CN113078834B - 基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器及设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于数字式delta‑sigma与PID双环控制的逆变器及设计方法，属于开关电源领域，逆变器包括：PID外环控制模块，对逆变电路输出侧电压采样端的电压信号采样解码及数字PID调节；数字式delta‑sigma内环控制模块，对桥臂中点电压信号进行delta‑sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当数据流达到M位时滤波解码，并在每新增加一位时对最新M位数据进行滤波解码，得到数据点，并对PID外环控制模块输出的信号与数据点之间的差值进行积分、量化后驱动逆变电路将直流信号转换为交流电压信号。简化滤波算法降低时延，delta‑sigma型ADC噪声整形功能保证采样数据在中低频段准确性，解决现有数字式delta‑sigma控制采样速度低、时延大、精度低的问题。双环控制有效提高系统的控制精度与响应速度。
Description
技术领域
本发明属于开关电源领域，更具体地，涉及一种基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器及设计方法。
背景技术
高精度交流电源在精密制造、精密测量和医疗领域中有着重要应用。其中，开关电源的死区误差、输出滤波器产生的误差等导致其难以实现高精度。音频领域模拟式的delta-sigma调制可以有效抑制死区以实现高精度交流电源，但是模拟式控制在功率较大时容易受干扰而影响精度，且移植性差，存在一定的设计难度。
数字式的delta-sigma调制对采样要求很高，需高速度以获取死区等误差，需低时延以提高环路稳定性并使得环路可运行在较高开关频率来保证带宽，需高精度以控制环路获取数据的准确。现有的采样方案，通常采取误差补偿方式，或者降低波形精度要求，采样调理电路设计复杂并且精度不高，特别的考虑到采样隔离要求，目前采样方案还存在着功率级限制。除此之外，单纯的数字式delta-sigma控制对滤波器造成的误差也未有效抑制。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器及设计方法，其目的在于利用delta-sigma型采样ADC提高采样率，简化滤波解码算法以降低时延，积分滤除高频段误差，基于该类ADC具备的噪声整形特点，保证采样数据在所需中低频段内的准确性，解决现有数字式delta-sigma控制中采样方案的速度低、时延大、精度低、带宽不够的问题，保证数字化内环控制的高性能。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器，包括：逆变电路；PID外环控制模块，连接所述逆变电路输出侧的电压采样端，用于对所述逆变电路输出的电压信号进行数字PID调节后输出；数字式delta-sigma内环控制模块，连接所述逆变电路的桥臂中点和所述PID外环控制模块的输出端，用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当所述数据流的位数达到M位时对所述M位数据流进行滤波解码以得到一数据点，之后每得到一数据流时对最新得到的M位数据流进行滤波解码以得到相应的数据点，M为解码所需数据流的位数，以及用于对所述PID外环控制模块输出的信号与所述数据点之间的差值进行积分、量化以转化为驱动信号输出，以驱动所述逆变电路将直流信号转换为交流电压信号。
更进一步地，所述数字式delta-sigma内环控制模块包括依次连接的第一隔离采样单元、第一滤波解码单元、积分器和量化比较器；所述第一隔离采样单元用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流；所述第一滤波解码单元用于对所述数据流进行滤波解码以得到各所述数据点；所述积分器用于对所述差值进行积分；所述量化比较器用于将所述积分器输出的积分结果与参考电压进行比较，并将比较结果转化为所述驱动信号输出。
更进一步地，第一滤波解码单元利用sinc3滤波解码函数对所述数据流进行滤波解码，且滤波过程中所用数据流的位数在1-50之间。
更进一步地，所述数字式delta-sigma内环控制模块还包括RC滤波器，所述桥臂中点通过所述RC滤波器连接至地；所述第一隔离采样单元用于对RC滤波后桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样。
更进一步地，所述量化比较器为单比特量化比较器或多比特量化比较器，且比较环节具备滞回特性。
更进一步地，所述逆变电路为半桥逆变电路、全桥逆变电路或多电平逆变电路，输出端连接LC滤波器，所述电压采样端为所述LC滤波器的输出端。
更进一步地，所述PID外环控制模块包括依次连接的第二隔离采样单元、第二滤波解码单元和PID控制单元；所述第二隔离采样单元和第二滤波解码单元分别依次用于对所述逆变电路输出的电压信号进行AD采样和滤波解码；所述PID控制单元用于对所述第二滤波解码单元的解码结果与预置正弦信号之间的差值进行数字PID调节后输出。
