CN105048809A - 一种dc-dc转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明属于电源技术领域，具体的说涉及一种DC-DC转换器。本发明的主要技术方案为第一运算放大器OP1、电阻R1、电阻R2、电容Cc共同构成了相位超前补偿模块；第二运算放大器OP2、电阻R3、电阻R4共同构成了比例放大器模块；相位超前补偿模块用于根据RF2上的输出采样电压，输出比例放大器模块的输入信号；第一运算放大器OP1、电阻R1和R2，电容Cc实现了相位超前补偿，使整体DC-DC环路稳定。本发明的有益效果为，将Sigma-Delta调制器的结构嵌套进DC-DC整体环路，实现不固定频率的调制，同时简化结构，降低功耗。
Description
技术领域
本发明属于电源技术领域，具体的说涉及一种DC-DC转换器。
背景技术
集成电路的噪声在射频应用方面是一个非常敏感的指标，高频噪声会严重影响射频电路的性能。传统的射频电路供电一般采用PWM调制方式的DC-DC变换器(结构如图1所示)，其具有输出电压稳定，纹波小，稳态误差小等特点，但是其固定频率的PWM调制方式会不可避免地引入谐波噪声，这对射频电路是十分不利的。Sigma-Delta调制DC-DC变换器采用Sigma-Delta调制方式(结构如图2所示)，产生不固定频率的调制周期，使得以开关频率为基波的谐波噪声得到抑制，输出电压频谱更加平缓，适用于射频电路的供电，但其调制器结构复杂，整体功耗增大。
发明内容
本发明所要解决的，就是针对上述的问题，提出一种DC-DC转换器。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种DC-DC转换器，如图3所示，包括PMOS功率管MP、NMOS功率管MN、电感L、第一电容C、第二电容Cc、第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R、第六电阻RF1、第七电阻RF2、钟控比较量化器模块和功率管驱动模块；PMOS功率管MP的源极接电源VIN，其栅极接功率管驱动模块的第一输出端，其漏极接NMOS功率管MN的漏极，其漏极依次通过电感L和第一电容C后接地；NMOS功率管MN的栅极接功率管驱动模块的第二输出端，其漏极接PMOS功率管MP漏极与电感L的连接点，其源极接地；第五电阻R与第一电容C并联；第六电阻RF1和第七电阻RF2串联后与第五电阻R并联；第六电阻RF1和第七电阻RF2的连接点接第一运算放大器OP1的正向输入端；第一运算放大器OP1的负向输入端通过第一电阻R1后接其输出端；第一运算放大器OP1的负向输入端与第一电阻R1的连接点通过第二电阻R2和第二电容Cc后接基准电压；第二运算放大器OP2的正向输入端接第一运算放大器OP1的输出端，其负向输入端通过第四电阻R4后接基准电压，其负向输入端通过第三电阻R3后接其输出端；钟控比较量化器模块的第一输入端接基准电压，其第二输入端接第二运算放大器OP2的输出端，其输出端接功率管驱动模块的输入端。
本发明总的技术方案，第一运算放大器OP1、电阻R1、电阻R2、电容Cc共同构成了相位超前补偿模块；第二运算放大器OP2、电阻R3、电阻R4共同构成了比例放大器模块；相位超前补偿模块用于根据RF2上的输出采样电压，输出比例放大器模块的输入信号；第一运算放大器OP1、电阻R1和R2，电容Cc实现了相位超前补偿，使整体DC-DC环路稳定；
比例放大器模块用于根据基准电压Vref和相位超前补偿模块的输出信号，输出钟控比较量化器的输入信号。第二运算放大器OP2、电阻R3和R4实现了比例放大，其中R3＝R4，则输出直流电平等于Vref，则OP2的正输入端也会被钳位在Vref。而相位超前补偿模块输出的交流信号可以通过OP2输出给钟控比较量化器，这样便完成了做差的功能。
钟控比较量化器用于根据相位超前补偿模块的输出，产生不固定频率的驱动脉冲信号，输出给功率管驱动模块，形成不固定频率的功率管调制。
本发明的有益效果为，将Sigma-Delta调制器的结构嵌套进DC-DC整体环路，实现不固定频率的调制，同时简化结构，降低功耗；典型情况下，本发明的DC-DC变换器输出电压为1.218V，稳态误差小于20mV，纹波为8mV。调制时钟频率为10MHz，输出频谱噪声比传统PWM调制最大低了30dB。
附图说明
图1为传统PWM调制DC-DC整体电路结构示意图；
图2为Sigma-Delta调制DC-DC整体电路结构示意图；
图3为本发明的整体电路结构示意图；
图4为本发明的整体电路结构简化示意图；
图5为本发明的电路瞬态仿真波形示意图；
图6为本发明的输出频谱波形示意图；
图7为传统PWM调制DC-DC变换器输出频谱波形示意图。
具体实施方式
下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：
