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CN110462430B - 雷达装置 - Google Patents

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CN110462430B
CN110462430B CN201780088927.7A CN201780088927A CN110462430B CN 110462430 B CN110462430 B CN 110462430B CN 201780088927 A CN201780088927 A CN 201780088927A CN 110462430 B CN110462430 B CN 110462430B
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radars
target
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

发送雷达(1‑nTX)(nTX＝1、2、…、NTX)通过以彼此不同的循环移位量Δτ(nTX)对同一代码序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码Code(nTX，h)，并且使用彼此不同的调制代码Code(nTX，h)，生成彼此不同的发送RF信号(4‑nTX)。由此，与使用正交的代码作为彼此不同的调制代码的情况相比，能够增加发送雷达1‑nTX的数量从而提高目标的检测精度。

Description

雷达装置
技术领域
本发明涉及检测目标的雷达装置。
背景技术
以下的非专利文献1公开了一种雷达装置，其具备：多个发送雷达，其发射发送信号；以及接收雷达，其接收在发送信号从多个发送雷达被发射后被作为观测对象的目标反射而得到的发送信号的反射波，输出反射波的接收信号。
该雷达装置中的多个发送雷达通过将彼此不同的调制代码与局部振荡信号相乘来生成发送信号，将发送信号向空间发射。多个发送雷达使用正交的代码作为彼此不同的调制代码。公知正交的代码是互相关较低的代码序列。
该雷达装置使用各个发送雷达在发送信号的生成中使用的调制代码，对从接收雷达输出的接收信号进行代码解调，由此分离出接收信号中包含的多个发送信号。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Heinz Hadere，“Concatenated-code-based phase-coded CW MIMO radar，”2016 IEEE MTT-S International Microwave Symposium
发明内容
发明所要解决的课题
为了提高分离出的信号的信噪比，提高目标的检测精度，存在对分离出的信号进行积分的情况。为了防止对分离出的信号进行积分时的积分损失的増大以及目标的测角精度的劣化，当对从接收雷达输出的接收信号进行代码解调时，需要使用互相关较低的代码序列作为彼此不同的调制代码。
因此，以往的雷达装置在对从接收雷达输出的接收信号进行代码解调时，使用正交的代码作为彼此不同的调制代码。
但是，由于正交的代码数量有限，因此几乎不怎么能增加发送雷达的数量，存在不能提高目标的检测精度的课题。
本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，目的在于得到一种雷达装置，与使用正交的代码作为彼此不同的调制代码的情况相比，能够增加发送雷达的数量，从而提高目标的检测精度。
用于解决课题的手段
本发明的雷达装置具备：多个发送雷达，其通过以彼此不同的循环移位量(cyclicshift amounts)对同一代码序列进行循环移位(cyclically shift)而生成彼此不同的调制代码，并且使用彼此不同的调制代码，生成彼此不同的发送信号，并发射彼此不同的发送信号；接收雷达，其接收发送信号在从多个发送雷达发射后被作为观测对象的目标反射而得到的发送信号的反射波，输出反射波的接收信号；信号处理器，其使用由多个发送雷达生成的调制代码，对从接收雷达输出的接收信号进行代码解调；以及目标检测部，其根据信号处理器进行代码解调后的信号，检测目标，信号处理器具备：频域转换部，其将从接收雷达输出的接收信号转换为频域信号；以及代码解调部，其使用由多个发送雷达生成的调制代码，对由频域转换部转换后的频域信号进行代码解调。