更进一步地，所述数字式delta-sigma内环控制模块为一阶控制模块或高阶控制模块。
按照本发明的另一个方面，提供了一种如上所述的逆变器的设计方法，包括：S1，将数字式delta-sigma内环控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立所述逆变器的传递函数；S2，计算所述传递函数对应的特征方程，并根据所述特征方程中可变增益λ的变化计算绘制所述特征方程的根轨迹；S3，调节PID外环控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至所述特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次。
更进一步地，所述特征方程为：
其中，L为所述逆变器中滤波电感的电感值，C为所述逆变器中滤波电容的电容值，r为所述逆变器中的综合阻尼，K为所述逆变器与积分器的等效增益，T1为积分量化与逆变环节的时延，T2为反馈通道的时延，kfb为反馈通道的增益，kp、ki、kd分别为所述比例参数、积分参数和微分参数。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)对于数字式delta-sigma内环控制，利用delta-sigma隔离型ADC与数学分析简化滤波解码算法，每采样一个单比特数据输出一个滤波解码完毕的多比特数据，提高了解码后采样可用数据的带宽，提高其抗混叠能力，并且将内环采样电路的时延降至最低；利用ADC具备的噪声整形功能，保证采样数据在逆变器所需的中低频段内的准确性；为解决滤波解码算法简化带来的数据误差，在滤波解码之后设置积分环节以滤除采样数据在高频段的误差，保证了采样数据在高频段内的准确性，解决现有数字式delta-sigma控制中采样速度低、时延大、采样精度低的问题；
(2)数字式delta-sigma内环可对死区等误差进行高性能抑制，而死区在逆变器中具备等效电阻特性，使得delta-sigma内环的滤波器谐振问题会更为严重，因此，在数字式delta-sigma内环控制的基础上，加入PID外环控制以提高系统阻尼，进一步提高系统对误差的抑制能力，同时对滤波器的谐振影响进行有效抑制，并且降低负载电流扰动对逆变器精度的影响，提升逆变器的精度和稳定性；
(3)简化的滤波解码算法的复杂度，例如使用sinc3滤波解码函数的滤波队列长度由传统的大于100降低至小于10，从而极大地降低时延提高响应速度，进而提高开关频率，提升逆变器的波形质量，实现高精度的逆变电源；
(4)针对数字式双环控制系统的稳定性问题进行分析设计，给出了判定依据及设计过程，从而保证了高精度的数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器的可实施性。
附图说明
图1A为delta-sigma的控制框图；
图1B为delta-sigma的输入伯德图与误差伯德图；
图1C为被等效为白噪声的误差在delta-sigma的噪声整形示意图；
图2为本发明实施例提出的基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器的控制框图示意图；
图3为图2所示控制框图对应的一电路结构示意图；
图4A为delta-sigma+PID控制与现有技术中PWM+PID控制的输入传递函数伯德图对比；
图4B为delta-sigma+PID控制与现有技术中PWM+PID控制的输出电流传递函数伯德图对比；
图4C为delta-sigma+PID控制与现有技术中PWM+PID控制的误差传递函数伯德图对比；
图5为本发明实施例提出的基于delta-sigma与PID控制的逆变器的实验波形图；
图6为本发明实施例提出的基于delta-sigma与PID控制的逆变器在突加负载时的实验波形图。
在所有附图中，相同的附图标记用来表示相同的元件或者结构，其中：
1为逆变电路，2为PID外环控制模块为，21为第二隔离采样单元，22为第二滤波解码单元，23为PID控制单元，3为数字式delta-sigma内环控制模块，31为第一隔离采样单元，32为第一滤波解码单元，33为积分器，34为量化比较器。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
图2为本发明实施例提出的基于数字式delta-sigma与PID(Proportion IntegralDifferential，PID)双环控制的逆变器的控制框图示意图。参阅图2，结合图1A-图6，对本实施例中基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器进行详细说明。
