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KR100959229B1 - 데이터 수신 장치 - Google Patents

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KR100959229B1
KR100959229B1 KR1020030056604A KR20030056604A KR100959229B1 KR 100959229 B1 KR100959229 B1 KR 100959229B1 KR 1020030056604 A KR1020030056604 A KR 1020030056604A KR 20030056604 A KR20030056604 A KR 20030056604A KR 100959229 B1 KR100959229 B1 KR 100959229B1
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South Korea
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partial band
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frequency
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모리겐이치
우라베요시오
다나카고이치로
나카하라히데키
다카이히토시
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파나소닉 주식회사
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Abstract

본 발명의 목적은 부분대역 신호를 추출하기 위해 필요한 시간을 감소 가능하게 하고 동일한 특성을 갖는 복수의 아날로그 회로가 필요치 않은 LSI 장치로서 단순한 구조 내에서 쉽게 만들어 질 수 있는 데이터 수신 장치를 제공하는데 있다. 데이터 수신 장치(1)는, 소정 샘플링 주기마다 동위상 신호(I(t))를 샘플링하고 샘플링된 동위상 신호(I(nT))를 출력하는 제 1 샘플러(100); 상기 소정의 샘플링 주기마다 직교위상 신호(Q(nT))를 샘플링하고, 샘플링된 직교위상 신호를 출력하는 제 2 샘플러(101); 샘플링된 동위상 신호(I(nT)) 및 샘플링된 직교위상 신호(Q(nT))에 포함된 주파수 성분으로부터 부분대역 신호(IBr, QBr)를 추출하는 복소 필터에 의해 구성된 부분대역 추출부(102); 및 부분대역 신호에 기초한 지연 검출 처리를 수행하고 검출 신호를 출력하는 제 1 및 제 2 지연 검출 연산부(103, 103)를 구비한다.

Description

데이터 수신 장치{DATA RECEIVING DEVICE}
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 데이터 수신 장치(1)의 구성을 나타내는 도면;
도 2는 복소 기저 대역 신호의 동위상 성분(I(t)) 및 직교위상 성분(Q(t))이 주파수 변환회로(105)에 공급되는 고주파 신호로부터 얻어지는 방법을 광범위하게 설명하기 위한 신호 스펙트럼을 나타내는 도면;
도 3은 도 1의 제 1 지연 검출 연산부(103) 또는 제 2 지연 검출 연산부(104)의 구조를 나타내는 도면;
도 4는 확산 변조 신호로서 처프 신호를 사용함으로써 스펙트럼 확산 처리를 통해 얻어지는 신호의 일예를 나타낸 도면;
도 5는 위상 로테이터를 가진 제 1 또는 제 2 지연 검출 연산부(103 또는 104)의 구조를 나타낸 도면;
도 6은 직교 변환기를 가진 데이터 수신 장치의 구성을 나타내는 도면;
도 7은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2)의 구성을 나타내는 도면;
도 8은 복소 기저 대역 신호의 동위상 성분(I(t)) 및 직교위상 성분(Q(t))이 주파수 변환회로(105)에 공급되는 고주파 신호로부터 얻어지는 방법을 광범위하게 설명하기 위한 신호 스펙트럼을 나타내는 도면;
도 9는 제 3 실시예에 따른 부분 대역 추출부의 구조를 나타내는 도면;
도 10은 제 4 실시예에 따른 부분 대역 추출부의 구조를 나타내는 도면;
도 11은 제 1 입력 선택기(2101) 또는 제 2 입력 선택기(2102)의 동작을 나타내는 타이밍 차트;
도 12는 제 1 출력 선택기(2105) 또는 제 2 출력 선택기(2106)의 동작을 나타내는 타이밍 차트;
도 13은 제 1 입력 선택기(2101) 및 제 2 입력 선택기(2102)로부터 출력된 신호를 나타내는 타이밍 차트;
도 14는 제 1 출력 선택기(2105) 및 제 2 출력 선택기(2106)로부터 출력된 신호를 나타내는 타이밍 차트;
도 15는 제 3 및 제 4 실시예에 따른 부분 대역 추출부에서 필터링 유닛에 사용되는 복소 필터의 일반적인 구조를 나타내는 도면;
도 16은 복소 필터의 탭 계수를 설명하기 위한 복소 평면을 나타내는 도면;
도 17은 부분 대역 추출부에 사용되는 복소 필터의 전송 대역 특성을 기저대역에서 광범위하게 나타내는 도면;
도 18은 복소 필터의 임펄스 응답 파형을 나타내는 도면;
도 19는 복소 평면상에서, 수학식 12의 관계를 만족시키는 각 탭 계수에 곱해지는 위상 회전 성분(θ)의 모음을 나타난 도면;
도 20은 본 발명의 상기한 실시예 중 어느 하나에 따른 데이터 수신 장치를 사용하는 무선 통신 시스템을 나타내는 일반적인 도면;
도 21은 도 20에 도시된 무선 통신 시스템에서의 사용을 위한 고주파 변조된 신호의 스펙트럼을 일반적으로 나타내는 도면;
도 22는 본 발명의 제 7 실시예에에 따른 무선 통신 장치(10)의 구조의 일예를 나타내는 블록도이고, 상기 통신 장치는 본 발명의 실시예의 어느 하나에 따른 데이터 수신 장치를 사용하고;
도 23은 본 발명의 제 7 실시예에 따른 무선 통신 장치(20)의 구조의 일예를 나타내는 블록도이고, 상기 통신 장치는 본 발명의 실시예의 어느 하나에 따른 데이터 수신 장치를 사용하고;
도 24는 제 7 실시예에 따른 무선 통신 장치(10, 20)의 동작을 설명하기 위한 수신 신호의 스펙트럼을 나타내는 개략도;
도 25는 일본 특허 번호 제 3161146 호에 공개된 데이터 수신 장치의 구성을 나타낸 도면;
도 26a 및 도 26b는 도 25에 도시된 데이터 수신 장치의 주요부에서의 신호의 스펙트럼을 나타내는 도면;
도 27은 "SR-chirp spectrum spread wireless modem", Technical Report of IEICE, RCS95-102에 공개된 무선 모뎀에서의 수신 유닛의 구성을 나타내는 도면;
도 28은 기저대역 신호 처리부(1512)에 제공된 지연 검출기의 구조의 일 예를 나타낸 도면; 및
도 29는 지연 검출 연산부(1103)의 구조를 나타내는 도면이다.
본 발명은 변조된 신호를 복조하는 데이터 수신 장치에 관한 것이고, 더욱 상세하게는, 디지털 신호처리를 거쳐 위상-변조된 신호로부터 검출신호를 얻는 데이터 수신 장치에 관한 것이다.
일반적으로, 복조를 위해 수신된 변조신호로부터 적어도 부분 대역 신호을 추출하는 장치는 알려져 있다. 이러한 장치의 예들은 일본 특허 번호 제 3161146호로서 공개된 데이터 전송 및 수신 장치 및 Technical Report of IEICE(The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers), RCS95-102의 "SR-chirp spectrum spread wireless modem"에 공개된 장치를 포함한다.
도 25는 일본 특허 번호 제 3161146호에 공개된 데이터 수신장치의 구성을 나타낸다. 도 25에서, 데이터 수신 장치는 주파수 혼합기(1301), 대역 통과 필터(band-pass filter)(BPF)(1302), 국부발진기(local oscillator)(1303), 수신 상태 결정부(1304), 지연 유닛(delay unit)(1305), 곱셈기(multiplier)(1306), 저역 통과 필터(low-pass filter)(도면에서 LPF로 도시됨)(1307) 및 디코더(1308)를 구비한다.
국부발진기(1303)는 수신되는 심볼 주파수 데이터의 정수 배의 간격마다 변경될 수 있는 주파수를 가진 국부 발진 신호를 출력한다. 주파수 혼합기(1301)는 입력 확산 스펙트럼(spread spectrum) 신호(r(t))를 국부발진기(1303)로부터 국부 발진 신호와 입력 확산 스펙트럼 신호(r(t)) 사이의 주파수 대역 차이를 보여주는 주파수 대역으로 변환시킨다. 여기서, 이러한 확산 스펙트럼 신호(r(t))는 상기 신호의 주파수 대역으로부터 적어도 하나의 부분 대역을 추출함으로써 복조될 수 있는 위상-변조된 신호인 것으로 가정된다.
대역 통과 필터(1302)는 주파수 혼합기(1301)에 의해 주파수 변환된 스펙트럼 확산 신호(r(t))의 일부의 주파수 성분인 중간신호(b(t))를 추출하여 출력한다.
도 26a 및 26b는 도 25에 도시된 데이터 수신 장치에서 관찰된 신호 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 26a는 수신된 확산 스펙트럼 신호(r(t))의 개략도이다. 국부 발진기(1303)로부터의 국부 발진 신호는 세개의 주파수를 가질 수 있다. 국부 발진 신호의 각 주파수는 수신되는 데이터 신호의 심볼 주파수의 정수 배이다. 국부 발진 신호의 중심 주파수는 각각 B1, B2, B3로 표시된 세 개의 부분 대역 중심 주파수의 어느 하나이다.
도 26b는 중간신호(b(t))의 스펙트럼의 개략도이다. 중간신호(b(t))는 입력 확산 스펙트럼 신호를 주파수 변환하고 그 후 주파수 변환된 신호를 대역-제한함으로써 얻어지는 B1, B2, B3의 부분 대역 중 어느 하나이다.
수신 상태 결정부(1304)는 국부 발진기(1303)로부터 국부 발진 신호 출력의 주파수를 스위칭하기 위해 데이터 수신 상태에 따라 대역 스위칭 신호를 출력한다. 수신 상태 결정부(1304)로부터 출력된 대역 스위칭 신호에 기초하여, 국부 발진기(1303)는 출력하는 국부 발진 신호의 주파수를 스위칭한다. 이에 의해, B1, B2. B3의 부분 대역의 어느 하나가 선택된다. 그러므로, 대역 통과 필터(1302)는 선택 이후에 부분 대역에 상응하는 중간신호(b(t))를 출력한다.
곱셈기(1306)는 심볼 주기(Ts)에 의해 중간신호(b(t))를 지연시키는 지연 유닛(1305)에 의해 얻어지는 중간신호(b(t-Ts)와 중간신호(b(t))를 곱한 후, 그 결과 신호를 저역 통과 필터(1307)로 공급한다. 저역 통과 필터(1307)는 수신 신호에 대해 저역 통과 필터링 처리를 수행하고, 그 후 검출 신호(c(t))를 출력한다. 디코더(1308)는 검출 신호(c(t))의 극성을 판단하고, 그 후 데이터 신호(dat(t))를 출력한다.
도 27은 "SR-chirp spectrum spread wireless modem" Technical Report of IEICE, RCS95-102 에서 공개된 무선 모뎀 내의 수신 유닛의 통상의 구성을 도시한다. 도 27에서, 수신 유닛은 스플리터(splitter)(1501), 제 1 주파수 혼합기(1502), 제 2 주파수 혼합기(1503), 제 1 국부 발진기(1504), 제 2 국부 발진기(1505), 제 1 대역 통과 필터(1506), 제 2 대역 통과 필터(1507), 제 1 이득 제어기(도면에서 AGC1로서 도시됨)(1508), 제 2 이득 제어기(도면에서 AGC2로서 도시됨)(1509), 제 1 직교 검출기(quadrature detector)(1511), 제 2 직교 검출기(1511) 및 기저대역 신호 처리부(1512)를 포함한다.
수신 유닛은 입력신호로서 확산 스펙트럼 신호를 수신하고, 동시에 두개의 부분 대역을 추출하고, 그 후 수신 상태에 따라서 수신 데이터를 출력한다. 이러한 수신 유닛은 구조상 서로 동일한 두 개의 수신시스템을 구비하며, 하나는 제 1 주파수 혼합기(1502)로부터 시작하여 기저대역 신호 처리부(1512)까지이고, 다른 하나는 제 2 주파수 혼합기(1503)로부터 기저대력 신호 처리부(1512)까지이다. 도 27에 도시된 수신 유닛의 동작은 하기에서 설명할 것이다.
스플리터(1501)는 수신된 확산 스펙트럼 신호(r(t))를 두 개의 신호로 분리하며, 하나는 제 1 주파수 혼합기(1502)로 공급되고, 다른 하나는 제 2 주파수 혼합기(1503)에 공급된다. 제 1 국부 발진기(1504) 및 제 2 국부 발진기(1505)는 각각 대역 특성이 다른 대역의 중심 주파수를 가진 국부 발진 신호를 출력한다. 국부 발진기(1505)부터 출력된 국부 발진 신호는 주파수 혼합기(1503)로 공급된다.
주파수 혼합기(1502)는 분리된 확산 스펙트럼 신호(r(t))를, 국부 발진기(1504)부터 출력되는 국부 발진 신호와의 차이의 주파수 대역의 신호로 변환하고, 그 결과 신호를 제 1 대역 통과 필터(1506)로 공급한다. 제 1 대역 통과 필터(1506)는 입력신호로부터 일부의 부분대역 신호를 추출하여 부분대역신호(b1(t))로서 제 1 이득 제어기(1508)에 입력한다. 제 1 이득 제어기(1508)는 부분 대역 신호(b1(t))의 진폭을 제어하여 제 1 직교 검출기(1501)로 출력한다. 제 1 직교 검출기(1501)는 제 1 이득 제어기(1508)부터 출력된 제 1 복소(complex) 기저대역 신호의 동위상(in-phase) 성분(I(t)) 및 직교위상 성분(Q1(t))을 출력한다.