发明效果
根据本发明，通过以彼此不同的循环移位量对同一代码序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码，并且使用彼此不同的调制代码，生成彼此不同的发送信号。由此，与使用正交的代码作为彼此不同的调制代码的情况相比，具有能够增加发送雷达的数量从而提高目标的检测精度的效果。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的雷达装置的结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的雷达装置的发送雷达1-nTX(nTX＝1、2、…、NTX)中的发送部2-nTX的结构图。
图3是示出本发明的实施方式1的雷达装置的接收雷达5中的接收部7的结构图。
图4是示出本发明的实施方式1的信号处理器9的结构图。
图5是示出包括信号处理器9、目标检测部10及目标信息计算部11的数据处理装置8的硬件结构图。
图6是数据处理装置8通过软件或固件等实现的情况下的计算机的硬件结构图。
图7是示出发送雷达1-nTX(nTX＝1、2、…、NTX)的动作的流程图。
图8是示出通过调制代码发生器22-nTX使得循环代码C0(h)循环移位而生成的调制代码Code(nTX，h)的说明图。
图9是示出从发送雷达1-nTX发射的发送RF信号Tx(nTX，h，t)的发送频率的一例的说明图。
图10A是示出如非专利文献1所示使用正交的代码作为不同的代码序列的情况下的低互相关的序列数及互相关最大值等的说明图，图10B是示出如实施方式1所示循环代码C0(0，h)按每个发送雷达1-nTX以不同的循环移位量Δτ(nTX)循环移位的情况下的低互相关的序列数及互相关最大值等的说明图。
图11是示出接收雷达5的动作的流程图。
图12是示出发送雷达数NTX＝3、接收雷达数NRX＝1的情况下的发送雷达1-nTX与接收雷达5的位置关系及发送RF信号与接收RF信号之间的关系的说明图。
图13是示出信号处理器9的处理内容的流程图。
图14A是示出代码解调部42对频域信号fb(1，h，k)的代码解调处理的说明图，图14B是示出代码解调部42对频域信号fb(2，h，k)的代码解调处理的说明图，图14C是示出代码解调部42对频域信号fb(3，h，k)的代码解调处理的说明图。
图15是示出对应于循环代码C0(h)的循环移位量Δτ(nTX)与第1积分部44积分后的信号fd(nTX，nRX，k)(nTX＝1，nRX＝1)之间的关系的说明图。
图16是示出调制代码Code(nTX，h)与第1积分部44进行的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)之间的关系的说明图。
图17是示出循环代码为Gold序列的情况下的对应于循环代码C0(h)的循环移位量Δτ(nTX)与第1积分部44进行的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)(nTX＝1，nRX＝1)之间的关系的说明图。
具体实施方式
以下，为了更详细地说明本发明，基于附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1.
图1是示出本发明的实施方式1的雷达装置的结构图。
在图1中，发送雷达1-nTX(nTX＝1、2、…、NTX)具备发送部2-nTX及天线3-nTX。
NTX个发送雷达1-nTX通过以彼此不同的循环移位量对同一代码序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码。
此外，NTX个发送雷达1-nTX使用彼此不同的调制代码，生成彼此不同的发送RF信号(发送信号)4-1～4-NTX，将彼此不同的发送RF信号4-nTX向空间发射。