基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器包括逆变电路1、PID外环控制模块2和数字式delta-sigma内环控制模块3。PID外环控制模块2连接逆变电路1输出侧的电压采样端，用于对逆变电路1输出侧电压采样端的电压信号进行数字PID调节后输出。数字式delta-sigma内环控制模块3连接逆变电路1的桥臂中点和PID外环控制模块2的输出端，用于对桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当数据流的位数达到M位时对该M位数据流进行滤波解码以得到一数据点，之后每得到一数据流时对最新得到的M位数据流进行滤波解码以得到相应的数据点，M为解码所需数据流的位数，本实施例中为提高响应速度将M设置为较小的值，例如将M的范围设置在1-50之间；进一步地，数字式delta-sigma内环控制模块3还用于对PID外环控制模块2输出的信号与数据点之间的差值进行积分、量化以转化为驱动信号输出，以驱动逆变电路1将直流信号转换为交流电压信号。
delta-sigma的控制框图如图1A所示。由于delta-sigma型ADC采样频率很高，例如采用AD7405采样芯片时采样率为20Mb/s，且低通滤波器设计为具备抗混叠特性，因此，使用模拟式的传递函数表示的准确性足够，分析更为明确。图1A所示控制框图中，可以将积分器增益设置为很大的值来保证良好的噪声整形效果。延时环节用于控制delta-sigma的输出变化速率，即控制逆变电路1中的开关频率。物理角度上，输入x(n)在几个调控周期内可近似看作恒定值，输入值与量化输出值相减，积分器对相减结果进行积分，保证积分后的值在小范围内波动，便可实现输出对输入的脉冲等效。从数学角度分析，图1A所示控制框图中，输入信号x(n)的传递函数为：
误差信号e(n)的传递函数为：
为分析其特性，画出输入信号和误差信号的传递函数，其中设置延时T1＝2us、T2＝6us，积分增益K＝105，时延限制了最高67.5kHz的开关频率，此结构的伯德图如图1B所示。参阅图1B，可以看出，输入信号的传递函数表现为低通特性，即输入信号通过delta-sigma调制后很少衰减，误差传递函数则表现为高通滤波属性，即可抑制低频段误差，这被称为噪声整形，如图1C所示。
由此可知，通过delta-sigma内环控制，可利用噪声整形原理有效抑制开关电源死区等误差；但是delta-sigma控制未考虑滤波器效应，且系统阻尼更小，因此通过PID控制提高系统阻尼，并进一步抑制了误差，同时对滤波器的影响进行有效抑制，并对负载电流扰动带来的误差进行抑制，可获得更好的暂态性能与稳态精度，数字式控制使得调节更为灵活。
逆变电路1为半桥逆变电路、全桥逆变电路或多电平逆变电路等，输出端连接LC滤波器，该LC滤波器的输出端即为逆变电路1输出侧的电压采样端，PID外环控制模块2的输入端连接LC滤波器的输出端。以逆变电路1为电压型半桥逆变电路为例，参阅图2，该半桥逆变电路由两个开关管以及原边直流稳压电容C2和C3组成，通过交替控制这两个开关管的通断来实现逆变功能。
PID外环控制模块2包括依次连接的第二隔离采样单元21、第二滤波解码单元22和PID控制单元23。第二隔离采样单元21用于对逆变电路1输出侧电压采样端的电压信号进行AD采样。第二滤波解码单元22用于对第二隔离采样单元21的采样结果进行滤波解码。PID控制单元23用于对第二滤波解码单元22的解码结果与预置正弦信号之间的差值进行数字PID调节后输出，并将输出结果传输至数字式delta-sigma内环控制模块3。PID控制单元23为FPGA芯片或DSP芯片中的数字正弦波，利用FPGA或DSP实现PID控制与通信。
以第二隔离采样单元21为AD7405隔离采样芯片、PID控制单元23为FPGA控制形成的PID外环控制模块2为例，其控制过程为：AD7405从LC滤波器输出侧采样输出电压，利用FPGA调节PID控制参数，实现PID控制后输入至数字式delta-sigma内环控制模块3中的积分器，由此便可将输出滤波器引入反馈控制中。
数字式delta-sigma内环控制模块3包括依次连接的第一隔离采样单元31、第一滤波解码单元32、积分器33和量化比较器34。
第一隔离采样单元31例如选用集成隔离功能的采样芯片AD7405，用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流。进一步地，数字式delta-sigma内环控制模块3还包括RC滤波器，RC滤波器例如为一阶RC滤波器，桥臂中点通过RC滤波器连接至地，第一隔离采样单元31对RC滤波后桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样。
第一隔离采样单元31选用delta-sigma型ADC，可以在其内部集成磁隔离模块，或者外接隔离芯片传输数据，其可高速采样并转化为对应采样率的单比特数据流，由于该类delta-sigma型ADC具备噪声整形的特点，数据流符合脉冲等效原则，即经过滤波器滤除高频噪声后可以获得一个精准的原采样值。
第一滤波解码单元32用于对第一隔离采样单元31采样得到的数据流进行滤波解码以得到各可用的数据点。第一滤波解码单元32不同于传统方案中将delta-sigma型ADC输出的一比特数据流时间上压缩等待，再低速弹出一个多比特数据的方式，而是将一比特数据输入以整体滤波的队列，由此队列中每进入一个单比特数据可输出一个滤波解码完毕的多比特数据。具体地，当第一隔离采样单元31采样得到的数据流达到M位时，第一滤波解码单元32对该M位数据流进行滤波解码以得到一可用的数据点，之后第一隔离采样单元31每采样得到一数据流，第一滤波解码单元32对最新得到的M位数据流进行滤波解码以得到相应的可用数据点。