제 2 주파수 혼합기(1503)로부터 시작하는 다른 수신 시스템은 상기한 바와 같이 동일한 방식으로 동작한다. 결과적으로, 제 2 직교 검출기(1511)는 제 2 이득 제어기(1509)로부터 출력된 제 2 복소 기저대역 신호의 동위상 성분(I2(t)) 및 직교위상 성분(Q2(t))을 출력한다. 기저대역 신호 처리부(1512)는 제 1 복소 기저대역 신호의 I1(t)과 Q1(t)의 세트에 대해 그리고 제 2 복소 기저대역 신호의 I2(t)와 Q2(t)의 세트에 대해 지연 검출 처리를 수행한다. 그 후, 기저대역 신호 처리부(1512)는 예컨대, 이들 수신 시스템의 수신 상태에 기초하여 더 적은 에러를 가지는 것으로 결정되는 수신 시스템들 중 하나의 수신 데이터를 출력한다. 대안으로, 수신 시스템은 상기 수신 데이터를 출력하기 위한 수신 레벨에 기초하여 선택될 수 있다.
도 28은 기저대역 신호 처리부(1512)에서 제공되는 지연 검출기의 구조의 일 예를 도시한다. 기저대역 신호 처리부(1512)에서, 지연 검출기는 직교 검출기의 각각에 상응하게 하나씩 제공된다. 도 28에서, 하나의 지연 검출기만이 대표적으로 도시된다. 도 28에서, 지연 검출기는 제 1 샘플러(sampler)(1101), 제 2 샘플러(1102), 지연 검출 연산부(1103), 제 1 포스트(post)-검출 필터(1104) 및 제 2 포스트-검출 필터(1105)를 구비한다.
제 1 샘플러(1101)는 복소 기저대역 신호(도 27에서 I1(t) 또는 I2(t))의 동위상 성분(i(t))를 샘플링하여 복소 기저대역 신호의 동위상 성분 데이터 열(I(nT))을 지연 검출 연산부(1103)로 출력한다. 여기서, n은 정수(n= ...-1, 0, 1, ...)이고, T는 샘플링 주기이다. 유사하게, 제 2 샘플러(1102)는 복소 기저대역 신호(도 22에서 Q1(t) 또는 Q2(t))의 직교위상 성분(q(t))를 샘플링하여 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분 데이터 열(Q(nT))을 지연 검출 연산부(1103)로 출력한다.
도 29는 지연 검출 연산부(1103)의 구조를 도시한 도면이다. 도 29에서, 지연 검출 연산부(1103)는 제 1 선택기(selector)(1201), 제 2 선택기(1202), 지연 유닛(1203), 부호반전기(sign changer)(1204), 제 1 곱셈기(1205) 및 제 2 곱셈기(1206)를 구비한다. 제 1 선택기(1201)는 각 샘플링 주기 동안 데이터 열(I(nT) 및 Q(nT))를 교대로 선택하고, 그 후 S1(nT)로서 선택된 데이터 열을 출력한다. 제 2 선택기(1202)는, 데이터 열(I(nT))의 부호를 반전함으로써 부호 반전기(1204)로부터 출력된 데이터 열(-I(nT))과 데이터 열(Q(t))을 각 샘플링 주파수(T) 동안 교대로 선택하고, 그 후 선택된 데이터 열을 S2(nT)로서 출력한다.
제 1 선택기(1201)가 I(nT)를 선택하는 경우, 제 2 선택기(1202)는 항상 Q(nT)를 선택하도록 세팅된다. 또한 제 1 선택기(1201)가 Q(nT)을 선택하는 경우, 제 2 선택기(1202)는 항상 -I(nT)를 선택하도록 세팅된다.
지연 유닛(1203)은 입력 신호로서 데이터 열(S1(nT))을 수신하고, 그 후 하나의 심볼 기간(kT)에 의해 S1(nT)를 지연함으로써 신호를 출력한다. 여기서, k는 심볼당 샘플링의 개수를 나타낸다. 이에 의해, 제 1 곱셈기(1205)는 샘플링 주기(T)마다 샘플링된 복소 기저대역 신호의 동위상 성분 데이터 열과 지연된 동위상 성분 데이터 열의 산출물인 I(nT)I{(n-k)T} 및 샘플링된 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분 데이터 열 및 지연된 직교위상 성분 데이터 열의 산출물인 Q(nT)Q{(n-k)T}를 교대로 출력한다. 제 1 곱셈기(1205)로부터의 출력은 신호(F1(nT))로서 참조된다. 제 2 곱셈기(1206)는 샘플링 주기(T)마다 샘플링된 복소 기저대역 신호의 지연된 동위상 성분 데이터 열과 직교위상 성분 데이터 열의 산출물인 I{(n-k)T}Q(nT) 및 샘플링된 복소 기저대역 신호의 부호 반전된 동위상 성분 데이터 열 및 지연된 직교위상 성분 데이터 열의 산출물인 -I(nT)Q{(n-k)T}를 교대로 출력한다. 제 2 곱셈기(1206)로부터의 출력은 신호(F2(nT))로서 참조된다.
제 1 포스트-검출 필터(1104)는 수신된 신호(F1(nT))에 저역 통과 필터 처리를 수행하여 I(nT)I{(n-k)T} 및 Q(nT)Q{(n-k)T}을 합산함으로써 얻어지는 신호와 등가인 신호(D1(nT))을 출력한다. 유사하게, 제 2 포스트-검출 필터(1105)는 수신된 신호(F2(nT))에 저역통과 필터 처리를 수행하여 I{(n-k)T}Q(nT) 및 -I(nT)Q{(n-k)T}을 합산함으로써 얻어지는 신호와 등가인 신호(D2(nT))을 출력한다.
D1(nT)은 A(nT)=I(nT)+jQ(nT)의 복소수와 하나의 심볼 기간(kT)만큼 A(nT)로부터 지연된 A{(n-k)T)}의 켤레복소수(complex conjugate)를 곱함으로써 얻어지는 곱셈 결과의 동위상 성분에 상응한다. D2(nT)는 상기한 곱셈 결과의 직교위상 성분에 상응한다. 여기서, I(nT)는 동위상 성분을 나타내고, Q(nT)는 직교위상 성분을 나타내고 및 j는 허수 단위를 나타낸다. 그러므로, D1(nT) 및 D2(nT)에 의해 나타나는 위상은 A(nT) 및 A{(n-k)T)} 사이의 위상에서의 차이를 나타낸다. 이러한 이유로, D1(nT) 및 D2(nT)를 사용함으로써, 수신 데이터는 예컨데, 판단 회로(decision circuit)(도시안됨)를 통하여 복조될 수 있다.
이와 같이, 복수의 부분 대역 신호에 대한 복수의 복조 신호를 얻기 위해, 도 27에 도시된 수신 유닛은 서로 다른 주파수 대역 특성을 가진 부분 대역 신호로부터 서로 다른 복소 기저대역 신호를 얻고, 그 후 복조 신호를 얻기 위해 각 복소 기저대역 신호에 대해 지연 검출 동작을 수행한다. 그 다음, 수신 상태에 기초하여, 수신 유닛은 수신 데이터를 출력한다.
도 27은 추출되는 부분 대역의 개수가 두개인 경우를 나타내는 도면이다. 세개 또는 그 이상의 부분 대역이 추출된다면, 수신 시스템은 추출되어야할 부분 대역의 개수 만큼 필요하고, 상기 수신 시스템은 상기한 주파수 혼합기부터 시작하여 기저대역 신호 처리부까지의 동일한 구조를 각각 구비한다.
그러나, 일본 특허 번호 제 3161146에 공개된 데이터 전송 및 수신 장치가 다른 부분 대역 신호를 추출하기위해 사용된다면, 국부 발진기의 주파수는 변경되어야 한다. 변경 동작은 불편하게도 다소의 시간이 소요된다.
반면에, Technical Report of IEICE, RCS95-102의 "SR-chirp spectrum spread wireless modem"에 공개된 수신 유닛에서는, 복수의 국부 발진기가 미리 제공된다. 그러므로, 추출되어야할 부분 대역 신호를 스위칭하는 동작은 장시간이 소요되지 않는다. 그러나, 수신 유닛은 주파수 혼합기 및 기저대역 신호 처리부로부터 시작하는 동일한 구조를 갖는 복수의 아날로그 수신 시스템이 필요하다. 이러한 수신 시스템의 특성을 동일하게 하기 위해서는, 이러한 시스템에 구비된 아날로그 회로가 대략 동일한 특성을 갖는 것이 필요하다. 더욱이, 복수의 수신 시스템의 필요는 하드웨어 구조를 증가시킨다.
한층 더 나아가, 기저대역 신호 처리부(1512)(도 29 참조)에서 지연 검출 연산부(1103)의 하드웨어 구조는 약간의 단점을 가진다. 예컨대, 복조에 불필요한 신호는 지연 검출 연산부(1103)의 입력 신호인 복소 기저대역 신호로부터 아날로그 회로를 사용함으로써 미리 제거되어져야 한다.
또한, 지연 검출 연산부(1103)는 한 개의 부호 반전기, 두 개의 선택기, 하나의 지연 유닛 및 두 개의 곱셈기를 필요로 한다. 더욱이, 지연 검출기는 두 개의 포스트-검출 필터가 필요하다. 그러므로, 예컨대, LSI화에 있어서, 게이트 규모가 커서 소형화나 경량화에 적합하지 않은 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 수신된 위상 변조된 신호로부터 적어도 부분대역 신호를 추출하여 지연 검출을 통하여 검출 신호를 얻는 데이터 수신 장치를 제공하는데 있다.
상기 장치는 부분대역 신호를 추출하기 위해 필요한 시간을 감소할 수 있게 하고, 동일한 특성을 갖는 복수의 아날로그 회로의 필요없이 LSI 장치로서 단순한 구조로 쉽게 만들어질 수 있도록 한다.
본 발명은 위상 변조된 신호를 주파수 변환함으로써 얻어진 동위상 신호 및 직교위상 신호를 입력받아, 상기 주파수 변환된 신호에 대해 직교 검출 처리를 수행하고, 그 후 검출 신호를 출력하는 데이터 수신 장치이다. 상기 데이터 수신 장치는 제 1 샘플러, 제 2 샘플러, 부분대역 추출부 및 지연 검출 연산부를 구비한다. 상기 제 1 샘플러는 소정의 매 샘플링 주기로 상기 동위상 신호를 샘플링하고 상기 샘플링된 동위상 신호를 출력한다. 상기 제 2 샘플러는 상기 소정의 매 샘플링 주기로 상기 직교위상 신호를 샘플링하고 상기 샘플링된 직교위상 신호를 출력한다. 상기 부분대역 추출부는 상기 제 1 샘플러로부터 출력된 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 제 2 샘플러로부터 출력된 상기 샘플링된 직교위상 신호에 포함된 주파수 성분으로부터 적어도 하나의 부분대역을 추출하고 상기 부분대역의 부분대역 신호를 출력하는 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 지연 검출 연산부는 상기 부분대역 추출부로부터의 부분대역 신호에 기초하여 지연 검출 처리를 수행하고 상기 검출 신호를 출력한다.
이에 의해, 상기 데이터 수신 장치에서, 디지털 회로에 의해 구성된 상기 부분대역 추출부는 부분대역 신호를 추출하고, 상기 부분대역 신호에 기초하여, 복조된 신호를 얻는 신호를 출력하기 위한 지연 검출 처리를 수행한다. 즉, 부분대역 신호의 추출은 디지털 처리를 통하여 수행된다. 그러므로, 추출되는 부분대역 신호의 개수 만큼의 아날로그 회로를 필요로 하지 않고 및 부분대역 신호를 스위칭하기 위한 시간의 필요가 없는 데이터 수신 장치를 제공하는 것은 가능하다. 따라서, 상기 하드웨어의 구조는 작아질 수 있다. 더욱이, 필요한 부분대역과 다른 신호는 부분대역 추출부에 의해 제거된다. 그러므로, 아날로그 회로를 사용함으로써 간섭과 같은 원치않는 신호를 제거하는 것은 불필요하다.
바람직하게는, 상기 부분대역 추출부는 중심 주파수가 0이 아닌 적어도 하나의 부분대역을 추출하고, 동위상 성분 및 직교위상 성분으로 분리된 상기 부분대역의 부분대역 신호를 출력한다. 이에 의해, 상기 부분대역 신호는 중심 주파수가 0이 아닌 중간 주파수 신호가 된다. 그러므로, 벡터 연산은 불필요하게 되어 상기 지연 검출 연산부의 구조를 단순화시킨다.
또한, 상기 부분대역 추출부는 상기 부분대역 신호의 중심 주파수가 전송 데이터의 심볼 주파수의 정수배의 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출할 수 있다. 이에 의해, 원치않는 위상 회전 성분이 발생하지 않게 되어 복소 기저대역 신호를 사용하는 지연 검출 연산부와 동일한 동작을 수행하는 상기 지연 검출 연산부의 상기 구조를 단순화시킨다.
더욱이, 상기 부분대역 추출부는 일 심볼 주기 내의 샘플링의 개수가 추출될 상기 부분대역 신호의 중심 주파수를 심볼 주파수로 나눈 다음 상기 나눈 결과에 8을 곱하여 얻어진 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출할 수 있다. 이에 의해 탭 계수(tap coefficient)가 0인 탭 계수 곱셈기가 생략될 수 있다. 또한, 상기 탭 계수의 일 부분에 관해서는, 상기 동위상 성분 및 직교위상 성분은 공유될 수 있다. 그러므로, 부분 대역 추출부의 탭 계수 곱셈기의 개수는 더욱 감소될 수 있다.
한층 더 나아가, 상기 부분대역 추출부는 짝수 개의 부분대역을 추출하고 짝수개의 부분대역 신호를 출력한다. 이들 부분대역 신호는 중심 주파수가 주파수 0으로부터 동일 거리로 이격된 양의 주파수 및 음의 주파수인 한 쌍의 신호에 의해 형성된다. 이에 의해, 한 쌍의 부분대역 신호를 추출하는 상기 복소 필터의 상기 구조에서, 콘볼루션 적분 연산이 공유될 수 있으므로 상기 부분대역 추출부의 구조를 단순화시킨다.