发送雷达1-nTX的发送部2-nTX通过以循环移位量对代码序列进行循环移位来生成调制代码。
发送雷达1-nTX的天线3-nTX将由发送部2-nTX生成的调制代码向空间发射。
在本实施方式1中，假定了多个天线3-nTX被分散配置的例子，但也可以是多个天线元件被分散配置。
接收雷达5具备天线6及接收部7。
接收雷达5在从发送雷达1-1～1-NTX发射了发送RF信号4-1～4-NTX后，接收被作为观测对象的目标反射而得到的发送RF信号4-1～4-NTX的反射波，输出反射波的接收RF信号(接收信号)。
接收雷达5的天线6接收被目标反射后的发送RF信号4-1～4-NTX的反射波。
接收雷达5的接收部7实施发送RF信号4-1～4-NTX的反射波的接收处理，将反射波的接收RF信号向数据处理装置8输出。
在本实施方式1中，为了简化说明，说明接收雷达5的数量为一个的例子，但接收雷达5的数量可以是两个以上。
数据处理装置8具备信号处理器9、目标检测部10及目标信息计算部11。
信号处理器9使用由发送雷达1-1～1-NTX生成的调制代码，实施对从接收雷达5输出的接收RF信号进行代码解调的处理。
目标检测部10实施根据信号处理器9进行了代码解调后的信号来检测目标的处理。
目标信息计算部11实施计算相对于由目标检测部10检测出的目标的相对速度及距目标的相对距离的处理。相对于目标的相对速度意味着图1的雷达装置相对于目标的相对速度，以下称为目标相对速度。距目标的相对距离意味着图1的雷达装置距目标的相对距离，以下称作目标相对距离。
此外，目标信息计算部11实施计算目标到来角的处理，该目标到来角是由目标检测部10检测出的目标与图1的雷达装置之间的角度。
显示器12将由目标信息计算部11计算出的目标到来角、目标相对速度及目标相对距离显示于显示器。
图2是示出本发明的实施方式1的雷达装置的发送雷达1-nTX(nTX＝1、2、…、NTX)中的发送部2-nTX的结构图。
在图2中，局部振荡器21-nTX生成局部振荡信号L0(h，t)，将局部振荡信号L0(h，t)向发送器23-nTX及接收雷达5输出。h是命中编号，t是时刻。
调制代码发生器22-nTX通过将事先设定的代码序列即循环代码C0(0，h)循环移位循环移位量Δτ(nTX)而生成发送雷达1-nTX的调制代码Code(nTX，h)，并将调制代码Code(nTX，h)向发送器23-nTX及接收雷达5输出。
发送器23-nTX通过将从局部振荡器21-nTX输出的局部振荡信号L0(h，t)与从调制代码发生器22-nTX输出的调制代码Code(nTX，h)相乘而生成发送RF信号4-nTX，将发送RF信号4-nTX向天线3-nTX输出。
图3是示出本发明的实施方式1的雷达装置的接收雷达5中的接收部7的结构图。
在图3中，接收器31当天线6接收到被目标反射后的发送RF信号4-1～4-NTX的反射波时，使用从发送部2-nTX的局部振荡器21-nTX输出的局部振荡信号L0(h，t)，对从天线6输出的接收RF信号Rx(nRX，h，t)的频率进行降频转换。在本实施方式1中，由于示出接收雷达5的数量为一个的例子，因此nRX＝1。
此外，接收器31在使对频率进行降频转换后的接收RF信号Rx(nRX，h，t)通过带通滤波器后，通过实施接收RF信号Rx(nRX，h，t)的放大处理及相位的检波处理，生成接收差拍信号V’(nRX，h，t)。
作为模数转换器的A/D转换器32将由接收器31生成的接收差拍信号V’(nRX，h，t)从模拟信号转换为数字信号，将作为数字信号的接收差拍信号V(nRX，h，m)向信号处理器9输出。m是作为发送RF信号4-nTX的脉冲的重复间隔(PRI)内的采样编号。
图4是示出本发明的实施方式1的信号处理器9的结构图。
图5是示出包括信号处理器9、目标检测部10及目标信息计算部11的数据处理装置8的硬件结构图。
信号处理器9的频域转换部41例如通过图5所示的频域转换电路51来实现。
频域转换部41实施以下处理：通过对从接收雷达5的A/D转换器32输出的接收差拍信号V(nRX，h，m)进行离散傅立叶变换而生成频域信号fb(nRX，h，k)，并向代码解调部42输出频域信号fb(nRX，h，k)。k＝0、1、…、Mfft-1。Mfft是傅立叶变换点数。