根据本发明实施例，第一滤波解码单元32利用sinc3滤波解码函数对数据流进行滤波解码，滤波过程中所用数据流的位数在1-50之间，滤波过程中所用数据流的位数例如为15、10等。由于数字式delta-sigma内环控制模块3中设置有积分器33，积分具备滤除高频噪声的能力，使得单比特数据后的解码滤波设计极为简单，不同于delta-sigma型ADC传统滤波方式需要多于100单比特数据来滤出得到一个数据的方式，本申请中整体滤波队列中数据的长度更小，介于1-50之间，为1时即不滤波，从而极大的降低时延提高响应速度，进而使得开关频率提高，由此提升波形质量实现高精度的逆变电源。
积分器33用于对PID外环控制模块2输出的信号与第一滤波解码单元32输出的数据点之间的差值进行积分，并将积分结果输出至量化比较器34。量化比较器34用于将积分器33输出的积分结果与参考电压进行比较以生成量化值，再将量化值转化为对应驱动器的驱动信号，并将驱动信号输出至驱动电路，使得驱动电路根据驱动信号驱动逆变电路1的开关管，使得逆变电路1将直流信号转换为方波，即对PID外环控制模块输出的信号进行了delta-sigma调制，这些方波经过滤波器后得到所需的高精度交流正弦电压信号。
积分器33可设计为理想积分器或有损积分器，可以为一阶积分器或高阶积分器，从而使得数字式delta-sigma内环控制模块3实现相应的一阶控制或高阶控制。量化比较器34为单比特量化比较器或多比特量化比较器，根据逆变电路1的电平数确定。此外，量化比较器34的比较环节可以设置为具备一定的滞回特性或时延特性。
数字式delta-sigma内环控制模块3的控制过程为：逆变电路1桥臂中点处的信号经RC滤波器低通滤波后经AD7405芯片采样，经过第一滤波解码单元32滤波解码后与PID外环控制模块2输出的信号相减，积分器33对相减结果进行积分处理后输出至量化比较器34，量化比较器34将积分记过与参考电压(例如零电平)相比以产生高低电平信号，使得驱动芯片根据该高低电平信号控制逆变电路1中的开关管便可实现负反馈。利用FPGA或DSP实现delta-sigma控制与通信。进一步地，数字式delta-sigma内环控制模块3根据其生成的驱动信号控制逆变电路1中各开关管的开关频率以及占空比。
图4A-4C示出了本实施例delta-sigma+PID控制与现有技术PWM+PID控制的控制效果对比图。参阅图4A，可以看出，delta-sigma控制与PWM一样在加入PID控制后，其输入到输出的频率响应变得更加平坦；参阅图4B，可以看出，delta-sigma控制与PWM一样在加入PID控制后，输出电流对输出电压的误差被有效抑制，并且消除了谐振尖峰；参阅图4C，可以看出，delta-sigma+PID控制没有误差的谐振尖峰，与开环PWM、PWM+PID或delta-sigma控制相比，具备更优的误差抑制性能；由此表明，delta-sigma+PID控制较传统的PWM与PWM+PID，具备更好的误差抑制能力，较单纯的delta-sigma控制，可更好的抑制误差，并且可抑制输出电流导致的影响，滤波器造成的谐振尖峰也可进行抑制，理论上可认为具备最好的高精度潜力。参阅图5，可以看出，本实施例中delta-sigma+PID控制可以将输出电压总谐波失真降低至0.091％，具有很好的控制效果。参阅图6，可以看出，在由空载到突加负载的情况下，输出电压很快稳定，具备很好的暂态特性，并且几乎没有稳态误差，可以作为一种高精度的交流电压源。
本发明实施例还提供了一种如上所述的基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器的设计方法，方法包括操作S1-操作S3。
在操作S1中，将数字式delta-sigma内环控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立逆变器的传递函数。
在操作S2中，计算传递函数对应的特征方程，并根据特征方程中可变增益λ的变化计算绘制所述特征方程的根轨迹，特征方程为：
其中，L为逆变器中滤波电感的电感值，C为逆变器中滤波电容的电容值，r为逆变器中的综合阻尼，K为逆变器与积分器的等效增益，T1为积分量化与逆变环节的时延，T2为反馈通道的时延，kfb为反馈通道的增益，kp、ki和kd分别为比例参数、积分参数和微分参数。
在操作S3中，调节PID外环控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次。
需要注意的是，对于上下平面对称的根轨迹，仅考虑单侧根轨迹(及上平面的根轨迹或下平面的根轨迹)，此时操作S3中，调节PID外环控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至该单侧根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次。