상세하게는, 상기 지연 검출 연산부는 지연 유닛, 제 1 곱셈기, 제 2 곱셈기, 제 1 저역 통과 필터 및 제 2 저역 통과 필터를 구비한다. 상기 지연 유닛은 상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호의 동위상 성분을 일 심볼 시간 만큼 지연시켜 지연된 동위상 성분을 출력한다. 상기 제 1 곱셈기는 상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호의 동위상 성분과 상기 지연된 동위상 성분을 곱하고 동위상 성분 데이터 열로서 곱셈 결과를 출력한다. 상기 제 2 곱셈기는 상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호의 직교위상 성분과 상기 지연된 동위상 성분을 곱하고 직교위상 성분 데이터 열로서 상기 곱셈 결과를 출력한다. 상기 제 1 저역 통과 필터는 상기 제 1 곱셈기로부터 출력된 동위상 성분 데이터 열의 고주파 성분을 필터링한다. 상기 제 2 저역 통과 필터는 상기 제 2 곱셈기로부터 출력된 직교위상 성분 데이터 열의 고주파 성분을 필터링한다. 이에 의해, 상기 지연 검출 연산부는 하나의 지연 유닛, 두개의 곱셈기 및 두개의 저역 통과 필터에 의해 달성될 수 있다. 그러므로, 통상의 지연 검출 연산부보다 작은 하드웨어 구조를 갖는 지연 검출 연산부를 달성하는 것은 가능하다.
더 나아가, 상기 부분대역 추출부는 제 1 필터링 유닛, 제 2 필터링 유닛, 제 3 필터링 유닛, 제 4 필터링 유닛, 제 1 감산기, 제 1 가산기, 제 2 감산기 및 제 2 가산기를 구비할 수 있다. 상기 제 1 필터링 유닛은 상기 샘플링된 동위상 신호와 제 1 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 1 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 제 2 필터링 유닛은 상기 샘플링된 직교위상 신호와 제 2 복소 필터의 전달 함수의 동위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 2 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 제 3 필터링 유닛은 상기 샘플링된 직교위상 신호와 제 3 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 3 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 제 4 필터링 유닛은 상기 샘플링된 동위상 신호와 제 4 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 4 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 제 1 감산기는 상기 제 1 필터링 유닛으로부터 출력된 신호에서 상기 제 2 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 감산한다. 상기 제 1 가산기는 상기 제 1 필터링 유닛으로부터 출력된 신호와 상기 제 2 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 가산한다. 상기 제 2 감산기는 상기 제 3 필터링 유닛으로부터 출력된 신호에서 상기 제 4 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 감산한다. 상기 제 2 가산기는 상기 제 3 필터링 유닛으로부터 출력된 신호와 상기 제 4 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 가산한다. 이에 의해, 상기 부분대역 추출부는 단순한 구조로 달성될 수 있다.
선택적으로, 상기 부분대역 추출부는 제 1 입력 선택기, 제 2 입력 선택기, 제 1 필터링 유닛, 제 2 필터링 유닛, 제 1 출력 선택기, 제 2 출력 선택기, 제 1 지연 유닛, 제 2 지연 유닛, 제 1 감산기, 제 1 가산기, 제 2 감산기 및 제 2 가산기를 구비할 수 있다. 상기 제 1 입력 선택기는 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 입력받아, 상기 샘플링 주기의 매 절반에서 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 교대로 선택하고 출력한다. 상기 제 2 입력 선택기는 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 입력받아, 상기 샘플링 주기의 매 절반에서 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 교대로 선택하고 출력한다. 상기 제 1 필터링 유닛은 상기 제 1 입력 선택기로부터 출력된 신호와 상기 제 1 복소 필터의 전달 함수의 동위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 제 1 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 제 2 필터링 유닛은 상기 제 2 입력 선택기로부터 출력된 신호와 상기 제 2 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 제 2 복소 필터에 의해 구성된다. 상기 제 1 출력 선택기는 샘플링 주기의 반주기마다 변화하는 상기 제 1 필터링 유닛으로부터의 출력 신호를 제 1 출력 선택기에 제공되는 제 1 출력 터미널 및 제 2 출력 터미널로 교대로 출력한다. 상기 제 2 출력 선택기는 샘플링 주기의 반주기마다 변화하는 상기 제 2 필터링 유닛으로부터의 신호를 제 2 출력 선택기에 제공되는 제 3 출력 터미널 및 제 4 출력 터미널로 교대로 출력한다. 상기 제 1 지연 유닛은 상기 샘플링 주기의 절반의 시간만큼 상기 제 1 출력 선택기의 상기 제 1 출력 터미널로부터 출력된 신호를 지연한다. 상기 제 2 지연 유닛은 상기 샘플링 주기의 절반의 시간만큼 상기 제 2 출력 선택기의 상기 제 3 출력 터미널로부터 출력된 신호를 지연한다. 상기 제 1 감산기는 상기 제 1 지연 유닛으로부터 출력된 지연된 신호에서 상기 제 2 지연 유닛으로부터 출력된 지연된 신호를 감산한다. 상기 제 1 가산기는 상기 제 1 지연 유닛으로부터 출력된 지연된 신호와 상기 제 2 지연 유닛으로부터 출력된 상기 지연된 신호를 가산한다. 상기 제 2 감산기는 상기 제 1 출력 선택기의 상기 제 2 출력 터미널로부터 출력된 신호로부터 상기 제 2 출력 선택기의 상기 제 4 출력 터미널로부터 출력된 신호를 감산한다. 상기 제 2 가산기는 상기 제 1 출력 선택기의 상기 제 2 출력 터미널로부터 출력된 신호와 상기 제 2 출력 선택기의 상기 제 4 출력 터미널로부터 출력된 신호를 가산한다. 이에 의해, 부분대역 추출부는 단순화된 구조를 달성할 수 있다.
바람직하게는, 상기 부분대역 추출부는 상기 부분대역 신호의 중심 주파수가 전송 데이터의 심볼 주파수의 정수배의 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출한다. 이에 의해, 원치않는 위상 회전 성분이 발생하지 않기 때문에 상기 지연 검출 연산부의 구조가 단순화된다.
더욱이, 상기 부분대역 추출부는 일 심볼 주기 내의 상기 샘플링의 개수가 추출될 상기 부분대역 신호의 중심 주파수를 심볼 주파수로 나눈 다음 상기 나눈 결과에 8을 곱하여 얻어진 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출할 수 있다. 이에 의해, 탭 계수가 0인 탭 계수 곱셈기는 생략될 수 있다. 또한, 상기 탭 계수의 일부에 관하여, 상기 동위상 성분 및 직교위상 성분은 공유될 수 있다. 그러므로, 상기 필터링 유닛의 탭 계수 곱셈기의 수는 더욱 줄어들 수 있다.
바람직하게는, 상기 지연 검출 연산부는 상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호를 중간신호로서 사용함으로써 지연 검출 처리를 수행한다. 이에 의해, 상기 중간신호에 포함된 위상 회전 성분이 사용될 수 있기 때문에 상기 지연 검출 연산부의 구조를 단순화시킨다.
바람직하게는, 상기 변조된 신호는 복조될 수 있는 부분대역 신호를 얻기 위해 적어도 하나의 부분대역이 추출되는 주파수 대역을 갖는 신호이다. 이것은 상기 변조된 신호로부터 복조될 수 있는 부분 대역 신호를 얻기 쉽게 한다.
바람직하게는, 상기 변조된 신호는 확산 스펙트럼 신호이다. 이와 같은 통상적으로 사용되는 확산 스펙트럼 신호를 사용하는 것은 실질적으로 효과적이다.
바람직하게는, 상기 변조된 신호는, 소정의 주기마다 사인파 주파수의 반복된 스위핑(sweeping)을 통하여 얻어진 처프신호(chirp signal)를 확산 신호로서 사용함으로써 얻어진 확산 스펙트럼 신호일 수 있다. 이와 같은 소정의 주기마다 사인파 주파수의 반복된 스위핑을 통해 얻어진 통상적으로 사용되는 처프 신호는 실질적으로 효과적이다.
바람직한 실시예에서, 상기 데이터 수신 장치는 무선 통신 장치에서 사용된다. 상기 무선 통신 장치는 복수의 부분대역에 기초하여 얻어진 복수의 수신 데이터 중의 하나를 선택함으로써 수신 처리를 수행하거나, 수신 데이터의 하나를 얻기 위해 수신된 데이터의 여러 개를 통합하거나, 또는 수신 데이터의 부분에 대해 동시 처리를 수행할 수 있다.
본 발명의 이와 같은 그리고 다른 목적, 특징, 측면 및 장점은 첨부된 도면과 결합되는 경우 본 발명의 하기되는 상세한 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
(제 1 실시예)
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 데이터 수신 장치(1)의 구성을 나타내는 도면이다. 데이터 수신 장치(1)는 수신된 위상-변조된 신호의 주파수 성분으로부터 적어도 하나의 부분대역 신호를 추출하고, 이후에 지연 검출을 통하여 검출신호를 얻는다. 도 1에서, 데이터 수신 장치(1)는 제 1 샘플러(100), 제 2 샘플러(101), 부분대역 추출부(102), 제 1 지연 검출 연산부(103) 및 제 2 지연 검출 연산부(104)를 구비한다. 제 1 샘플러(100) 및 제 2 샘플러(101)은 전방에 주파수 변환 회로(105)와 연결된다.
도 2는 복소 대역 신호의 동위상 성분(I(t)) 및 직교위상 성분(Q(t))이 주파수 변환 회로(105)에 공급되는 고주파 신호로부터 얻어지는 방법을 광범위하게 설명하기 위해 신호의 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 1 및 도 2를 참조하여, 주파수 변환 회로(105) 및 데이터 수신 장치(1)의 동작이 하기에서 설명된다.
도 2에서, 고주파 변조된 신호(r(t))는 확산 스펙트럼 스킴(scheme)에 의해 유형화된 도표를 통해 얻어진 고주파 신호이고, 주파수 변환 회로(105)에 공급된다. 여기서, 고주파 변조된 신호(r(t))의 중심 주파수가 fi인 것으로 가정할 수 있다. 또한, 여기서 고주파 변조된 신호(r(t))는 제 1 부분대역 고주파 변조 신호(202) 및 제 2 부분대역 고주파 변조 신호(203)를 구비하는 것으로 가정할 수 있다. 이러한 부분대역 고주파 변조된 신호의 각각은 단독으로 복조될 수 있는 신호이다. 여기서, 설명의 편의를 위해, 고주파 변조 신호(r(t))는 두 개의 부분대역 고주파 변조 신호(202, 203)를 구비한다. 선택적으로, 세 개 또는 그 이상의 부분대역 고주파 변조 신호가 구비될 수 있다.
주파수 변환 회로(105)는 도 27에 도시된 통상적으로 알려진 아날로그 회로이며, 하나의 주파수 변환기, 하나의 국부 발진기, 하나의 대역 통과 필터, 하나의 이득 제어기 및 하나의 직교 검출기를 구비한다. 주파수 변환회로(105)는 입력 고주파 변조 신호(r(t))를 중심 주파수 0을 갖는 신호로 주파수 변환하고, 그 후 결과적으로 산출된 신호에 대해 저역 통과 필터링 처리를 수행한다. 이에 의해, 고주파 변조 신호(r(t))는 중심 주파수가 0인 복소 기저대역 신호(205)로 변환되고, 제 1 부분 기저대역 고주파 변조 신호(202)는 제 1 부분대역 복소 신호(206)으로 변환되고 및 제 2 부분대역 고주파 변조 신호(203)은 제 2 부분대역 복소 신호(207)로 변환된다.
주파수 변환회로(105)는 복소 기저대역 신호(205)의 동위상 성분(I(t))을 제 1 샘플러(100)로 출력하고 복소 기저대역 신호(205)의 직교위상 성분(Q(t))을 제 2 샘플러(101)로 출력한다. 동위상 성분(I(t)) 및 직교위상 성분(Q(t)) 각각은 그 위치에서 제 1 부분대역 복소 신호(206) 및 제 2 부분대역 복소 신호(207)의 것과 동일한 스펙트럼이 혼합된 신호를 갖는다.
제 1 샘플러(100)는 주파수 변환회로(105)에 의해 공급된 복소 기저대역 신호의 동위상 성분(I(t))을 샘플링하여 복소 기저대역 신호의 동위상 성분 데이터 열(I(nT))을 부분대역 추출부(102)로 출력한다.
여기서, n은 정수(n = ..., -1, 0, 1, ...)이고 T는 샘플링 주기로 가정된다. 제 2 샘플러(101)은 수신된 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분(Q(t))을 샘플링하여 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분 데이터 열(Q(nT)을 부분대역 추출부(102)로 출력한다. 복소 기저대역 신호의 동위상 성분 데이터 열은 또한 이하에서 샘플링된 동위상 성분으로서 참조된다는 것을 주목해야 한다. 더 나아가, 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분 데이터 열은 또한 이하에서 샘플링된 직교위상 성분으로서 참조된다는 것을 주목해야 한다.
동위상 데이터 열(I(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(Q(nT))은 각각 매 샘플링 주기(T)에서 I(t) 및 Q(t)를 샘플링하여 얻어진 신호이다. 그러므로, I(t) 및 Q(t) 사이에서 확립된 직교 관계는 또한 I(nT) 및 Q(nT) 사이에서도 유지된다.
부분대역 추출부(102)는 복소 필터에 의해 실시되고, 수신된 동위상 성분 데이터 열(I(nT))의 부분대역 신호에서 동일 대역의 m개 동위상 성분(동위상 성분 데이터 열)(IBr(nT))과 수신된 직교성분 데이터 열(Q(nT)의 부분대역 신호에서 동일한 대역의 m개 직교위상 성분(직교위상 성분 데이터 열)(QBr(nT))을 추출 및 출력하며, 여기서 r= 1, 2, 3, ..., m 이고, m은 약의 정수(m = 1, 2, 3, ...)이다. 이러한 동위상 성분 데이터 열(IBr(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(QBr(nT))은 중심 주파수가 0을 갖지 않도록 추출된다. 도 1은, m = 2 인 경우를 예를 들어 도시하였다. 이러한 동위상 성분 데이터 열(IBr(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(QBr(nT))은 I(nT) 및 Q(nT)의 직교 특성을 유지한다.