代码解调部42例如通过图5所示的代码解调电路52来实现。
代码解调部42实施以下处理：使用由发送雷达1-1～1-NTX生成的调制代码Code(1，h)～Code(NTX，h)，对从频域转换部41输出的频域信号fb(nRX，h，k)进行代码解调，向积分部43输出代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)。
积分部43具备第1积分部44及第2积分部45，实施对从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)进行积分的处理。
第1积分部44例如通过图5所示的第1积分电路53来实现。
第1积分部44在假定作为观测对象的目标为静止目标的情况下，实施以下处理：通过在命中方向上对从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)进行复积分而相干地进行积分，并向第2积分部45输出积分后的信号fd(nTX，nRX，k)。
第1积分部44在假定作为观测对象的目标为移动目标的情况下，实施以下处理：通过在命中方向上对从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)进行离散傅立叶变换而相干地进行积分，将积分后的信号fd(nTX，nRX，l，k)向第2积分部45输出。l＝0、1、…、Hfft-1。Hfft是傅立叶变换点数。
第2积分部45例如通过图5所示的第2积分电路54来实现。
第2积分部45实施以下处理：根据发送雷达1-1～1-NTX的位置、接收雷达5的位置及示出所假定的目标角度(与目标之间的角度的假定值)的目标角度编号nθ，对从第1积分部44输出的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)或fd(nTX，nRX，l，k)进行积分，将积分后的信号RΣ(nθ，k)或RΣ(nθ，l，k)向目标检测部10输出。
另外，目标检测部10例如通过图5所示的目标检测电路55来实现，目标信息计算部11例如通过图5所示的目标信息计算电路56来实现。
在该实施方式1中，假定作为数据处理装置8的结构要素的频域转换部41、代码解调部42、第1积分部44、第2积分部45、目标检测部10及目标信息计算部11各自通过图5所示的专用硬件来实现。
即，假定数据处理装置8通过频域转换电路51、代码解调电路52、第1积分电路53、第2积分电路54、目标检测电路55及目标信息计算电路56来实现。
关于频域转换电路51、代码解调电路52、第1积分电路53、第2积分电路54、目标检测电路55及目标信息计算电路56相应于例如单一电路、复合电路、编程处理器、并行编程处理器、ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)、FPGA(Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)或者它们组合而成的部件。
作为数据处理装置8的结构要素的频域转换部41、代码解调部42、第1积分部44、第2积分部45、目标检测部10及目标信息计算部11不限于通过专用硬件实现，也可以通过软件、固件、或者软件与固件的组合来实现。
软件或固件作为程序，存储于计算机的存储器中。计算机意味着执行程序的硬件，例如相应于CPU(Central Processing Unit)、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微型计算机、处理器、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)等。
图6是通过软件或固件等实现数据处理装置8的情况下的计算机的硬件结构图。
在数据处理装置8通过软件或固件等实现的情况下，将用于使计算机执行频域转换部41、代码解调部42、第1积分部44、第2积分部45、目标检测部10及目标信息计算部11的处理流程的程序存储于存储器62，使计算机的处理器61执行存储器62中存储的程序即可。
