6.根据权利要求1所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，步骤S3）中目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波的步骤包括：

获取当前并行信号，并根据滑动窗口的长度，计算得到应加的新进数据和应减的已过数据；

将当前并行信号加上新进数据并减去已过数据后，对每一路信号根据滤波窗长递归累加；

分别将每一路信号递归累加的结果重组相加，得到当前并行信号滑动均值滤波的结果。

7.根据权利要求6所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，对每一路信号根据滤波窗长递归累加的表达式如下：

y(n + m) = x(6n + m) + x(6(n + 1) + m) + …+ x(6(n + k - 1) + m)

上式中，x（）为信号，

（）为递归累加结果，n表示信号中第n个点，m≥0，分别表示并行信 号中每一路，

为滤波窗长。

8.根据权利要求7所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，将每一路信号递归累加的结果重组相加的表达式如下：

Y(0) = y(n)z ^-1 + y(n + 1)z ^-1 + …+ y(n + m)z ^-1

Y(1) = y(n) + y(n + 1)z ^-1 + …+ y(n + m)z ^-1

……

Y(m) = y(n) + y(n + 1) + y(n + 2) + …+ y(n + m)z ^-1

上式中，y(n)…y(n + m)分别表示并行信号每一路递归累加的结果，z ^-1表示预设的延时，m≥0，分别表示并行信号中每一路，Y(0) …Y(m)分别表示并行信号中每一路滑动均值滤波的结果。

9.根据权利要求1所述的自适应跟踪滤波的数字信道化方法，其特征在于，所述步骤S3）中由目标通道进行上变频还原的表达式如下：

上式中，f表示并行信号的当前帧的频域信息中的中心频率，lo表示根据并行信号的当前帧的频域信息中的信号带宽选择的滤波带宽，L表示由滤波带宽确定的滑动均值滤波窗长，smooth(~,L)表示以窗长L做滑动均值滤波操作，sgn _filtered 表示滤波后的并行信号帧。

10.一种自适应跟踪滤波的数字信道化系统，其特征在于，包括：

频谱检测模块，用于获取并行信号，将所述并行信号的当前帧一路保存，且另一路进行交叠后计算得到用于谱分析的频谱specMaxHold，获取所述频谱specMaxHold的频域信息；

跟踪通道，用于匹配所述频域信息时，或不匹配所述频域信息但空闲时作为目标通道，用所述频域信息更新目标通道的信道参数，将并行信号的当前帧输入目标通道，根据所述信道参数更新目标通道中目标滤波器的滤波参数，所述目标通道包括两个滤波器，且交替选择其中一个作为目标滤波器；然后所述目标通道根据信道参数将并行信号的当前帧下变频为不同中心频率的N个并行信号，且目标滤波器对这N个并行信号进行滑动均值滤波，并由目标通道进行上变频还原，得到所述目标滤波器滤波后的并行信号帧；最后将所述目标滤波器滤波后的并行信号帧与目标通道的前一目标滤波器滤波后的并行信号帧拼接。

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