本实施例中，基于设计的得到的PID外环控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数设计PID外环控制模块2，并进一步完成基于逆变器的整体设计，最终形成的逆变器如图3所示。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种基于数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器，其特征在于，包括：
逆变电路(1)；
PID外环控制模块(2)，连接所述逆变电路(1)输出侧的电压采样端，用于对所述逆变电路(1)输出的电压信号进行数字PID调节后输出；
数字式delta-sigma内环控制模块(3)，连接所述逆变电路(1)的桥臂中点和所述PID外环控制模块(2)的输出端，用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当所述数据流的位数达到M位时对所述M位数据流进行滤波解码以得到一数据点，之后每得到一数据流时对最新得到的M位数据流进行滤波解码以得到相应的数据点，M为解码所需数据流的位数，以及用于对所述PID外环控制模块(2)输出的信号与所述数据点之间的差值进行积分、量化以转化为驱动信号输出，以驱动所述逆变电路(1)将直流信号转换为交流电压信号。
2.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述数字式delta-sigma内环控制模块(3)包括依次连接的第一隔离采样单元(31)、第一滤波解码单元(32)、积分器(33)和量化比较器(34)；
所述第一隔离采样单元(31)用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流；所述第一滤波解码单元(32)用于对所述数据流进行滤波解码以得到各所述数据点；所述积分器(33)用于对所述差值进行积分；所述量化比较器(34)用于将所述积分器(33)输出的积分结果与参考电压进行比较，并将比较结果转化为所述驱动信号输出。
3.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于，所述第一滤波解码单元(32)利用sinc3滤波解码函数对所述数据流进行滤波解码，且滤波过程中所用数据流的位数在1-50之间。
4.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于，所述数字式delta-sigma内环控制模块(3)还包括RC滤波器，所述桥臂中点通过所述RC滤波器连接至地；
所述第一隔离采样单元(31)用于对RC滤波后桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样。
5.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于，所述量化比较器(34)为单比特量化比较器或多比特量化比较器，且比较环节具备滞回特性。
6.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述逆变电路(1)为半桥逆变电路、全桥逆变电路或多电平逆变电路，输出端连接LC滤波器，所述电压采样端为所述LC滤波器的输出端。
7.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述PID外环控制模块(2)包括依次连接的第二隔离采样单元(21)、第二滤波解码单元(22)和PID控制单元(23)；
所述第二隔离采样单元(21)和第二滤波解码单元(22)分别依次用于对所述逆变电路(1)输出的电压信号进行AD采样和滤波解码；所述PID控制单元(23)用于对所述第二滤波解码单元(22)的解码结果与预置正弦信号之间的差值进行数字PID调节后输出。
8.如权利要求1-7任一项所述的逆变器，其特征在于，所述数字式delta-sigma内环控制模块(3)为一阶控制模块或高阶控制模块。
9.一种如权利要求1-8任一项所述的逆变器的设计方法，其特征在于，包括：
S1，将数字式delta-sigma内环控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立所述逆变器的传递函数；
S2，计算所述传递函数对应的特征方程，并根据所述特征方程中可变增益λ的变化计算绘制所述特征方程的根轨迹；
S3，调节PID外环控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至所述特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述特征方程为：
其中，L为所述逆变器中滤波电感的电感值，C为所述逆变器中滤波电容的电容值，r为所述逆变器中的综合阻尼，K为所述逆变器与积分器的等效增益，T1为积分量化与逆变环节的时延，T2为反馈通道的时延，kfb为反馈通道的增益，kp、ki和kd分别为所述比例参数、积分参数和微分参数。
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