제 1 부분대역 복소 신호(206)는 동위상 성분으로서 동위상 성분 데이터 열(IB1(nT)) 및 직교위상 성분으로서 직교위상 성분 데이터 열(QB1(nT))을 갖는다. 유사하게, 제 2 부분대역 복소 신호(207)는 동위상 성분으로서 동위상 성분 데이터 열(IB2(nT)) 및 직교위상 성분으로서 직교위상 성분 데이터 열(QB2(nT))을 갖는다.
도 2에 도시된 바와 같이, 동위상 성분 데이터 열(IB1(nT)), 직교위상 성분 데이터 열(QB1(nT)), 동위상 성분 데이터 열(IB2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(QB2(nT))은 직류 성분을 포함하지 않는다. 그러므로, 이러한 데이터 열을 나르는 신호는 위상 회전 성분을 포함하는 중간주파수 신호이다.
부분대역 추출부(102)는 복소 기저대역 신호로부터 복조 신호를 수집하기 위해 필요한 부분대역 신호를 추출한다. 그러므로, 입력 신호의 I(t) 및 Q(t)에 포 함된 원치않는 신호는 제거된다. 예컨데, 제 1 부분대역 복소 신호(206)을 추출하기 위하여, 부분대역 추출부(102)는 제 1 부분대역 복소 신호(206)의 주파수와 다른 주파수를 가진 모든 신호를 제거한다.
부분대역 추출부(102)는 동위상 성분 데이터 열(IB1(nT)), 직교위상 성분 데이터 열(QB1(nT))을 제 1 지연 검출 연산부(103)에 공급한다. 또한, 부분대역 검출부(102)는 동위상 성분 데이터 열(IB2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(QB2(nT))을 제 2 지연 검출 연산부(104)에 공급한다.
수신된 동위상 성분 데이터 열(IB1(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(QB1(nT))에 기초하여, 제 1 지연 검출 연산부(103)는 부분대역 검출 신호의 동위상 성분 데이터 열(BI1(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ1(nT))을 출력한다. 수신된 동위상 성분 데이터 열(IB2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(QB2(nT))에 기초하여, 제 2 지연 검출 연산부(103)는 부분대역 검출 신호의 동위상 성분 데이터 열(BI2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ2(nT))을 출력한다.
제 1 지연 검출 연산부(103) 및 제 2 지연 검출 연산부(104)는 그들의 출력 단계에서 판단 회로(도시안됨)에 연결된다. 판단 회로(도시안됨)는 부분대역 검출 신호의 각 위상 극성을 판단한다. 이러한 판단은 제 1 지연 검출 연산부(103)로부터 출력된 동위상 성분 데이터 열(BI1(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ1(nT))과 제 2 지연 검출 연산부(104)부터 출력된 동위상 성분 데이터 열(BI2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ2(nT))에 기초하여 이루어진다. 그 다음, 개수, 에러 또는 CRC 에러와 같은, 수신 상태에 따라서, 판단 회로는 한층 더 적합한 부분대역 신호의 수신 데이터를 출력한다.
도 3은 도 1의 제 1 지연 검출 연산부(103) 또는 제 2 지연 검출 연산부(104)의 구조를 나타내는 도면이다. 제 1 및 제 2 지역 검출 연산부(103, 104)는 동일한 구조를 가지고 있기 때문에, 이하에서는 제 1 지연 검출 연산부(103)을 대표하여 설명될 것이다. 도 3에서, 제 1 지연 검출 연산부(103)는 지연 유닛(302), 제 1 곱셈기(304), 제 2 곱셈기(305), 제 1 저역 통과 필터(308) 및 제 2 저역 통과 필터(309)를 구비한다.
이하에서는 제 1 지연 검출 연산부(103)의 동작에 관하여 설명할 것이다.
제 1 지연 검출 연산부(103)에 공급되는 신호인 부분 대역 신호(S(nT))는 다음의 수학식 1로서 복소 표기법(notation)으로 표현될 수 있다.
Figure 112003030133085-pat00001
여기서, a(nT)는 부분 대역 신호가 기저대역에서 대표되는 경우의 복소 기저대역 신호이고, ω는 부분대역 신호의 중심 주파수의 각주파수이다.
부분 대역 신호의 동위상 성분 데이터 열((BIr(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQr(nT))은 S(nT)의 동위상 성분 및 직교위상 성분에 각각 상응하고, 그러므로 다음의 식 2로서 표현되고, 제 1 지연 검출 연산부(103)의 경우에 r=1 이다.
Figure 112003030133085-pat00002
동위상 성분 데이터 열((IBr(nT))은 제 1 곱셈기(304) 및 지연 유닛(302)에 공급된다. 지연 유닛(302)은 하나의 심볼 기간(kT)만큼 IBr(nT)를 지연시켜 지연된 동위상 성분 데이터 열((IBr(nT-kT))로서 제 1 곱셈기(304) 및 제 2 곱셈기(305)로 출력한다. 여기서, k는 심볼 당 샘플링의 개수이다.
제 1 곱셈기(304)는 IBr(nT-kT)에 IBr(nT)를 곱한 후, 그 결과를 지연 검출기 동위상 성분 데이터 열(DETIr(nT))로서 제 1 저역 통과 필터(308)로 출력한다. 제 2 곱셈기(304)는 QBr(nT)에 IBr(nT-kT)를 곱한 후, 그 결과를 지연 검출기 직교위상 성분 데이터 열(DETQr(nT))로서 제 2 저역 통과 필터(309)로 출력한다. DETIr(nT) 및 DETQr(nT)은 다음의 수학식 3 및 수학식 4로서 각각 표현된다.
Figure 112003030133085-pat00003
Figure 112003030133085-pat00004
제 1 저역 통과 필터(308)는 DETIr(nT)로부터 고주파 성분을 제거한 후, 그 결과를 판단 회로(도시안됨)에 BIr(nT)로서 출력한다. 제 2 저역 통과 필터(309)는 DETQr(nT)로부터 고주파 성분을 제거한 후, 그 결과를 판단 회로(도시안됨)에 BQr(nT)로서 출력한다. BIr(nT) 및 BQr(nT)는 다음의 수학식 5 및 수학식 6으로서 각각 표현된다.
Figure 112003030133085-pat00005
Figure 112003030133085-pat00006
S(nT)와 S(nT-kT)의 곱셈은 하나의 심볼 기간만큼 S(nT)를 지연시킴으로써 얻어지는 신호이고, a(nT)를 사용함으로써 다음의 수학식 7로서 표현될 수 있다.
Figure 112003030133085-pat00007
여기서, 부분대역 신호의 중심 주파수의 각주파수 ω가 ωkt = 2πz(여기서 z는 정수; z = ..., -1, 0, 1, ...)를 만족하기 위해 선택되는 경우를 고려한다. 바꾸어 말하면, 부분대역 신호의 중심주파수가 수신되는 데이터의 심볼 주파수의 정수 배수인 조건을 만족하도록 ω= 2πFb 및 kFs = 1/T 로서 각주파수 ω가 선택되는 경우를 고려하고, 여기서 상기 부분 신호의 중심 주파수는 Fb이고 심볼 주파수는 Fs이다. 이러한 경우에, exp로서 표시된 항은 항상 1의 값을 갖는다. 그러므로, 수학식 7은 다음의 수학식 8로서 표현될 수 있다.
Figure 112003030133085-pat00008
명백하게, 수학식 8에 의해 표현된 연산은 복소 기저대역 신호를 사용하는 지연 검출 연산과 같다. 그러므로, 제 1 지연 검출 연산부(103)는 일반적으로 필요했었던(도 29 참조) 하나의 부호 반전기 및 두 개의 선택기를 필요로 하지 않는다. 대신에, 도 3에 도시된 것과 같이, 지연 검출은 단지 하나의 지연 유닛, 두 개의 곱셈기 및 두 개의 저역 통과 필터를 사용하여 간단한 구조가 달성될 수 있다. 제 2 지연 검출 연산부(104)에 대해서도 마찬가지이다.
이와 같이, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 데이터 수신 장치(1)는 중심 주파수가 0이 아닌 적어도 하나의 부분대역 신호를 수신된 변조 신호의 복소 기저대역 신호로부터 추출하기 위해 부분대역 추출부(102)를 사용한다. 중간 주파수 신호인 상기 추출된 신호를 사용함으로써, 지연 검출은 수행된다. 복수의 부분대역이 추출되는 경우에, 데이터 수신 장치(1)는 단일 복소 기저대역 신호로부터 부분대역 신호를 동시에 추출하기 위해 복소 필터에 의해 구현된 부분대역 추출부(102)를 사용한다. 즉, 이러한 부분대역 신호는 디지털 처리를 통해 추출된다. 그러므로, 국부 발진 신호의 스위칭에 시간이 필요하지 않고 또한 복수의 부분대역 신호를 추출하는 복수의 아날로그 회로가 필요치 않은 데이터 수신 장치를 제공하는 것이 가능하다.
더욱이, 부분대역 추출부(102)에 의해 필요한 부분대역(들)의 신호와 다른 신호는 제거된다. 그러므로, 데이터 수신 장치(1)는 일반적으로 아날로그 회로에 의해 제거되어 왔었던 간섭과 같은, 원치않는 신호를 제거하지 않고 복소 기저대역 신호를 사용할 수 있다.
한층 더 나아가, 부분대역 검출부(102)에 의해 추출되는 부분대역 신호는 위상 회전 성분을 구비하는 중간 주파수 신호이다. 그러므로, 데이터 수신 장치는 지연 검출 연산을 수행하기 위해 중간 주파수 신호를 사용할 수 있다.
한층 더 나아가, ω는 부분대역 신호의 중심 주파수가 수신되는 데이터의 심볼 주파수의 정수 배수가 되도록 선택된다. 이에 의해, 일반적인 기술과 달리, 두 개의 선택기 및 하나의 부호 반전기는 필요하지 않다. 대신에, 하나의 지연 유닛, 두 개의 곱셈기 및 두 개의 저역 통과 필터면 족하다. 그러므로, LSI를 위한 감소된 하드웨어 크기를 갖는 데이터 수신 장치를 제공할 수 있으며, 이에 의해 종래 기술에서의 문제 중의 하나를 해결한다.
한층 더 나아가, 본 발명의 제 1 실시예에 다른 데이터 수신 장치(1)는 고주파 변조된 신호를 중간 주파수 신호로 주파수 변환시키고 그 후 직접 샘플러에 의해 상기 중간 주파수 신호를 샘플링하는 처리를 수행하지 않는다. 대신에, 데이터 수신 장치(1)는 복소 기저대역 신호를 얻기 위해 고주파 변조된 신호를 직교 변환하고 그 후 복소 기저대역 신호로부터 원치않는 신호를 제거함으로써 중간주파수 신호로서 부분대역 신호를 추출하는 처리를 수행한다. 그러므로, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 데이터 수신 장치에서, 고주파 변조된 신호의 대역폭의 적어도 절반은 샘플러에 의한 신호 처리를 위해 필요한 대역폭에 충분하다. 그러므로, 본 발명의 데이터 수신 장치는 비용이 덜 드는 샘플러를 구비하여 달성될 수 있다.
본 실시예에서, 고주파 변조된 신호의 일 예는, 소정의 주기마다 사인파(sine-wave) 주파수의 반복된 스위핑을 통하여 얻어진 처프 신호를 확산 변조 신호로서 사용함으로써 위상 변조된 신호에 대한 스펙트럼 확산 처리를 통해 얻어진 신호이다. 도 4는 확산 변조 신호로서 처프 신호를 사용함으로써 스펙트럼 확산 처리를 통해 얻어지는 신호의 일예를 나타낸 도면이다.
본 실시예에서, 주파수 변환회로(105)는 결과적으로 산출되는 신호가 0의 중심 주파수를 갖도록 고주파 변조된 신호(r(t))를 주파수 변환한다. 그러나, 부분대역 추출부(102)가 중심 주파수가 0이 아닌 부분대역 신호를 추출하는 한, 주파수 변환회로(105)는 결과적으로 산출되는 신호가 0의 중심 주파수를 갖도록 주파수 변환 처리를 수행해야할 필요는 없다.
본 실시예에서, 부분대역 신호의 중심 주파수의 각주파수(ω)는 ωkT = 2πz 를 만족하도록 선택된다. 선택적으로, 각주파수(ω)는 ωkT = (2z+1)π를 만족하도록 선택될 수 있다. 이 경우에, 제 1 지연 검출 연산부(103)로부터 출력된 신호는 수학식 8에서 부호가 반전된 신호이다. 그러므로, 부호 반전기를 제 1 및 제 2 저역 통과 필터(308, 309) 이후 단계에 제공함으로써, 도 3에 도시된 회로에 의해 얻어지는 것과 같은 동일한 결과를 얻는 것이 가능하다.
전술한 결과는 ωkT가 2πz 또는 (2z+1)π와 동일하지 않은 경우에도 얻어질 수 있다. 도 5는 위상 로테이터가 제공되거나 또는 제 1 또는 제 2 지연 검출 연산부(103 또는 104)의 구조를 나타낸 도면이다. 도 5에서, 제 1 또는 제 2 지연 검출 연산부(103 또는 104)는 지연 유닛(402), 제 1 곱셈기(404), 제 2 곱셈기(405), 제 1 저역 통과 필터(408), 제 2 저역 통과 필터(409) 및 위상 로테이터(412)를 구비한다.
지연 검출 연산부(103 또는 104)에서, 지연 유닛 동위상 성분 데이터 열(DETIr(nT)) 및 지연 유닛 직교위상 성분 데이터 열(DETQr(nT))을 얻기까지의 연산은 도 3에 도시된 지연 검출 연산부에 의해 수행되는 것과 동일하다.
