TWI543547B

TWI543547B - 多模式射頻接收器以及達成其頻率響應對稱性之方法

Info

Publication number: TWI543547B
Application number: TW103109342A
Authority: TW
Inventors: 強納森谷溫; 湯瑪士麥可; 史蒂芬歐圖; 西羅瓦蘭登
Original assignee: 晨星半導體股份有限公司
Priority date: 2013-03-15
Filing date: 2014-03-14
Publication date: 2016-07-21
Also published as: US9287912B2; CN104052509B; CN104052509A; US20140270021A1; TW201436481A

Description

多模式射頻接收器以及達成其頻率響應對稱性之方法

本發明與射頻通訊設備相關，尤其相關於具有混波器的射頻接收器，例如行動電話和無線區域網路接收器。

本發明與美國第8,121,577號專利相關，該專利之內容被並列為本申請案的參考資料。

射頻通訊系統所包含之射頻接收器係用以接收透過特定射頻通道(例如透過一目標頻段內之一目標中心頻率)傳送的射頻信號。射頻接收器的功能之一是排除頻率在目標頻段之外的信號。鄰近目標頻段的射頻信號尤其難以處理。

透過混波器，超外差(super-heterodyning)射頻接收器以一本地振盪信號對射頻信號施以混波，藉此將射頻信號降頻轉換為較低頻的中頻信號。一般而言，相較於射頻頻率，在中頻頻率濾除多餘的信號較為容易。

相對地，直接降頻轉換接收器用於混波的本地振盪信號則是具有射頻信號之載波頻率，其混波結果為一基頻信號。

另有一種利用混波器的降頻轉換稱為正交降頻轉換。正交降頻轉換根據射頻輸入信號產生兩個降頻轉換後信號。一同相混波器將射頻輸入信號與一第一本地振盪信號混波，產生一實部降頻轉換後信號(I信號)。一正交混波器將射頻輸入信號與一第二本地振盪信號混波，產生一虛部降頻轉換後信號(Q信號)。該第一及第二本地振盪信號的相位差為九十度。兩個互為正交的降頻轉換後信號之相位差亦為九十度。

除了目標信號之外，混波器還會額外產生鏡像信號。鏡像信號可透過射頻濾波及/或中頻濾波被移除。舉例而言，可利用帶通濾波令目標信號通過並移除干擾信號，或是利用陷波濾波(notch filtering)消除在特定頻率的干擾信號。

射頻接收器的另一個問題是旁頻帶(sideband)的增益不對稱性。隨著頻率的變化，目標頻段中的射頻輸入信號可能會被施以不同的振幅增益。舉例而言，較高頻的信號之放大量可能不同於較低頻的信號之放大量。

帶通濾波器的品質因數(quality factor)是濾波器移除干擾信號之能力指標，其定義為濾波器之中心頻率兩側的頻寬。

美國第8,121,577號專利揭露了一種內建於混波器中的濾波器。該系統中的混波器輸出端係連接至一多相反饋電路(polyphase reactive circuit)，例如一電容。混波器將射頻輸入信號與本地振盪信號混波，並將多相反饋電路的阻抗轉換為混波器的輸入阻抗。在輸入信號來自於具有高阻抗之信號源(例如電流源)時，該混波器提供對應於一阻抗峰值的高品質因數阻抗響應。將該高品質因數阻抗響應應用於接收路徑中的射頻帶通濾波器，能增進接收器的選擇能力(selectivity)，取代表面聲波(surface acoustic wave,SAW)濾波器或其他射頻濾波器。

對無線通訊應用而言，接收器所通常係用以接收符合2G、3G和4G等無線傳輸標準的射頻信號。2G標準係指歐洲電信標準組織(ETSI)制訂的第二代行動電話標準--全球行動通訊系統(GSM)標準。所謂3G標準則是指國際電信聯盟(ITU)制訂的第三代國際行動電信(IMT-2000)標準。4G標準包含長期演進(long term evolution,LTE)標準。2G、3G和4G 等名稱的定義並未統一，且可各自包含多種無線通訊標準。舉例而言，LTE和WiMax皆可被涵蓋於4G技術。在中國地區，3G標準可包含通用移動通訊系統(Universal Mobile Telecommunications,UMTS)系統、寬頻分碼多址(WCDMA)系統，以及分時-同步分碼多址(TD-SCDMA)系統。