本发明的一种DC-DC转换器，如图3所示，包括PMOS功率管MP、NMOS功率管MN、电感L、第一电容C、第二电容Cc、第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R、第六电阻RF1、第七电阻RF2、钟控比较量化器模块和功率管驱动模块；PMOS功率管MP的源极接电源VIN，其栅极接功率管驱动模块的第一输出端，其漏极接NMOS功率管MN的漏极，其漏极依次通过电感L和第一电容C后接地；NMOS功率管MN的栅极接功率管驱动模块的第二输出端，其漏极接PMOS功率管MP漏极与电感L的连接点，其源极接地；第五电阻R与第一电容C并联；第六电阻RF1和第七电阻RF2串联后与第五电阻R并联；第六电阻RF1和第七电阻RF2的连接点接第一运算放大器OP1的正向输入端；第一运算放大器OP1的负向输入端通过第一电阻R1后接其输出端；第一运算放大器OP1的负向输入端与第一电阻R1的连接点通过第二电阻R2和第二电容Cc后接基准电压；第二运算放大器OP2的正向输入端接第一运算放大器OP1的输出端，其负向输入端通过第四电阻R4后接基准电压，其负向输入端通过第三电阻R3后接其输出端；钟控比较量化器模块的第一输入端接基准电压，其第二输入端接第二运算放大器OP2的输出端，其输出端接功率管驱动模块的输入端。
一阶Sigma-Delta调制器由减法器、积分器和量化器组成，如图2中的Sigma-Delta调制器结构所示。它实现了将连续模拟信号量化为离散数字信号的功能，其核心思想是噪声整形，利用了负反馈的结构，抑制了量化过程中产生的带内量化噪声，提高信噪比。从时域上看，Sigma-Delta调制器将输入连续信号调制成一系列高低电平。在一个时钟周期内，调制器要么输出高电平，要么输出低电平。当输入信号较低时，输出会是较多的低电平，当输入信号较高时，输出会是较多的高电平。这样输出信号就没有固定的时钟周期，从而不会产生与时钟有关的谐波成分。相比传统的PWM调制DC-DC变换器固定调制周期的方法，Sigma-Delta调制DC-DC的输出含有的时钟谐波噪声要少很多，所以其输出频谱更加干净。
本发明的整体DC-DC结构采用了一阶Sigma-Delta调制器的基本原理，如图3所示。其中功率级的电感L和电容C共同组成了积分器结构，这样便与比例放大器模块共同构成了一阶Sigma-Delta调制的基本结构，其框图如图4所示。这样将Sigma-Delta调制器的结构嵌入了整体DC-DC环路。由于电感L和电容C构成的积分电路具有二阶低通特性，其具有二阶共轭极点，在频谱上会带来180度的相位移动，这样会使整个环路不稳定，所以需要加入高通补偿模块，进行频率补偿。同时积分器与量化器的位置相对于一阶Sigma-Delta调制器的结构中二者的位置进行了互换，这样使得原本输出为离散信号的Sigma-Delta调制器结构输出变为了连续的模拟信号。这也是整个环路与一阶Sigma-Delta调制器结构的不同之处。
这样本发明提出的DC-DC结构既具有了Sigma-Delta调制抑制输出频谱噪声的特点，又大大简化了传统Sigma-Delta调制DC-DC转换器的结构，减小了功耗和面积。
图5给出了本发明结构的瞬态仿真波形。稳态下，输出电压为1.218V，稳态误差小于20mV，纹波为8mV。调制时钟频率为10MHz，功率管开关信号没有比较明显的规律性，即没有固定的开关周期，从而输出电压的纹波也没有明显的规律性。
图6给出了本发明结构的输出频谱特性图。图7为传统PWM调制DC-DC变换器的输出频谱特性图。可以看出，本发明结构的输出频谱没有较高的尖峰噪声，高频部分均小于-100dB，而传统PWM调制DC-DC变换器的输出存在较高的尖峰噪声，最高达-70dB。由此看出，本发明DC-DC结构的输出的频谱相对于传统的PWM调制DC-DC更加平滑，消除了高能量的尖峰噪声。
综上，本发明的DC-DC变换器结构在实现传统DC-DC变换器直流电压转换的功能的同时，改善了PWM调制DC-DC输出电压频谱噪声大的缺点，平滑了输出频谱特性，抑制了输出频谱尖峰噪声；将Sigma-Delta调制DC-DC变换器的基本原理嵌入整个DC-DC环路之中，具备了Sigma-Delta调制DC-DC输出噪声小的特点，同时大大简化了电路结构，减小了面积及功耗。
Claims (1)
1.一种DC-DC转换器，包括PMOS功率管MP、NMOS功率管MN、电感L、第一电容C、第二电容Cc、第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R、第六电阻RF1、第七电阻RF2、钟控比较量化器模块和功率管驱动模块；PMOS功率管MP的源极接电源VIN，其栅极接功率管驱动模块的第一输出端，其漏极接NMOS功率管MN的漏极，其漏极依次通过电感L和第一电容C后接地；NMOS功率管MN的栅极接功率管驱动模块的第二输出端，其漏极接PMOS功率管MP漏极与电感L的连接点，其源极接地；第五电阻R与第一电容C并联；第六电阻RF1和第七电阻RF2串联后与第五电阻R并联；第六电阻RF1和第七电阻RF2的连接点接第一运算放大器OP1的正向输入端；第一运算放大器OP1的负向输入端通过第一电阻R1后接其输出端；第一运算放大器OP1的负向输入端与第一电阻R1的连接点通过第二电阻R2和第二电容Cc后接基准电压；第二运算放大器OP2的正向输入端接第一运算放大器OP1的输出端，其负向输入端通过第四电阻R4后接基准电压，其负向输入端通过第三电阻R3后接其输出端；钟控比较量化器模块的第一输入端接基准电压，其第二输入端接第二运算放大器OP2的输出端，其输出端接功率管驱动模块的输入端。
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