ωkT가 2πz인 경우, 수학식 7은 수학식 8로서 표현될 수 있다. ωkT가 (2z+1)π인 경우, 수학식 7은 수학식 8에 -1을 곱함으로써 얻어지는 식(수학식 8의 부호를 역으로 함으로써 얻어지는 식)으로 표현될 수 있다. 그러나, 다른 경우에는, 수학식 7은 상기한 방식으로 표현될 수 없다. 그러므로, 수학식 7이 수학식 8을 사용하여 표현될 수 있도록, 위상 로테이터(412)는 수학식 7에 의해 표현된 신호에 exp(-jωkT)를 곱한다. 위상 로테이터(412)에 의한 이러한 곱셈에 의해, wkt가 2πz나 (2z+1)π와 같지 않은 경우에도, 도 3에 도시된 복소 기저대역 신호를 사용한 지연 검출 연산과 동일한 효과를 얻는 것이 가능하다.
본 실시예에서, 부분대역 추출부(102)는 동위상 성분 데이터 열 및 직교위상 성분 데이터 열 모두를 출력한다. 선택적으로, 부분대역 추출부(102)는 이러한 열 중에서 어느 하나를 출력할 수 있다. 그러나, 이러한 경우에, 직교 변환기는 부분대역 추출부(102)의 출력 측에 필요하다. 도 6은 직교 변환기를 가진 데이터 수신 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 도 6에 도시된 것처럼, 직교 변환기(106, 107)는 부분대역 추출부(102)의 출력 측에 제공되며, 부분대역 추출부(102)로부터 출력된 동위상 성분 데이터 열(또는 직교위상 성분 데이터 열)을 직교 변환하여, 동위상 성분 데이터 열 및 직교위상 성분 데이터 열을 제 1 및 제 2 지연 검출 연산부(103, 104)에 입력한다.
(제 2 실시예)
제 1 실시예에서, 복수의 부분대역 신호를 포함하는 고주파 변조된 신호는 데이터 수신 장치에 제공된다. 제 2 실시예에서는, 단일 변조된 신호가 제공되는데이터 수신 장치가 설명된다.
도 7은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 7에서, 데이터 수신장치(2)는 제 1 샘플러(500), 제 2 샘플러(501), 부분대역 추출부(502) 및 지연 검출 연산부(503)를 구비한다. 제 1 샘플러(500) 및 제 2 샘플러(501)는 주파수 변환 회로(505)의 전단에 연결된다. 지연 검출 연산부(503)는 판단 회로(도시 안됨) 후단에 연결된다.
주파수 변환회로(505) 및 데이터 수신 장치의 동작은 하기에서 설명될 것이다. 제 1 샘플러(500)는 주파수 변환회로(505)로부터 출력된 복소 기저대역 신호의 동위상 성분(I(t))을 샘플링하여 복소 기저대역 신호의 동위상 성분 데이터 열(I(nT))을 출력한다. 제 2 샘플러(501)는 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분(Q(t))을 샘플링하여 복소 기저대역 신호의 직교위상 성분 데이터 열(Q(nT))을 출력한다.
도 8은 복소 기저대역 신호의 동위상 성분(I(t)) 및 직교위상 성분(Q(t))이 주파수 변환회로(105)에 공급된 고주파 신호로부터 얻어지는 방법을 광범위하게 설명하기 위한 신호 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 8에서, 수신된 피변조 신호(r(t))는 주파수 변환회로(505)에 공급된 고주파 신호이다. 수신된 피변조 신호(r(t))의 중심 주파수는 fi 이다. 주파수 변환회로(505)는 수신된 피변조 신호(r(t)) 및 원치않는 신호를 포함하는 대역 내 신호를 가상(virtual) 변조된 신호(607)로 간주한다. 주파수 변환회로(505)는 가상 변조된 신호(607)의 주파수 변환을 위한 기준주파수(fa)가 복소 기저대역 신호의 중심 주파수 fc = 0 으로 변환되도록 가상 변조된 신호(607)를 주파수 변환하고, 주파수 변환된 가상 변조된 신호(607)를 직교 검출하고, 그 후 복소 기저대역 신호를 출력한다.
이러한 주파수 변환에 의해, 수신된 피변조 신호(r(t))는 복소 신호(605)로 주파수 변환되며, 원치않는 신호(603)는 원치않는 복소 신호(606)로 변환된다. 그러므로, 제 1 샘플러(500) 및 제 2 샘플러(501)의 입력신호인 복소 기저대역 신호는 복소 신호(605)의 스펙트럼과 원치않는 복소 신호(606)의 스펙트럼이 혼합된 아날로그 신호가 된다. 이러한 이유로, 복소 기저대역 신호에 대해 저역 통과 필터링 처리를 수행하는 저역 통과 필터를 사용하여, 복소 신호(605) 및 원치않는 복소 신호(606)를 분리하는 것은 불가능하다.
데이터 수신장치(2)에서, 복소 신호(605) 및 원치않는 복소 신호(606)를 포함하는 복소 기저대역 신호는 제 1 샘플러(500) 및 제 2 샘플러(501)에 공급된 신호이다. 부분대역 추출부(502)는 복소 필터를 사용하여 상기 복소 기저대역 신호로부터 부분대역을 추출한다. 그러므로, 복소 신호(605) 및 원치않는 복소 신호(606)를 분리하여 추출하는 것이 가능하다. 부분대역 추출부(502)는 수신된 피변조 신호의 대역과 대략 동일한 대역을 갖는 복소 신호(605)만을 추출하고, 그 후 복소 신호(605)의 동위상 성분인 부분대역 신호의 동위상 성분 데이터 열(IB(nT))과, 복소 신호(605)의 직교위상 성분인 부분대역 신호의 직교위상 성분 데이터 열(QB(nT))을 출력한다.
도 8에 도시된 것과 같이, 이러한 부분대역 신호는 중심 주파수가 0이 아닌 중간주파수 신호이다. 그러므로, 제 1 실시예에서 처럼, 제 1 실시예(도 3)에서의 지연 검출 연산부와 동일한 구조를 갖는 지연 검출 연산부(503)가 검출 신호의 동위상 성분 데이터 열(BI(nT))과 검출 신호의 직교위상 성분 데이터 열(BQ(nT))을 출력하는데 사용된다.
이와 같이, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2)는 복소 필터에 의해 구성된 부분대역 추출부(502)를 사용하여, 변조된 신호를 주파수 변환함으로써 얻어진 0이 아닌 중심 주파수를 가진 가상 변조된 신호로부터, 부분대역 내에 변조된 신호를 포함하는 복소 기저대역 신호를 원치않는 신호 성분을 제거하여 추출한다. 즉, 데이터 수신 장치(2)는 우선 낮은 주파수 대역으로 주파수 변환 이후에 변조된 신호의 거의 모든 주파수 성분을 포함하는 중간주파수 신호를 추출한다. 그 다음, 추출된 중간주파수 신호를 사용함으로써, 데이터 수신 장치(2)는 검출 신호를 얻기 위해 지연 검출 처리를 수행한다. 그러므로, 제 2 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2)는, 수신된 피변조 신호의 주파수 성분으로부터 적어도 하나의 부분대역 성분을 추출하여 복조된 신호를 얻는 제 1 실시예의 방식 외의 위상 변조된 신호를 복조하는 방식에서 사용될 수 있다.
더욱이, 제 2 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2)는 하기에서 설명되는 경우에 적용될 수 있다. 즉, 데이터 수신 장치(2)는 다른 대역 특성의 복수의 변조된 파형(modulated-wave) 신호를 포함하는 복소 기저대역 신호를 입력 신호로서 공급받는다. 복소 필터를 사용함으로써, 데이터 수신 장치(2)는 검출 신호를 얻기 위해 이러한 변조된 파형 신호를 동시에 추출한다. 그러나, 이러한 경우에, 각 변조된 파형 신호를 위해 판단 회로가 필요하다.
더 나아가, 도 8에 도시된 변조된 신호(r(t))의 스펙트럼과 원치않는 신호(603)의 스펙트럼을 상호 교체해도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
더 나아가, 추출되는 부분대역 신호의 개수가 증가하면, 증가된 부분대역 신호의 수에 상당하는 변조된 신호가 동시에 검출될 수 있다.
(제 3 실시예)
본 발명의 제 1 실시예에 따른 데이터 수신 장치(1)에서의 부분대역 추출부(102)의 구조는 하기에서 상세히 설명된다. 첫째, 부분대역 추출부(102)의 구조에 대한 기반이 되는 이론이 식을 사용함으로써 설명된다.
지금, 추출되는 두 개의 부분대역 신호가 0으로부터 동일하게 1MHz 이격된 중심 주파수를 갖는 것을 가정한다. 또한, 부분대역 복소 신호(206)를 추출하기 위한 복소 필터의 전달 함수는 Hb(nT)로서 표현된다. 이 경우에, 도 2에 도시된 부분대역 복소 신호(206)를 추출하기 위한 복소 필터의 전송함수는 Hb(nT)의 켤레복소수이다. 결과적으로, 부분대역 복소 신호(207)를 나타내는 S2(nT)와 부분대역 복소 신호(206)를 나타내는 S1(nT)는 각각 다음의 수학식 9 및 수학식 10에 의해 표현된다.
Figure 112003030133085-pat00009
Figure 112003030133085-pat00010
수학식 9 및 수학식 10에서, * 는 콘볼루션 적분 연산(convolutional integration operation))을 표현하고, j 는 허수 단위이다.
수학식 9 및 수학식 10으로부터 알 수 있는 바와 같이, 동위상 성분(S2(nT), S1(nT))는 각각 Re(S(nT))*Re(Hb(nT)) 및 Im(S(nT))*Im(Hb(nT))로서 표현되고, 직교위상 성분은 각각 Im(S(nT))*Re(Hb(nT) 및 Re(S(nT))*Im(Hb(nT)로 표현된다. 이 수학적 이론을 사용하여, 제 1 실시예에서 부분대역 추출부(102)는 쉽게 달성될 수 있다. 부분대역 추출부(102)의 구조는 이하에서 상세히 설명된다.
도 9는 제 3 실시예에 따른 부분대역 추출부의 구조를 나타내는 도면이다. 도 9에 도시된 부분대역 추출부(102)는 수학식 9 및 수학식 10에 의해 표현되는 수학 이론부터 산출된 결과를 사용한다. 도 9에서, 부분대역 추출부(102)는 제 1 필터링 유닛(1701), 제 2 필터링 유닛(1702), 제 3 필터링 유닛(1703), 제 4 필터링 유닛(1704), 제 1 감산기(subtractor)(1705), 제 2 감산기(1707), 제 1 가산기(adder)(1706) 및 제 2 가산기(1708)를 구비한다.
도 9에서, I(nT)에 상응하는 입력 신호(Re{S(nT)}) 및 Q(nT)에 상응하는 입력 신호(Im{S(nT)})에 의해, 제 1 실시예에 따른 부분대역 추출부(102)를 달성하는 것이 가능하다.
제 1 필터링 유닛(1701)은 Re(S(nT))*Re(Hb(nT))의 콘볼루션 적분 연산을 수행한다. 유사하게, 제 2 필터링 유닛(1702)은 Im(S(nT))*Im(Hb(nT))의 연산을 수행한다. 제3 필터링 유닛(1703)은 Im(S(nT))*Re(Hb(nT))의 연산을 수행한다. 필터링 유닛(1704)는 Re(S(nT))*Im(Hb(nT))의 연산을 수행한다.
제 1 감산기(1705)는 Re(S(nT))*Re(Hb(nT)) - Im(S(nT))*Im(Hb(nT))의 연산을 수행하여 부분대역 복소 신호(S2(nT))의 동위상 성분을 출력한다. 제 2 가산기(1708)는 Im(S(nT))*Re(Hb(nT)) + Re(S(nT))*Im(Hb(nT))의 연산을 수행하여 부분대역 복소 신호(S2(nT))의 직교위상 성분을 출력한다.
또한, 제 1 가산기(1706)는 Re(S(nT))*Re(Hb(nT)) + Im(S(nT))*Im(Hb(nT))의 연산을 수행하여 부분대역 복소 신호(S1(nT))의 동위상 성분을 출력한다. 제 2 감산기(1707)는 Im(S(nT))*Re(Hb(nT)) - Re(S(nT))*Im(Hb(nT))의 연산을 수행하여 부분대역 복소 신호(S1(nT))의 직교위상 성분을 출력한다.
이에 의해, 부분대역 추출부(102)는 출력신호(Im(S1(nT)))로서 IB1(nT)를, Re(S1(nT))로서 QB1(nT)를, Im(S2(nT)로서 IB2(nT)를, 및 Re(S2(nT))로서 QB2(nT)를 출력한다(도 1 참조).
이와 같이, 제 3 실시예에서, 수학식 9 및 수학식 10에 표현된 것처럼, 공통의 탭(tap) 계수를 갖는 필터링 유닛은 공유된다. 그러므로, 부분대역 추출부(102)의 구조는 단순화될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 두개의 부분대역 신호가 추출된다. 부분대역 추출부는 또한 세개 또는 그 이상의 부분대역 신호가 추출되는 경우에 대해 적용될 수 있다. 구체적으로, 공통의 탭 계수를 갖는 필터링 유닛은 부분대역 추출부를 구성하기 위해 공유된다.
(제 4 실시예)
도 9에 도시된 부분 대역 추출부(102)에서, 동일한 구조를 갖는 한 쌍의 필터링 유닛(1701, 1703)과 동일 구조를 갖는 다른 한 쌍의 필터링 유닛(1702, 1704))이 필요하다. 제 4 실시예에서, 중복하는 필터링 유닛을 하나의 필터링 유닛으로 구성하는 부분대역 추출부가 설명된다.