現代行動電話大多被設計為支援多個前述標準。

於本發明之一實施例中，射頻接收器支援多重通訊模式，例如2G和3G。在2G模式中，混波器操作在較高的電壓。更明確地說，相較於3G模式，在2G模式中之本地振盪信號的電壓振幅為兩倍或更高。

於本發明之另一實施例中，射頻接收器包含一第一混波器與一第二混波器。第一混波器為一同相混波器，第二混波器為一正交混波器，用以將輸入射頻信號降頻轉換。一阻抗電路係設置於第一混波器和第二混波器之間，用以將不同路徑去耦合，進而提升射頻接收器的頻率響應之對稱性。

於本發明之另一實施例中，射頻接收器包含具有至少一複數係數的數位濾波器。此數位濾波器具有不對稱的頻率響應，且可被用以補償射頻接收器另一個具有不對稱頻率響應的濾波器。該另一濾波器包含混波器及耦接至混波器輸出端之一多相位反饋電路。

100‧‧‧數位處理電路

200‧‧‧射頻接收器

10‧‧‧低雜訊放大器

20、20_I、20_Q‧‧‧阻抗電路

30‧‧‧阻抗電路

40‧‧‧第一組混波器

50‧‧‧第二組混波器

60、60_I、60_Q‧‧‧多相位反饋電路

70‧‧‧多相位反饋電路

80‧‧‧類比-數位轉換器

90‧‧‧類比-數位轉換器

130‧‧‧同相混波器

140‧‧‧正交混波器

82、88、96、98‧‧‧同相電晶體

84、86、92、94‧‧‧正交電晶體

C1、C2、...、CN‧‧‧電容

300‧‧‧數位前端模組

310‧‧‧降取樣單元

320‧‧‧整形濾波器

330‧‧‧信號調節單元

340‧‧‧量測單元

400‧‧‧解調單元

321‧‧‧對稱FIR階段

322‧‧‧不對稱FIR階段

323‧‧‧複數不對稱FIR階段

圖一係繪示根據本發明之一實施例中的射頻接收器。

圖二係繪示第一組混波器40和多相位反饋電路60的細部電路範例。

圖三呈現四個相位不同的本地振盪信號。

圖四係繪示同相混波器130和正交混波器140的一種實施例。

圖五係繪示多相位反饋電路60_I之一實施例。

圖六係繪示包含一數位前端或數位前端模組300及一解調單元400的數位處理電路100。

圖七呈現一種令整形濾波器320為串接一對稱FIR階段321和一不對稱FIR階段322的典型實施方式。

圖八係繪示令整形濾波器320包含複數不對稱FIR階段323的實施例。

圖九係繪示複數不對稱FIR階段323的一種實施範例。

圖十係繪示結合具有對稱頻率響應的數位基頻濾波器後會產生的頻率響應範例。

圖十一係繪示結合具有不對稱頻率響應的數位基頻濾波器後會產生的頻率響應範例。

於本發明之一實施例中，射頻接收器支援多種無線傳輸標準，例如2G和3G。舉例而言，接收器可在毋需關閉任一混波器及/或送入混波器之時脈信號的情況下支援多種標準。

本發明之一實施例為繪示於圖一的射頻接收器200，其中的信號為差動信號。射頻接收器200的前端包含一低雜訊放大器10，用以放大差動射頻輸入信號RFIN1、RFIN2。該等射頻輸入信號可為透過天線(未繪示)接收之無線信號。於此實施例中，該等射頻輸入信號為行動電話信號。該等射頻輸入信號亦可為透過電纜或光纖電纜接收之電視信號。