接着对动作进行说明。
首先，参照图7，说明发送雷达1-nTX(nTX＝1、2、…、NTX)的动作。
图7是示出发送雷达1-nTX的动作的流程图。
发送雷达1-nTX的局部振荡器21-nTX生成局部振荡信号L0(h，t)，将局部振荡信号L0(h，t)向发送器23-nTX及接收雷达5输出(图7的步骤ST1)。
局部振荡信号L0(h，t)如以下的数式(1)所示，是依照调制频带与调制时间进行频率调制的信号。
Tpri＝T0+T1 (2)
在数式(1)、(2)中，Tpri是频率调制的重复周期，AL是局部振荡信号L0(h，t)的振幅，是局部振荡信号L0(h，t)的初始相位，f0是发送频率，B0是调制频带，T0是调制时间，T1是到进行下一次调制为止的待机时间，h是命中编号，H是命中数，t是时刻。
另外，由NTX个发送雷达1-nTX的局部振荡器21-nTX生成的局部振荡信号L0(h，t)全部相同。因此，不需要将由NTX个发送雷达1-nTX的局部振荡器21-nTX生成的局部振荡信号L0(h，t)全部向接收雷达5输出，只要将由任一发送雷达的局部振荡器21-nTX生成的局部振荡信号L0(h，t)向接收雷达5输出即可。
在发送雷达1-nTX的调制代码发生器22-nTX中事先设定有作为代码序列的循环代码C0(h)。作为循环代码C0(h)，例如使用M序列(Maximal length sequence，最长序列)。M序列是在伽罗瓦域(Galois field)中通过线性递推公式生成的数列(sequence)中具有最长周期(maximal length)的数列。
调制代码发生器22-nTX如以下的数式(3)所示，通过按每个发送雷达1-nTX以不同的循环移位量Δτ(nTX)对循环代码C0(h)进行循环移位而生成发送雷达1-nTX的调制代码Code(nTX，h)，将调制代码Code(nTX，h)向发送器23-nTX及接收雷达5输出(图7的步骤ST2)。
此处，图8是示出通过调制代码发生器22-nTX使得循环代码C0(h)循环移位而生成的调制代码Code(nTX，h)的说明图。
在图8中，示出循环代码C0(h)为“1 1 -1”、发送雷达数为3(NTX＝3)、命中数为3(H＝3)的例子。
此外，在图8中，示出nTX＝1的循环移位量Δτ(1)为0、nTX＝2的循环移位量Δτ(2)为-1、nTX＝3的循环移位量Δτ(3)为-1的例子。
因此，发送雷达1-1的调制代码Code(1，h)通过作为循环代码C0(h)的“1 1 -1”的代码在命中方向上循环移位0而生成“1 1 -1”的代码。
发送雷达1-2的调制代码Code(2，h)通过作为循环代码C0(h)的“1 1 -1”的代码在命中方向循环移位-1而生成“1 -1 1”的代码。
发送雷达1-3的调制代码Code(3，h)通过作为循环代码C0(h)的“1 1 -1”的代码在命中方向上循环移位-2而生成“-1 1 1”的代码。
发送雷达1-nTX的发送器23-nTX如以下的数式(4)所示，通过将从局部振荡器21-nTX输出的局部振荡信号L0(h，t)与从调制代码发生器22-nTX输出的调制代码Code(nTX，h)相乘而生成发送RF信号4-nTX即Tx(nTX，h，t)(图7的步骤ST3)。
发送器23-nTX在生成了发送RF信号Tx(nTX，h，t)时，将发送RF信号Tx(nTX，h，t)向天线3-nTX输出。
由此，从天线3-nTX向空中发射发送RF信号Tx(nTX，h，t)(图7的步骤ST4)。
此处，图9是示出从发送雷达1-nTX发射的发送RF信号TX(nTX，h，t)的发送频率的一例的说明图。
在图9中，示出发送RF信号Tx(nTX，h，t)的发送频率伴随时间的经过而减小的向下啁啾的例子。
图10是示出使用代码序列生成调制代码的情况下的低互相关的序列数及互相关最大值等的说明图。
图10A示出如非专利文献1所述在使用正交的代码作为不同的代码序列的情况下的低互相关的序列数及互相关最大值等。
图10B示出如实施方式1所述循环代码C0(0，h)按每个发送雷达1-nTX以不同的循环移位量Δτ(nTX)循环移位的情况下的低互相关的序列数及互相关最大值等。