도 10은 제 4 실시예에 따른 부분 대역 추출부의 구조를 나타내는 도면이다. 도 10에서, 부분대역 추출부(102)는 제 1 입력 선택기(2101), 제 2 입력 선택기(2102), 제 1 필터링 유닛(2103), 제 2 필터링 유닛(2104), 제 1 출력 선택기(2105), 제 2 출력 선택기(2106), 제 1 감산기(2107),제 2 감산기(2109), 제 1 가산기(2108), 제 2 가산기(2110), 제 1 지연 유닛(2111) 및 제 2 지연 유닛(2112)을 포함한다.
도 1에 도시된 부분대역 추출부(102)의 동작이 이하에서 설명된다.
제 1 입력 선택기(2101)와 제 2 입력 선택기(2102)는 각각 매 주기(τ/2)에서, 매주기(τ)에서 값이 변하는 두 개의 입력신호를 교대로 선택하여, 선택된 신호를 출력한다. 도 11은 제 1 입력 선택기(2101) 또는 제 2 입력 선택기(2102)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
제 1 입력 선택기(2101)의 후방에 연결된 제 1 필터링 유닛(2103)은 매 주기(τ/2)에서 공급되는 신호에 대해 콘볼루션 적분 연산을 수행한다. 제 2 필터링 유닛(2104)는 매 주기(τ/2)에서 공급되는 신호에 대해 콘볼루션 적분 연산을 수행한다.
제 1 출력 선택기(2105)와 제 2 출력 선택기(2106)는 각각 두 개의 다른 출력 터미널로부터 매 주기(τ/2)에서 값이 변하는 신호를 출력한다. 이러한 출력 동작은 신호의 값이 변화되는 시간과 동기하여 출력된다. 도 12는 제 1 출력 선택기(2105) 또는 제 2 출력 선택기(2106)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 13은 제 1 입력 선택기(2101) 및 제 2 입력 선택기(2102)로부터 출력된 신호를 나타내는 타이밍 차트이다.
도 11 및 도 12에서 알 수 있는 바와 같이, 제 1 입력 선택기(2101) 및 제 2 입력 선택기(2102)에 매 주기(T)에서 변하는 신호(Re{S(nT)}) 및 신호(Im{S(nT)])가 공급되는 경우, 제 1 입력 선택기(2101)로부터 출력된 신호(Bi1) 및 제 2 입력 선택기(2102)로부터 출력된 신호(Bi2)는 도 13에 도시된 시간에 따라 변화되고, 여기서 τ는 T와 동일하게 가정될 수 있다.
도 14는 제 1 출력 선택기(2105) 및 제 2 출력 선택기(2106)로부터 출력된 신호를 나타내는 타이밍 차트이다. 제 1 필터링 유닛(2103) 및 제 2 필터링 유닛(2104)은 각각 매 주기(T/2)에서 콘볼루션 적분 연산을 수행한다. 그러므로, 제 1 출력 선택기(2105)로부터 출력된 신호(C1, C2) 및 제 2 출력 선택기(2106)로부터 출력된 신호(C3, C4)는 도 14에 도시된 바와 같이 시간에 따라 변화한다.
상기한 출력(C1부터 C4까지)은 신호 처리 지연이 발생하지 않는다는 것을 가정하여 하기에서 설명된다. 예컨대, Bil이 Re{S(nT)}일 때, Bi2가 Im{S(nT)}인 경우이다. 이때, C1(nT)는 일 주기 동안 Re{S(nT)}*Re{Hb}가 된다. C2(nT)는 이 주기의 첫 절반 동안은 Im{S((n-1)T)}*Re{Hb}가 되고, 이 주기의 후 절반 동안은 Im{S(nT)}*Re{Hb}가 된다. 이 주기 동안에, C3(nT)는 Im{S(nT)}*Im{Hb}가 된다. C4(nT)는 이 주기의 첫 절반 동안은 Re{S((n-1)T)}*Im{Hb}가 되고, 이 주기의 후 절반 동안은 Re{S(nT)}*Im{Hb}가 된다.
제 1 지연 유닛(2111)은 시간(U = T/2)만큼 신호(C1)를 지연시킨다. 제 2 지연 유닛(2112)은 시간(U = T/2)만큼 신호(C3)를 지연시킨다. 그러므로, 신호가 제 1 감산기(2107)에 제공되는 시간은 신호가 제 1 가산기(2108)에 제공되는 시간과 거의 동일하다. 또한, 신호가 제 2 감산기(2109)에 제공되는 시간은 신호가 제 2 가산기(2110)에 제공되는 시간과 대략 동일하다.
그러므로, 상기한 상세한 예 및 수학식 9, 10으로부터 명백한 것과 같이, 제 1 가산기(2108)는 부분대역 복소 신호(S1(nT))의 동위상 성분을 출력한다. 제 2 감산기(2109)는 부분대역 복소 신호(S1(nT))의 직교위상 성분을 출력한다. 제 1 감산기(2107)는 부분대역 복소 신호(S2(nT))의 동위상 성분을 출력한다. 제 2 가산기(2110)는 부분대역 복소 신호(S2(nT))의 직교위상 성분을 출력한다.
수학식 9, 10에서 표현된 것과 같이, 0의 주파수로부터 동일하게 이격된 부분대역 복소 신호가 한 쌍으로 취해진다면, 상기 한 쌍의 부분대역 복소 신호를 추출하기 위한 복소 필터의 탭 계수는 서로가 켤레 복소 관계를 갖도록 만들어질 수 있다. 그러므로, 제 4 실시예에 따른 부분대역 추출부에서 처럼, 부분 대역을 추출하기 위한 필터링 유닛의 공유는 가능하다.
상기의 상세한 예에서, 추출되는 부분대역의 수는 두 개이다. 네 개 또는 그 이상의 짝수 개의 부분대역이 추출되어 진다면, 0의 주파수로부터 동일하게 이격된 중심 주파수를 가진 두 개의 부분대역은 한 쌍으로 취해진다. 그러한 한쌍을 위해, 탭 계수는 공유될 수 있다.
본 실시예에서는, 입력 선택기(2101, 2102)는 각각 매 T/2에서 동위상 성분과, 직교위상 성분을 교대로 선택한다. 그러나, 선택순서는 상기한 것에 한정되지 않으며, 그 반대가 될 수 있다. 즉, 직교위상 성분이 처음으로 선택되고, 그 후 동위상 성분이 선택된다. 이 경우에, 제 1 지연 유닛(2111)은 제 1 출력 선택기(2105)의 C2를 출력하기 위한 출력 터미널에 연결되며, 제 2 지연 유닛(2112)은 제 2 출력 선택기(2106)의 C4를 출력하기 위한 출력 터미널에 연결된다.
(제 5 실시예)
도 15는 제 3 및 제 4 실시예에 따른 부분 대역 추출부에서 필터링 유닛에 사용되는 복소 필터의 일반적인 구조를 나타내는 도면이다. 도 15는 FIR(Finite Impulse Response) 필터가 복소 필터로서 사용되는 경우를 도시한다. 제 5 실시예에서, FIR 필터의 구조를 단순화시키는 방법이 설명된다.
도 16은 복소 필터의 탭 계수를 설명하기 위한 복소 평면을 나타내는 도면이다. 도 17은 부분 대역 추출부에 사용되는 복소 필터의 전송 대역 특성을 기저대역에서 광범위하게 나타내는 도면이다.
도 15에서, FIR 필터는 (u-1) 지연 유닛(900), u 탭 계수 곱셈기(903) 및 가산기(906)를 구비하며, u는 두 개 또는 그 이상의 정수이다. 도면에서, h1, h2, ...ㆍ, hu 각각은 각 탭 계수 곱셈기(903)의 복소 탭 계수 값을 나타낸다. X(nT)는 복소 신호 데이터 열이다. Y(nT)는 파형 정형 이후의 복소 신호 데이터 열이다.
도 17에 도시된 전송 특성을 가진 저역 통과 필터를 사용함으로써 중심 주파수 Fb를 갖는 부분대역 신호를 추출하기 위해, 필터의 각 탭 계수에 미리 위상 회전 성분을 곱해야 한다. 전송 데이터의 심볼 주파수가 Fs라고 가정하면, 탭 계수(hd)(여기서 d = 1, 2, 3, ..., u)에 곱해지는 위상 회전 성분(θ)은 다음의 수학식 11에 의해 표현된다.
Figure 112003030133085-pat00011
제 1 실시예에서 설명된 것처럼, 각 주파수(ω) 및 샘플링 주기(T) 사이의 관계가 ωkT = 2πz(여기서, z는 정수; z = ..., -1, 0, 1, ...)를 유지하도록, 즉, 부분대역 신호의 중심 주파수가 전송되어야 할 데이터의 심볼 주파수의 정수배의 값을 갖도록, 부분대역 신호의 중심 주파수의 각 주파수(ω)가 선택된다면, 지연 검출 연산부(103, 104)는 쉽게 달성될 수 있다.
게다가, 다음의 수학식 12에서 표현되는 관계를 또한 만족시키도록 ω가 선택된다면, 지연 검출 연산부(103, 104)뿐만 아니라 부분대역 추출부(102)에서 사용된 필터링 유닛(복소 필터)도 쉽게 달성될 수 있다.
Figure 112003030133085-pat00012
상기한 이유는 다음과 같다. 즉, k와 z 사이의 관계가 수학식 12로서 표현된다면, 탭 계수(hd)에 곱해질 수 있는 위상 회전 성분(θ)의 집합에는 동위상 성분 및 직교위상 성분의 어느 하나가 0이 되도록 하는 0 rad, π/2 rad, πrad 및 3π/2 rad를 포함하고, 또한 동위상 성분 및 직교위상 성분의 절대값이 서로 동일하게 되도록 하는 π/4 rad, 3π/4 rad, 5π/4 rad 및 7π/4 rad를 또한 포함한다.
첫째, 위상 회전 성분(θ)이 0 rad, π/2 rad, π rad 및 3π/2 rad를 포함하는 사실을 고려해라. 탭 계수(hd)에 곱해지는 위상 회전 성분(θ)이 0 rad, π/2 rad, π rad 및 3π/2 rad인 경우, 곱셈 이후에 탭 계수의 동위상 성분 및 직교위상 성분은 0이 된다. 그러므로, 탭 계수 곱셈기(903)의 수는 감소될 수 있다.
그 다음, 위상 회전 성분(θ)이 π/4 rad, 3π/4 rad, 5π/4 rad 및 7π/4 rad를 포함하는 사실을 고려해라. 탭 계수(hd)에 곱해지는 위상 회전 성분(θ)이 π/4 rad, 3π/4 rad, 5π/4 rad 및 7π/4 rad인 경우, 곱셈 이후에 탭 계수의 동위상 성분 및 직교위상 성분의 절대값은 서로 동일하게 된다. 그러므로, 탭 계수 곱셈기(903)의 개수는 감소될 수 있다.
상기 설명은 식을 사용하여 더욱 자세히 설명될 것이다. 도 18은 복소 필터 의 임펄스 응답 파형을 나타내는 도면이다. 예컨데, 기저대역에서 복소 필터로서 사용되는 저역 통과 필터가 20(u=20) 탭을 갖는 FIR 필터이고 복소 필터의 임펄스 응답 파형이 도 18에 도시된 대칭 파형이라면, 전달 함수(HL(nT))는 z 트랜스폼(transform)에 의해 다음의 수학식 13으로서 일반적으로 표현될 수 있다.
Figure 112003030133085-pat00013
도 19는 복소 평면상에서, 수학식 12의 관계를 만족시키는 각 탭 계수에 곱해지는 위상 회전 성분(θ)의 모음을 나타낸 도면이다. 도 19에서, 부분대역 복소 신호(S2(nT))를 추출하도록 탭 계수(h10)에 위상 회전 성분(θ= 1 + j0)이 곱해지고, 각 탭 계수(hd)에 위상 회전 성분(θ)이 곱해지는 경우, 수학식 13은 동위상 성분 및 직교위상 성분 각각을 표현하는 다음의 수학식 14, 15가 된다.
Figure 112003030133085-pat00014
Figure 112003030133085-pat00015
여기서, Hb(nT)는 수학식 9, 10에 나타난 복소 필터의 전달 함수(Hb(nT))의 일 예이다. 또한, 수학식 15의 Im{Hb(nT)}가 전달 함수의 직교위상 성분을 나타내는 반면에, 수학식 14에서 Re{Hb(nT)}는 전달 함수의 동위상 성분을 나타낸다.
수학식 14로부터 알 수 있는 것처럼, h4 및 h8의 항은 포함되지 않는다. 이것은 이러한 계수가 위상 회전 성분(θ)으로서 π/2 rad 및 3π/2 rad에 의한 곱셈의 결과로서 0이 되기 때문이다. 더욱이, 수학식 15로부터 알 수 있는 것처럼, h2, h6 및 h10의 항은 포함되지 않는다. 이것은 이러한 계수가 위상 회전 성분(θ)으로서 0 rad 및 πrad에 의한 곱셈의 결과로서 0이 되기 때문이다. 한층 더 나아가, 수학식 14, 15에서 그들의 부호를 제거한 탭 계수의 값으로부터 알 수 있는 것처럼, h1, h3, h5, h7 및 h9을 포함하는 다섯 개의 계수는 전달 함수(Hb(nT))의 동위상 성분 및 직교위상 성분 사이에 공통된다. 이것은 위상 회전 성분(θ)이 도 12에 나타난 관계가 만족되는 경우 π/4의 정수 배수의 값을 포함하도록 배치되는 사실 때문이다.
이와 같이, 부분대역 추출부를 형성하는 복소 필터의 탭의 수는 ωkT = 2πz(여기서, z는 정수; z = ..., -1, 0, 1, ...)로 하여 감소될 수 있다. 즉, 탭의 수는 추출되는 부분대역의 중심 주파수의 값을 심볼 주파수의 정수 배로 세팅함으로써 그리고 심볼 주파수로 추출되는 부분대역 신호의 중심 주파수를 나눈 다음 그 결과에 8을 곱하여 얻어지는 값으로 한 심볼 주기 내의 샘플링의 개수를 세팅함으로써 감소되어 질 수 있다. 그러므로, 제 4 및 제 5 실시예의 부분대역 추출부는 더욱 단순화된 구조로 달성될 수 있다.