低雜訊放大器10的輸出透過阻抗電路20耦接至第一組混波器40，並透過阻抗電路30耦接至第二組混波器50。雖然此實施例中的低雜訊放大器10為單一電路，本發明所屬技術領域中具有通常知識者能理解，低雜訊放大器10實際上可包含複數個低雜訊放大器。舉例而言，可令第一組混波器40和第二組混波器50中的各個混波器單獨耦接至一低雜訊放大器。

第一組混波器40包含一同相混波器與一正交混波器，用以接收2G射頻信號。第二組混波器50亦包含一同相混波器與一正交混波器，用以接收3G射頻信號。

美國的通用移動通訊系統(Universal Mobile Telecommunications System,UMTS)網路(通稱為3G系統)使用1850~1910兆赫上傳資料，使用1930~1990兆赫下載資料(WCDMA 1900)。舉例而言，第二組混波器50可相對應地被設定在此頻段。美國的2G系統或GSM系統可操作在GSM-850頻段(採用824.2~849.25兆赫為上傳頻段，869.2~894.2兆赫為下載頻段)。相對應地，第一組混波器40可被設計為操作在此頻段。

如圖一所示，第一組混波器40的輸出耦接至多相位反饋電路60。第二組混波器50的輸出耦接至多相位反饋電路70。

圖二係繪示第一組混波器40和多相位反饋電路60的細部電路範例。第一組混波器40包含一同相混波器130與一正交混波器140。多相位反饋電路60包含多相位反饋電路60_I和多相位反饋電路60_Q。同相混波器130和正交混波器140透過節點INP1、INP2接收一組差動輸入信號。同相混波器130在節點IMIXOUT1、IMIXOUT2提供一組差動輸出信號。正交混波器140則是在節點QMIXOUT1、QMIXOUT2提供另一組差動輸出信號。輸出節點IMIXOUT1、IMIXOUT2係終止於與其耦接的多相位反饋電路60_I，輸出節點QMIXOUT1、QMIXOUT2則係終止於與其耦接的多相位反饋電路60_Q。第二組混波器50和多相位反饋電路70之相對關係亦類似於圖二所示者。

同相混波器130將放大後信號與具有頻率LO之一第一本地振盪信號LO₁混波。正交混波器140將放大後信號與同樣具有頻率LO之一第二本地振盪信號LO₂混波。第一本地振盪信號LO₁和第二本地振盪信號LO₂的相位差大約為90度。

同相混波器130亦將放大後信號與具有頻率LO之一第三本地振盪信號LO₃混波。正交混波器140亦將放大後信號與具有頻率LO之一第四本地振盪信號LO₄混波。第三本地振盪信號LO₃和第二本地振盪信號LO₂的相位差大約為90度。第四本地振盪信號LO₄和第三本地振盪信號LO₃的相位差大約為90度。

圖三呈現四個相位不同的本地振盪信號。為了提供適當的隔離，本地振盪信號LO₁、LO₂、LO₃、LO₄等四個信號中，每次只有一個信號處於高準位狀態。於以下說明中，振盪信號LO₁具有高準位的時段稱為第一時段，振盪信號LO₂具有高準位的時段稱為第二時段，振盪信號LO₃具有高準位的時段稱為第三時段，振盪信號LO₄具有高準位的時段稱為第四時段。

圖四係繪示同相混波器130和正交混波器140的實施例。該等混波器為利用場效電晶體做為切換元件的差動切換式被動混波器。第一混波器輸入INP1係耦接至第一同相電晶體88、第二同相電晶體82、第一正交電晶體84、第二正交電晶體86的汲極。第二混波器輸入INP2係耦接至第三同相電晶體98、第四同相電晶體96、第三正交電晶體92、第四正交電晶體94的汲極。