여기서, 한쌍의 부분대역을 추출하기 위한 복소 필터의 탭 계수는 켤레 복소 관계를 가진다. 그러므로, 복수의 부분대역이 추출되는 경우, 0의 주파수로부터 동일하게 이격된 짝수 개의 부분대역이 쌍으로 추출된다. 이에 의해, 상기한 효과에 더하여, 탭 계수가 부분대역을 추출하는 필터 사이에서도 공유될 수 있는 효과가 얻어질 수 있다.
(결과의 상세한 설명)
상기 설명된 효과는 본 발명의 제 1 또는 제 2 실시예에 따른 부분대역 추출부(102)가 두 개의 부분대역을 추출하는 경우를 예를 들어 이하에서 자세히 설명하도록 한다.
현재, 심볼(k) 당 샘플링의 개수가 16으로서 세팅되고, 전송신호의 심볼 주파수(Fs)가 0.5MHz로 세팅되고, 및 추출되는 두 개의 부분대역이 0의 주파수로부터 동일하게 1MHz 이격된 중심 주파수를 갖도록 세팅된다고 가정된다. 즉, kT =1/Fs = 2MHz 및 Fb = 1MHz 또는 -1MHz로 가정된다. 수학식 11로부터, 탭 계수 hd(여기서, d = 0, 1, 2, ..., u)에 곱해지는 위상 회전 성분(θ)이 π/4 rad 이다. 또한, Fb/Fs = z 로부터, α는 1이다. 그러므로, 상기한 세팅은 두 개의 조건 즉, ωkT = 2πz(z는 정수) 및 수학식 12를 만족한다.
수학식 11로부터 얻어진 π/4 rad 값은 위상 회전 성분(θ)이 샘플링 주기(T)마다 도 19의 복소 평면상의 하나씩 8개의 값을 시계방향 또는 반시계 방향으로 진행하는 것을 의미한다. 도 19로부터 알 수 있는 것처럼, 위상 회전 성분(θ)은 0 rad, π/2 rad, π rad,,및 3π/2 rad의 값을 취할 수 있다. 그러므로, 위상 회전 성분에서, 탭 계수의 동위상 성분 또는 직교위상 성분은 0이 되므로, 탭 계수 곱셈기의 개수를 감소시킨다. 더욱이, 위상 회전 성분(θ)은 π/4 rad, 3π/4 rad, 5π/4 rad 및 7π/4 rad을 취할 수 있다. 그러므로, 위상 회전 성분에서, 동위상 성분 및 직교위상 성분의 절대값은 서로 동일하게 된다. 이것은 탭 계수 곱셈기가 공유되도록 하여 탭 계수 곱셈기의 수를 감소시킨다.
그러므로, ω가 ωkT = 2πz(여기서, z는 정수; z = ..., -1, 0, 1, ...)와 수학식 12에 표현된 관계를 만족시키도록 선택된다면, 탭 계수 곱셈기의 개수는 감소될 수 있다. 따라서, 지연 검출 연산부뿐만 아니라 부분대역 추출부도 쉽게 달성될 수 있다.
(제 6 실시예)
도 20은 본 발명의 상기한 실시예 중 어느 하나에 따른 데이터 수신 장치를 사용하는 무선 통신 시스템을 나타내는 일반적인 도면이다. 도 20에서, 무선 통신 시스템은 i(i는 양의 정수)개의 기지국(base station)(제 1 기지국(2500), 제 2 기지국(2501), ..., 제 (i-1) 기지국(2502), 및 제 i 기지국(2503)) 및 모바일(mobile) 기지국(2504)을 구비한다. 모바일 기지국(2504)은 본 발명의 상기한 실시예의 어느 하나에 따른 데이터 수신 장치를 사용하는 무선 통신 장치이다. 설명의 편의를 위해, 여기서 데이터 수신 장치로서, 모바일 기지국(2504)은 제 1 실시예에 따른 데이터 수신 장치(1)를 사용하는 것으로 가정한다. 그러나, 이것은 한정되는 것을 의미하지는 않고 어떤 다른 실시예에 따른 데이터 수신 장치가 사용될 수도 있다. 또한, 복수의 상기 모바일 기지국이 제공될 수 있다. 도 20에 도시된 무선 통신 시스템의 동작은 도 1 및 도 21을 참조하여 아래에서 설명된다.
도 21은 도 22에 도시된 무선 통신 시스템에서의 사용을 위한 고주파 변조 된 신호의 스펙트럼을 일반적으로 나타내는 도면이다. 도 21에서, 스펙트럼(r1(t))은 제 1 기지국(2500)으로부터 출력된 고주파 위상 변조된 신호의 스펙트럼이다. 스펙트럼(r2(t))은 제 2 기지국(2501)으로부터 고주파 위상 변조된 신호의 출력의 스펙트럼이다. 스펙트럼(ri-1(t))은 제 (i-1) 기지국(2502)으로부터 출력된 고주파 위상 변조된 신호의 스펙트럼이다. 스펙트럼(ri(t))은 제 i 기지국(2500)으로부터 출력된 고주파 위상 변조된 신호의 스펙트럼이다.
제 1 실시예에서 설명한 것처럼, 고주파 변조된 신호는 두 개 또는 그 이상의 부분대역 고주파 변조된 신호를 포함할 수 있다. 그러므로, 본 발명의 데이터 수신 장치는 적어도 하나의 부분대역, 즉 m(m은 1과 같거나 크고 i와 같거나 작은 양의 정수이다) 부분대역을 추출할 수 있다. 설명을 단순화하기 위해, 다음의 설명에서 즉, 두 개(m = 2)의 부분대역을 추출하는 부분대역 추출부를 포함하는 데이터 수신 장치가 모바일 기지국(2504)에서 사용되는 것을 가정한다.
여기서, 모바일 기지국(2504)은 제 1 기지국(2500)으로부터 출력된 고주파 변조된 신호를 수신하고 및 제 2 기지국(2501)으로부터 출력된 고주파 변조된 신호를 수신하는 것으로 가정된다. 도 1에 도시된 주파수 변환회로(105)에는 스펙트럼(r1(t))부터 스펙트럼(ri(t))까지에 의해 커버되는 모든 대역을 포함하는 가상 스펙트럼(R(t))에 의해 표현되는 주파수 성분을 갖는 고주파 변조된 신호가 제공된다. 이러한 환경하에서, 주파수 변환회로(105)는 fi라는 중심 주파수를 갖고 스펙트럼(r1(t)) 및 스펙트럼(r2(t))을 포함하는 가상 스펙트럼(r(t))에 의해 표현되는 주파수 성분을 갖는 고주파 변조된 신호를, 수신되는 고주파 변조된 신호로 간주한다. 그러면, 주파수 변환회로(105)는 fi이라는 중심 주파수가 0이 되도록 가상 스펙트럼(r(t))를 주파수 변환한다. 즉, 주파수 변환회로(105)는 스펙트럼(r1(t))이 스펙트럼(2601)이 되도록, 스펙트럼(r2(t))이 스펙트럼(2602)이 되도록, 스펙트럼(ri-1(t))이 스펙트럼(2603)이 되도록, 스펙트럼(ri(t))이 스펙트럼(2604)이 되도록 및 가상 스펙트럼(r(t))이 가상 스펙트럼(2600)이 되도록 주파수 변환을 수행한다. 결과적으로, 제 1 실시예에서 처럼, 모바일 기지국(2504)에서 데이터 수신 장치(1)는 부분대역 검출 신호의 동위상 성분 데이터 열(BI1(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ1(nT)), 즉 단지 스펙트럼(2601)의 성분을 갖는 성분 기저대역 신호를 출력한다. 또한, 데이터 수신 장치(1)는 단지 스펙트럼(2602)의 성분을 갖는 성분 기저대역 신호인 부분 대역 검출 신호의 동위상 성분 데이터 열(BI2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ2(nT))을 출력한다.
제 1 지연 검출 연산부(103) 및 제 2 지연 검출 연산부(104)의 각각의 출력측은 판단 회로(도시 안됨)에 연결된다. 제 1 지연 검출 연산부(103)의 출력측에 제공되는 판단 회로(도시 안됨)은 제 1 지연 검출 연산부(103)로부터 출력되는 동위상 성분 데이터 열(BI1(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ1(nT))에 기초한 위상 판단 처리를 수행하고, 그 후 수신된 데이터 열을 출력한다. 제 2 지연 검출 연산부(104)의 출력측에 제공되는 판단 회로(도시 안됨)은 제 2 지연 검출 연산부(104)로부터 출력되는 동위상 성분 데이터 열(BI2(nT)) 및 직교위상 성분 데이터 열(BQ2(nT)에 기초한 위상 판단 처리를 수행하고, 그 후 수신된 데이터 열을 출력한다. 즉, 데이터 수신 장치의 사용에 의해, 모바일 기지국(2504)은 통상적으로 필요했던 복수의 수신 시스템의 필요 없이 제 1 및 제 2 기지국(2500, 2501)으로부터 동시에 데이터를 수신할 수 있다.
이러한 신호의 각각으로부터 수신 데이터를 얻는 i개의 분리 고주파 변조된 신호를 수신하기 위해서 일반적인 수신기는 i개의 수신 시스템이 필요하다. 그러나, 상기한 바와 같이, 본 발명의 무선 통신 장치인 모바일 기지국은 단일 수신 시스템을 필요로 하며, 단지 i개의 분리 고주파 변조된 신호로부터 수신 데이터를 동시에 얻는다. .
또한, m개의 부분 대역을 추출하기 위해, 모바일 기지국은 m개의 부분 대역을 추출하기 위한 부분 대역 추출부가 포함된 데이터 수신 장치를 사용한다.
더욱이, 제 1 ~ 제 i 기지국(2500 ~ 2503)은 각각 모바일 기지국으로서의 기능을 가질 수 있다. 또한, 모바일 기지국(2504)은 기지국으로서의 기능을 가질 수 있다. 이 경우에, 모바일 기지국(2504)은 기지국으로서 모바일 기지국으로서 기지국(2500, 2501)으로부터 수신된 데이터를 동시에 얻을 수 있다.
한층 더 나아가, 본 발명의 데이터 수신 장치를 사용하는 모바일 기지국이 m개의 고주파 변조된 신호를 상기한 바와 같이 동시에 수신하는 경우, 단지 하나의 대역이 통신으로 사용되는 경우와 비교하여 m배 빠르게 데이터 수신 처리를 수행하는 것이 가능하다.
한층 더 나아가, 제 1 실시예에서 설명한 바와 같이, 모바일 기지국의 데이터 수신 장치는 수신 레벨에 따라 적합한 수신 데이터의 조각들 중 하나를 선택하고, 그 후 선택된 데이터를 출력한다. 이에 의해, 단일 고주파 변조된 신호가 단일 기지국으로부터 출력되는 경우, m개의 기지국에 의해 커버되는 영역 사이를 이동하는 모바일 기지국은 통신을 위해 이러한 기지국으로부터 적합한 하나를 선택할 수 있다.
(제 7 실시예)
도 22 및 23은 각각 본 발명의 제 7 실시예에에 따른 무선 통신 장치(10, 20)의 구조의 일예를 나타내는 블록도이다. 이러한 통신 장치(10, 20)는 본 발명의 실시예의 어느 하나에 따른 데이터 수신 장치를 사용한다.
첫째, 도 22 및 도 24를 참조하여, 무선 통신 장치(10)의 동작이 설명된다. 도 22에서, 무선 통신 장치(10)는 주파수 변환회로(2700), 본 발명의 어느 하나의 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2701), 제 1 ~ 제 i의 판단 회로(2703), 수신 데이터 집적 회로(2704), 안테나(2705), 전송 회로(2706) 및 전송/수신 스위칭 유닛(2707)을 구비한다. 무선 통신 장치(10)는 도 24에 도시된 가상 고주파 변조된 신호(R(t))를 수신하며, 상기 신호는 스펙트럼(r1(t), r2(t), ..., ri(t))(i는 양의 정수)에 의해 표현되는 주파수 성분을 포함한다.
주파수 변환회로(2700)는 가상 고주파 변조된 신호(R(t))의 중심 주파수 fi가 0이 되도록 주파수 변환을 수행한다. 부분 수신 장치(2701)의 부분대역 추출부는 가상 고주파 변조된 신호(R(t))에 포함된 각 스펙트럼(r1(t), r2(t), ..., ri(t))의 대역을 추출한다. 데이터 수신 장치(2701)의 각 지연 검출 연산부는 부분대역 추출부에 의해 추출된 각 대역에 상응하는 직교위상 성분 데이터 열 및 동위상 성분 데이터 열을 출력한다. 제 1 부터 제 i 까지의 판단 회로(2703)는, 각 수신된 직교위상 성분 데이터 열 및 동위상 성분 데이터 열에 기초하여, 데이터(D1 부터 Di)를 각각 출력한다.
현재, 전송/수신 스위칭 유닛(2707)은 안테나(2705) 및 수신 회로가 서로 연결되도록 세팅되는 것을 가정한다. 이러한 경우에, 제 1 부터 제 i 까지의 판단 회로(2703)는 각각 스펙트럼(rk(t))에 의해 표현되는 주파수 성분을 갖는 고주파 변조된 신호에 상응하는 수신 데이터(Dk)(k = 1, ..., i)를 출력한다.
여기서, 무선 통신 장치(10)에 신호를 전송하는 전송기(도시 안됨)는 미리 전송 데이터(TXD)를 i개의 전송 데이터(TXD1 부터 TXDi까지)로 분할하고, 그 후 스펙트럼(rk(t))에 의해 표현되는 주파수 성분을 갖는 고주파 변조된 신호로서 전송 데이터(TXDK)를 전송한다. 즉, 수신 데이터(Dk)는 전송측에서 분할된 전송 데이터(TXDK) 자체와 동일하다.