本地振盪信號LO₁係耦接至第一同相電晶體88和第四同相電晶體96的閘極。本地振盪信號LO₃係耦接至第三同相電晶體98和第二同相電晶體82的閘極。

本地振盪信號LO₂係耦接至第一正交電晶體84和第四正交電晶體94的閘極。本地振盪信號LO₄係耦接至第三正交電晶體92和第二正交電晶體86的閘極。

輸出信號IMIXOUT1係耦接至第四同相電晶體96和第二同相電晶體82的源極。輸出信號IMIXOUT2係耦接至第一同相電晶體88和第三同相電晶體98的源極。輸出信號QMIXOUT1係耦接至第四正交電晶體94和第二正交電晶體86的源極。輸出信號IMIXOUT2係耦接至第一正交電晶體84和第三正交電晶體92的源極。

混波程序會將輸入射頻信號降頻轉換。在直接降頻轉換接收器中，混波器130、140輸出的降頻轉換後信號具有基頻頻率。在另一形態的接收器中，該降頻轉換後信號則具有一中間頻率。

於此實施例中，第一組混波器負責接收2G無線射頻信號，第二組混波器負責接收3G無線射頻信號。2G標準是最早的數位無線傳輸標準，不如後期標準進步。2G混波器可操作在較高的電壓以增進其效能。因此，配合第一組混波器之本地振盪信號LO₁~LO₄的電壓可高於配合第二組混波器之本地振盪信號LO₁~LO₄的電壓。舉例而言，配合第一組混波器之本地振盪信號LO₁~LO₄的電壓振幅可為1.2伏特，而配合第二組混波器之本地振盪信號LO₁~LO₄的電壓振幅可為2.4伏特。

此外，2G模式不需要表面聲波濾波器。因而，此實施例為一非表面聲波2G接收器的範例。

如圖二所示，該等混波器的輸出節點係耦接至或終止於多相位反饋電路。於第一時段，RFIN1係耦接至多相位反饋電路60_I之一端。於第三時段，RFIN2係耦接至多相位反饋電路60_I之另一端。於第二時段，RFIN1係耦接至多相位反饋電路60_Q之一端。於第四時段，RFIN2係耦接至多相位反饋電路60_Q之另一端。

於此實施例中，該多相位反饋電路為一電容，特別是一可變電容。圖五係繪示多相位反饋電路60_I之一實施例，其中包含複數個電容C1、C2、....、CN。藉由切換該等電容的狀態，多相位反饋電路60_I的電容值可被調整。此外，各電容的大小可不同，以提高總電容量。舉例而言，電容C1之大小可為電容C2之大小的兩倍或更高。

實務上，亦可採用其他種類的多相位反饋電路。舉例而言，該多相位反饋電路可為一互導(transconductance)電路。

如美國第8,121,577號專利中所述，低雜訊放大器10、第一組混波器40(或第二組混波器50)，以及多相位反饋電路60(或70)構成一濾波器，並可為整體設計的一部份。為便於說明，該濾波器於此被稱為一射頻濾波器。

如本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，該等混波器輸出的降頻轉換後信號IMIXOUT1、IMIXOUT2、QMIXOUT1、QMIXOUT2可依需求被進一步或過濾。該等類比信號隨後被類比-數位轉換器80、90轉換為數位信號。類比-數位轉換器80、90輸出具有數位形式的I/Q取樣。如本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，該等I/Q取樣在數學上可被表示為複數。在數位領域中，射頻信號或I/Q取樣可被進一步處理並解調，以得出射頻信號所承載的資料。數位處理電路(例如一基頻處理器)100可負責執行上述功能。

如圖二所示，阻抗電路20中包含之阻抗電路20_I係設置於低雜訊放大器10和同相混波器130之間。阻抗電路20_Q則是設置在低雜訊放大器10和正交混波器140之間。舉例而言，該阻抗電路可為一被動阻抗(電阻)。阻抗電路可提高同相路徑和正交路徑間的去耦合(decoupling)。

如上所述，射頻接收器的問題之一在於頻率響應的不對稱性(例如振幅增益)。本發明的概念包含增設阻抗電路，以將同相路徑和正交路徑去耦合，進而提升頻率響應的對稱性。

於一實施例中，在3G模式下，配合2G的第一組混波器40不被選用，而振盪信號LO₁~LO₄被禁能以停止第一組混波器40的運作。

此外，該阻抗電路可被設計為可調式(其實施方式為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知)，並且可被動態調整，以提高同相路徑和正交路徑間的去耦合效果。舉例而言，每次開機時，系統可執行一診斷程序，以將該阻抗電路設定為能達到最佳去耦合。

於另一實施例中，數位處理電路100包含一數位複數濾波器，用以校正頻率響應之不對稱性(例如針對振幅增益)。於一實施例中，該數位複數濾波器被用以補償另一濾波器造成的頻率響應不對稱性。

舉例而言，如美國第8,121,577號專利所述，低雜訊放大器10、第一組混波器40(或第二組混波器50)，以及多相位反饋電路60(或70)可組成射頻濾波器。該數位複數濾波器可被用以補償該射頻濾波器造成的頻率響應不對稱性。

如圖六所示，數位處理電路100包含一數位前端模組300與一解調單元400。數位前端模組300負責處理類比-數位轉換器80、90提供的數位I/Q取樣，以使其處理結果能符合解調單元400需要的信號格式(例如取樣率、位元寬度)。解調單元400負責將射頻信號解調，以得出射頻信號所承載的資訊。上述電路，例如低雜訊放大器10和混波器40、50，被視為前端類比電路。

數位前端模組300包含一降取樣單元310，用以接收類比-數位轉換器80、90提供的數位I/Q取樣。類比-數位轉換器80、90的操作頻率通常遠高於符號率/波特率。因此，該等輸入取樣首先被降取樣單元(例如為一硬體電路)310降取樣。在能夠足以正確表示信號的前提下，降取樣單元310會盡量將取樣率降低，以最小化後續處理階段的實現複雜度。降取樣單元310的實現可能性有很多種。舉例而言，可採用不需要乘法器的串聯積分梳狀(cascaded integrator comb,CIC)架構，以節省晶片面積和功率消耗。降取樣階段的輸出信號頻率仍高於符號率/波特率，但其過取樣比例(通常可被設定在2到5之間)已較類比-數位轉換器之輸出端低很多。

降取樣單元的設計與實施為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，因此不再贅述。

整形濾波器320能提供各種濾波效果，以調整資訊承載信號的頻率響應。以WCDMA信號為例，可採用具有一根餘弦(root-raised cosine,RRC)響應的濾波器來過濾輸入信號，以配合傳送器提供的頻率響應。整形濾波器320不一定為單一濾波器，其中亦可包含多個濾波階段。實務上，各個濾波階段可具有不同架構，例如令某些階段採用有限脈衝響應(finite impulse response,FIR)、某些階段採用無限脈衝響應(infinite impulse response,IIR)。由於可能得以減少需執行的數學運算總數量，結合多個濾波階段有助於降低實現複雜度。圖七呈現一種典型實施方式，令整形濾波器320為串接一對稱FIR階段321和一不對稱FIR階段322。對稱濾波器及不對稱濾波器為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所熟知，不應被混淆為對稱和不對稱頻率響應。如先前所述，對稱濾波器及不對稱濾波器皆具有對稱的頻率響應。

由於濾波器之操作皆為線性，改變這些濾波階段的順序不會影響整體響應。此外，這些濾波器採用實數係數。當對稱FIR階段321的係數數量N為偶數，其N個係數滿足下列關係：當對稱FIR階段321的係數數量N為奇數，其N個係數之關係則是：

這些關係可被運用來減少濾波程序中的乘法運算之數量。當係數數量N為偶數，乘法運算的數量可被減半。因此，在階段數量相同的情況下，相較於不對稱FIR架構，採用對稱FIR架構能提供相當大的運算好處。然而，對稱的FIR濾波器在頻域之相位響應恆為線性，亦即具有固定的群體延遲(group delay)。由於對稱FIR階段321與不對稱FIR階段322的係數皆為實數，整形濾波器320的頻率響應之振幅增益將恆為對稱的。