수신 데이터 집적 회로(2704)는 분할 이전에 수신 데이터(D1부터 Di까지)를 집적하여 전송 데이터(TXD)를 생성하고, 그 결과로서 출력된 데이터를 수신 데이터로서 출력한다.
이와 같이, 무선 통신 장치에 포함되는 본 발명의 데이터 수신 장치에 의해, 통신이 스펙트럼(ri(t))에 의해 표현된 대역만을 사용함으로써 통신이 수행되는 경우와 비교하여 i배 빠르게 데이터 수신 처리를 수행하는 것이 가능하다.
그다음, 도 23 및 24를 참조하여, 무선 통신 장치(20)의 동작이 설명된다. 도 23에서, 도 22에 도시된 무선 통신 장치의 부분의 기능과 동일한 기능을 가진 부분에는 동일한 참조 부호가 제공된다는 것을 유의해야 한다. 무선 통신 장치(20)는 주파수 변환회로(2700), 본 발명의 어느 한 실시예에 따른 데이터 수신 장치(2701), 제 1 ~ 제 i 판단 회로(2703), 디스플레이 유닛(2804), 안테나(2705), 전송 회로(2706) 및 전송/수신 스위칭 유닛(2707)을 구비한다. 무선 통신 장치(20)는 스펙트럼(r1(t), r2(t), ..., ri(t))(i는 양의 정수)에 의해 표현되는 주파수 성분을 포함하는 가상 고주파 변조된 신호(R(t))를 수신한다. 무선 통신 장치(10)에서 처럼, 무선 통신 장치(20)는 스펙트럼(rk(t))에 의해 표현된 주파수 성분을 갖는 고주파 변조된 신호에 상응하는 수신 데이터(Dk)를 얻는다. 수신 데이터(Dk)(k = 1, ..., i)의 얻어진 i 부분에 기초하여, 무선 통신 장치(20)의 디스플레이 유닛(2804)은 수신 데이터의 콘텐츠를 디스플레이한다.
본 발명은 상세히 설명되었지만, 전술한 설명은 모든 측면에서 예를 들었고 한정되지는 않는다. 수많은 다른 다양한 치환 및 변경은 본 발명의 기술적 사상으로부터 벗어남이 없이 안출될 수 있는 것으로 이해된다.
이러한 방식에서, 본 발명의 데이터 수신 장치에 병합되는 무선 통신 장치에 의해, 단지 단일 수신 시스템으로 복수의 신호 처리를 동시에 수행하는 것은 가능하고, 디스플레이를 위해 수신 데이터의 얻어진 부분에 대해 동시 처리를 수행하는 것도 가능하다.
그러므로, 무선 통신 장치를 위해 본 발명의 데이터 수신 장치를 사용함으로써, 데이터 전송 속도를 증가시키고 단일 수신 시스템만으로 수신 데이터의 복수의 부분에 대해 동시 처리를 수행하는 것이 가능하다.

Claims (21)

  1. 주파수 변환된 위상-변조된 신호를 직교 검출하여 얻어진 동위상 신호 및 직교위상 신호를 입력받아 검출 신호를 출력하는 데이터 수신장치에 있어서,
    소정의 매 샘플링 주기로 상기 동위상 신호를 샘플링하고 상기 샘플링된 동위상 신호를 출력하는 제 1 샘플러;
    상기 소정의 매 샘플링 주기로 상기 직교위상 신호를 샘플링하고 상기 샘플링된 직교위상 신호를 출력하는 제 2 샘플러; 및
    상기 제 1 샘플러로부터 출력된 샘플링된 동위상 신호와 상기 제 2 샘플러로부터 출력된 샘플링된 직교위상 신호에 포함된 주파수 성분으로부터, 중심주파수가 0이 아닌 적어도 하나의 부분대역을 추출하고, 상기 추출된 부분대역의 신호를 동위상 성분과 직교위상 성분으로 분리하고, 상기 동위상 성분과 상기 직교위상 성분을 부분 대역 신호로 출력하는 복소 필터에 의해 구성된 부분대역 추출부;
    를 포함하고,
    상기 부분대역 추출부로부터 출력된 상기 부분대역 신호에 기초하여 상기 검출 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호에 기초하여 지연 검출 처리를 수행하고 상기 검출 신호를 출력하는 지연 검출 연산부를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    상기 부분대역 신호의 중심 주파수가 전송 데이터의 심볼 주파수의 정수배의 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 지연 검출 연산부는,
    일 심볼 시간 만큼 상기 부분대역 추출부로부터 출력된 상기 부분대역 신호의 동위상 성분을 지연시키고 상기 지연된 동위상 성분을 출력하는 지연 유닛;
    상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호의 동위상 성분과 상기 지연된 동위상 성분을 곱하고 동위상 성분 데이터 열로서 상기 곱셈 결과를 출력하는 제 1 곱셈기;
    상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호의 직교위상 성분과 상기 지연된 동위상 성분을 곱하고 직교위상 성분 데이터 열로서 상기 곱셈 결과를 출력하는 제 2 곱셈기;
    상기 제 1 곱셈기로부터 출력된 상기 동위상 성분 데이터 열의 고주파 성분을 필터링하는 제 1 저역 통과 필터; 및
    상기 제 2 곱셈기로부터 출력된 직교위상 성분 데이터 열의 고주파 성분을 필터링하는 제 2 저역 통과 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    일 심볼 주기 내의 샘플링의 개수가 추출될 상기 부분대역 신호의 중심 주파수를 심볼 주파수로 나눈 다음 상기 나눈 결과에 8로 곱하여 얻어진 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    짝수개의 부분대역을 추출하고 짝수개의 부분대역 신호를 출력하고,
    두개의 부분대역 신호는 중심 주파수가 주파수 0으로부터 동일 거리로 이격된 양의 주파수 및 음의 주파수인 한쌍의 신호를 형성하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    상기 샘플링된 동위상 신호 및 제 1 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 1 복소 필터에 의해 구성된 제 1 필터링 유닛;
    상기 샘플링된 직교위상 신호 및 제 2 복소 필터의 전달 함수의 동위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 2 복소 필터에 의해 구성된 제 2 필터링 유닛;
    상기 샘플링된 직교위상 신호 및 제 3 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 3 복소 필터에 의해 구성된 제 3 필터링 유닛;
    상기 샘플링된 동위상 신호 및 제 4 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 상기 제 4 복소 필터에 의해 구성된 제 4 필터링 유닛;
    상기 제 1 필터링 유닛으로부터 출력된 신호에서 상기 제 2 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 감산하는 제 1 감산기;
    상기 제 1 필터링 유닛으로부터 출력된 신호와 상기 제 2 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 가산하는 제 1 가산기;
    상기 제 3 필터링 유닛으로부터 출력된 신호에서 상기 제 4 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 감산하는 제 2 감산기; 및
    상기 제 3 필터링 유닛으로부터 출력된 신호와 상기 제 4 필터링 유닛으로부터 출력된 신호를 가산하는 제 2 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    상기 부분대역 신호의 중심 주파수가 전송 데이터의 심볼 주파수의 정수배의 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    일 심볼 주기 내의 샘플링의 개수가 추출될 상기 부분대역 신호의 중심 주파수를 심볼 주파수로 나눈 다음 상기 나눈 결과에 8을 곱하여 얻어진 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 입력받아, 상기 샘플링 주기의 매 절반에서 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 교대로 선택하고 출력하는 제 1 입력 선택기;
    상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 입력받아, 상기 샘플링 주기의 매 절반에서 상기 샘플링된 동위상 신호 및 상기 샘플링된 직교위상 신호를 교대로 선택하고 출력하는 제 2 입력 선택기;
    상기 제 1 입력 선택기로부터 출력된 상기 신호 및 상기 제 1 복소 필터의 전달 함수의 동위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 제 1 복소 필터에 의해 구성된 제 1 필터링 유닛;
    상기 제 2 입력 선택기로부터 출력된 상기 신호 및 상기 제 2 복소 필터의 전달 함수의 직교위상 성분의 콘볼루션 적분을 얻는 제 2 복소 필터에 의해 구성된 제 2 필터링 유닛;
    변화하는 상기 제 1 필터링 유닛으로부터의 신호를 제 1 출력 선택기에 제공되는 제 1 출력 터미널 및 제 2 출력 터미널로 샘플링 주기의 반주기마다 교대로 출력하는 제 1 출력 선택기;
    변화하는 상기 제 2 필터링 유닛으로부터의 신호를 제 2 출력 선택기에 제공되는 제 3 출력 터미널 및 제 4 출력 터미널로 샘플링 주기의 반주기마다 교대로 출력하는 제 2 출력 선택기;
    상기 샘플링 주기의 절반의 시간 만큼 상기 제 1 출력 선택기의 상기 제 1 출력 터미널로부터 출력된 상기 신호를 지연하는 제 1 지연 유닛;
    상기 샘플링 주기의 절반의 시간 만큼 상기 제 2 출력 선택기의 상기 제 3 출력 터미널로부터 출력된 상기 신호를 지연하는 제 2 지연 유닛;
    상기 제 1 지연 유닛으로부터 출력된 상기 지연된 신호에서 상기 제 2 지연 유닛으로부터 출력된 상기 지연된 신호를 감산하는 제 1 감산기;
    상기 제 1 지연 유닛으로부터 출력된 상기 지연된 신호와 상기 제 2 지연 유닛으로부터 출력된 상기 지연된 신호를 가산하는 제 1 가산기;
    상기 제 1 출력 선택기의 상기 제 2 출력 터미널로부터 출력된 상기 신호로부터 상기 제 2 출력 선택기의 상기 제 4 출력 터미털로부터 출력된 상기 신호를 감산하는 제 2 감산기; 및
    상기 제 1 출력 선택기의 상기 제 2 출력 터미털로부터 출력된 상기 신호와 상기 제 2 출력 선택기의 상기 제 4 출력 터미널로부터 출력된 상기 신호를 가산하는 제 2 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    상기 부분대역 신호의 상기 중심 주파수가 전송 데이터의 심볼 주파수의 정수배의 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    일 심볼 주기 내의 상기 샘플링의 개수가 추출될 상기 부분대역 신호의 중심 주파수를 심볼 주파수로 나눈 다음 상기 나눈 결과에 8을 곱하여 얻어진 값을 갖도록 상기 부분대역을 추출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  13. 제 2 항에 있어서,
    상기 지연 검출 연산부는,
    상기 부분대역 추출부로부터 출력된 상기 부분대역 신호를 중간주파수 신호로서 사용함으로써 지연 검출 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조된 신호는,
    복조될 수 있는 부분대역 신호를 얻기 위해 적어도 하나의 부분대역이 추출되는 주파수 대역을 갖는 신호인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조된 신호는 확산 스펙트럼 신호인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 변조된 신호는,
    확산되는 신호로서, 소정의 주기 마다 사인파 주파수의 반복된 스위핑을 통하여 얻어진 처프신호를 사용함으로써 얻어진 확산 스펙트럼 신호인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
  17. 위상 변조된 신호를 수신 및 처리하는 무선 통신 장치에 있어서,
    수신된 위상 변조된 신호를 주파수 변환한 다음 직교 검출하고 그 후 동위상 신호 및 직교위상 신호를 출력하는 주파수 변환 회로;
    상기 주파수 변환 회로로부터 출력된 상기 동위상 신호 및 직교위상 신호를 수신하고 검출 신호를 출력하는 데이터 수신 장치; 및
    상기 데이터 수신 장치로부터 출력된 상기 검출 신호의 위상을 판단하는 위상 판단 처리 장치를 포함하고,
    상기 데이터 수신 장치는,
    소정의 샘플링 주기 마다 상기 동위상 신호를 샘플링하고 샘플링된 동위상 신호를 출력하는 제 1 샘플러;
    상기 소정의 샘플링 주기 마다 상기 직교위상 신호를 샘플링하고 샘플링된 직교위상 신호를 출력하는 제 2 샘플러; 및
    상기 제 1 샘플러로부터 출력된 샘플링된 동위상 신호와 상기 제 2 샘플러로부터 출력된 샘플링된 직교위상 신호에 포함된 주파수 성분으로부터, 중심주파수가 0이 아닌 적어도 하나의 부분대역을 추출하고, 상기 추출된 부분대역의 신호를 동위상 성분과 직교위상 성분으로 분리하고, 상기 동위상 성분과 상기 직교위상 성분직교위상 성분역 신호로 출력하는 복소 필터에 의해 구성된 부분대역 추출부를 포함하고,
    상기 데이터 수신장치는,
    상기 부분 대역 추출부로부터 출력된 상기 부분 대역 신호에 기초하여 상기 검출 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 데이터 수신장치는,
    상기 부분대역 추출부로부터 출력된 부분대역 신호에 기초하여 지연 검출 처리를 수행하고 상기 검출 신호를 출력하는 지연 검출 연산부를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    복수의 부분대역을 추출하고 상기 부분대역의 복수의 부분대역 신호를 출력하고,
    상기 위상 판단 처리 장치는,
    상기 지연 검출 연산부로부터 출력된 복수의 검출 신호에 대해 수행된 위상 판단을 통하여 얻어진 복수의 데이터 부분 중 하나를 선택하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    복수의 부분대역을 추출하고 상기 부분대역의 복수의 부분대역 신호를 출력하고,
    상기 위상 판단 처리 장치는,
    상기 지연 검출 연산부로부터 출력된 복수의 검출 신호에 대해 수행된 위상 판단을 통하여 얻어진 복수의 데이터 부분에 기초한 수신된 데이터를 생성하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  21. 제 18 항에 있어서,
    상기 부분대역 추출부는,
    복수의 부분대역을 추출하고 상기 부분대역의 복수의 부분대역 신호를 출력하고,
    상기 위상 판단 처리 장치는,
    상기 지연 검출 연산부로부터 출력된 복수의 검출 신호에 대해 수행되는 위상 판단을 통하여 얻어진 복수의 데이터 부분에 대해 동시 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
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