於一實施例中，至少一濾波階段被設計為具有複數係數。因此，整形濾波器320之頻率響應之振幅增益將為不對稱的。在圖八中，不對稱FIR階段322被採用複數係數之一複數不對稱FIR階段323取代。具有複數係數使整形濾波器320得以實現一頻率響應，令其相位響應為非線性，而振幅響應為不對稱的。

圖九係繪示複數不對稱FIR階段323的一種實施範例。X(m)代表輸入信號的第m個取樣，y(m)代表輸出信號的第m個取樣。Z-1代表取樣延遲。該等濾波器係數h(0)、h(1)、h(2)、...、h(N-1)為不對稱的，亦即至少有一索引值i能令h(i)不等於h(N-i-1)。該等濾波器係數h(0)、h(1)、h(2)、...、h(N-1)為複數。

圖十和圖十一呈現了根據本發明之實施例與先前技術的功效比較圖。如圖十所示，射頻濾波器本身具有不對稱的頻率響應(例如振幅增益)。若結合具有對稱頻率響應的數位基頻濾波器(例如不對稱FIR階段322)，整體濾波器會具有不對稱的頻率響應，類似於原射頻濾波器。

相對地，圖十一呈現之數位基頻濾波器(例如複數不對稱FIR階段323)具有不對稱的頻率響應。藉由將複數不對稱FIR階段323設計為補償射頻濾波器的響應，整體濾波器便會具有對稱的頻率響應。

該等複數濾波器係數能被設計為可經軟體程式化的。這種做法令接收器得以根據輸入信號的特性適性改變整形濾波器320的組態。舉例而言，可針對多個不同頻率量測輸入信號的頻率響應，並利用這些量測來判斷頻率響應中是否存在不對稱性。此不對稱性隨後可由整形濾波器320利用某些濾波階段的頻率響應進行補償。舉例而言，整形濾波器320可包含一個或多個具有複數係數的FIR濾波器，並且該等係數可被設定為校正輸入信號的頻率響應不對稱性。

信號調節單元330負責調節整形濾波器320產生的I/Q取樣，使其調節結果適於後續解調單元400。舉例而言，信號調節單元330可提供可程式化的數位縮放功能，使其輸出信號的動態範圍落在解調單元400能接受的範圍內。信號調節單元330亦可用以移除輸入信號中的直流偏移。

針對數位前端模組300中的複數I/Q信號，量測單元340執行多次量測和計算。舉例而言，量測單元340可計算數位前端模組300之處理鏈中不同節點的輸入信號功率，以偵測干擾信號(例如鄰近頻道)的存在。量測單元340亦可用以偵測輸入信號之頻率響應中的振幅增益不對稱性；整形濾波器320隨後可被調整，以校正此不對稱性。舉例而言，量測單元340可針對兩個頻率+fm和-fm量測輸入信號的頻率響應，並根據這兩個量測結果估計頻率響應之不對稱性。若這些量測係於整形濾波器320的輸出端進行且量測的頻率點係對應於四分之一取樣率，量測和計算的複雜度成本相當低。在這個情況下，不需要任何乘法運算即可計算頻率響應數值。

於實際應用中，複數不對稱FIR階段323的濾波器係數可於操作過程中被動態調整。

藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。

100‧‧‧數位處理電路

10‧‧‧低雜訊放大器

20、30‧‧‧阻抗電路

40‧‧‧第一組混波器

50‧‧‧第二組混波器

60、70‧‧‧多相位反饋電路

80、90‧‧‧類比-數位轉換器

200‧‧‧射頻接收器

Claims

一種射頻接收器，包含：一第一組混波器，用以根據一第一通訊模式接收一射頻信號；以及一第二組混波器，用以根據一第二通訊模式接收該射頻信號；其中該第一組混波器與該第二組混波器之一包含一第一混波器與一第二混波器，且該第一混波器與該第二混波器間設置有一電阻電路，且該電阻電路位於一訊號路徑中。
如申請專利範圍第1項所述之射頻接收器，其中該第一組混波器之一操作電壓為該第二組混波器之一操作電壓的至少兩倍。
如申請專利範圍第1項所述之射頻接收器，其中該第一組混波器根據一第一組本地振盪信號運作，該第二組混波器根據一第二組本地振盪信號運作，該第一組和該第二組本地振盪信號其中之一具有之一電壓振幅為該第一組和該第二組本地振盪信號另一之一電壓振幅的至少兩倍。
如申請專利範圍第1項所述之射頻接收器，其中該第一通訊模式及該第二通訊模式分別為一2G標準與一3G標準。
如申請專利範圍第4項所述之射頻接收器，其中該2G標準為全球行動通訊系統(GSM)標準，該3G標準為寬頻分碼多址(WCDMA)標準或分時-同步分碼多址(TD-SCDMA)標準。
如申請專利範圍第1項所述之射頻接收器，進一步包含：一數位濾波器，耦接至該第一混波器或該第二混波器之一輸出端，該數位濾波器具有不對稱的頻率響應。
如申請專利範圍第6項所述之射頻接收器，其中該數位濾波器具有一複數濾波係數。
如申請專利範圍第7項所述之射頻接收器，其中該複數係數被動態控制。
如申請專利範圍第6項所述之射頻接收器，其中與該數位濾波器耦接之該第一混波器或該第二混波器亦耦接至一多相位反饋電路。
如申請專利範圍第9項所述之射頻接收器，進一步包含：一額外濾波器，包含該多相位反體電路，該數位濾波器之一頻率響應補償該額外濾波器之一頻率響應。
一種射頻接收器，包含：一第一混波器與一第二混波器，分別接收一射頻信號；以及一數位濾波器，耦接至該第一混波器或該第二混波器之一輸出端，該數位濾波器具有一不對稱的頻率響應，其中該不對稱的頻率響應為一振幅不對稱的頻率響應。
如申請專利範圍第11項所述之射頻接收器，其中第一混波器為一同相混波器，該第二混波器為一正交混波器，該同相混波器與該正交混波器將該射頻信號轉換成具有一不同頻率。
如申請專利範圍第11項所述之射頻接收器，其中該數位濾波器具有動態調整之一複數係數。
如申請專利範圍第13項所述之射頻接收器，進一步包含：一多相位反饋電路，耦接至與該數位濾波器相耦接之該第一混波器或該第二混波器的該輸出端。
如申請專利範圍第14項所述之射頻接收器，進一步包含：一額外濾波器，包含該多相位反饋電路；其中該數位濾波器之一頻率響應補償該額外濾波器之一頻率響應。
一種達成一射頻接收器之頻率響應對稱性之方法，包含：利用一第一混波器與一第二混波器接收一射頻信號；以及利用具有一不對稱頻率響應之一數位濾波器，過濾該第一混波器或該第二混波器之一輸出信號，其中該不對稱頻率響應為一振幅不對稱的頻率響應。
如申請專利範圍第16項所述之方法，其中該第一混波器為一同相混波器，該第二混波器為一正交混波器，該方法進一步包含：利用該同相混波器與該正交混波器，將該射頻信號轉換為具有一不同頻率。
如申請專利範圍第16項所述之方法，其中該數位濾波器具有被動態調整之一複數係數。
如申請專利範圍第18項所述之方法，其中一多相位反饋電路係耦接至將該輸出信號提供至該數位濾波器過濾之該第一混波器或該第二混波器。
如申請專利範圍第19項所述之方法，進一步包含：利用包含該多相位反饋電路之一額外濾波器，過濾該射頻信號；以及利用該數位濾波器之一頻率響應補償該數位濾波器之一頻率響應。