在该实施方式1中，示出NTX个发送雷达1-nTX使用M序列作为循环代码C0(h)，通过以彼此不同的循环移位量对M序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码的例子，但不限于此。
例如可以是，NTX个发送雷达1-nTX使用互相关值因循环移位量Δτ(nTX)而变化的循环代码C0(h)作为循环代码C0(h)，根据循环代码C0(h)的互相关值的积分值，设定彼此不同的循环移位量Δτ(nTX)，以所设定的循环移位量Δτ(nTX)对循环代码C0(h)进行循环移位。
例如，作为互相关值因循环移位量Δτ(nTX)而变化的循环代码C0(h)，存在Gold序列或主体序列(bulk sequence)等。
对于互相关值因循环移位量Δτ(nTX)而变化的循环代码C0(h)，例如如图17所示，通过以使得互相关值的积分值的绝对值变小的方式来设定循环移位量Δτ(nTX)，而成为较低的互相关，能够增加发送雷达的数量。
具体而言，除了以使得互相关值的积分值的绝对值比事先设定的阈值小的方式来设定循环移位量Δτ(nTX)，还考虑以使得互相关值的积分值的绝对值最小的方式来设定循环移位量Δτ(nTX)等。
图17是示出循环代码为Gold序列的情况下的对应于循环代码C0(h)的循环移位量Δτ(nTX)与第1积分部44进行积分后的信号fd(nTX，nRX，k)(nTX＝1、nRX＝1)之间的关系的说明图。
在图17中，示出在设定Δτ(2)＝-3作为nTX＝2的循环移位量、设定Δτ(3)＝-6作为nTX＝3的循环移位量、设定Δτ(4)＝-9作为nTX＝4的循环移位量的情况下互相关值的积分值成为-2的例子。因此，在该例中，互相关值的积分值的绝对值为2，例如，如果事先阈值被设定为3等，则互相关值的积分值的绝对值比阈值小，因此采用上述设定作为nTX＝2、3、4的循环移位量Δτ(2)、Δτ(3)、Δτ(4)。
在如非专利文献1所述使用正交的代码作为不同的代码序列的情况下，低互相关的序列数受代码序列的序列长度限制。
如图10A所示，例如，如果代码序列的序列长度为31，则低互相关的序列数限于3，此外，如果代码序列的序列长度为63，则低互相关的序列数限于2。代码序列的序列长度为15及255时，低互相关的序列数为0，不能生成发送RF信号Tx(nTX，h，t)。
在如本实施方式1那样，循环代码C0(0，h)按每个发送雷达1-nTX以不同的循环移位量Δτ(nTX)进行循环移位的情况下，与非专利文献1那样使用正交的代码的情况相比，低互相关的序列数増加。
如图10B所示，例如，如果代码序列的序列长度是31，则低互相关的序列数增加到30，如果代码序列的序列长度为63，则低互相关的序列数增加到62。此外，即使代码序列的序列长度为15及255，低互相关的序列数也并非为0。如果代码序列的序列长度为15，则低互相关的序列数是14，如果代码序列的序列长度为255，则低互相关的序列数为254。
此外，在任意序列长度下，与非专利文献1那样使用正交的代码的情况相比，互相关最大值的绝对值变大，能够提高发送RF信号的分离性能。
接下来，参照图11，说明接收雷达5的动作。
图11是示出接收雷达5的动作的流程图。
图12是示出发送雷达数NTX＝3、接收雷达数NRX＝1的情况下的发送雷达1-nTX与接收雷达5的位置关系及发送RF信号与接收RF信号的关系的说明图。
从发送雷达1-nTX(nTX＝1、2、…、NTX)向空中发射的发送RF信号Tx(nTX，h，t)被目标反射。
被目标反射后的发送RF信号Tx(nTX，h，t)的反射波、即反射RF信号Rx0(nTX，nRX，h，t)入射到接收雷达5的天线6。
接收雷达5的天线6在反射RF信号Rx0(nTX，nRX，h，t)被入射时，接收以下的数式(5)示出的接收RF信号Rx(nRX，h，t)，向接收部7的接收器31输出接收RF信号Rx(nRX，h，t)(图11的步骤ST11)。
在数式(5)、(6)中，AR是反射RF信号Rx0(nTX，nRX，h，t)的振幅，R0是初始目标相对距离，v是目标相对速度，θ是目标角度，c是光速，t’是1次命中内的时刻。
是假设在NTX个发送雷达1-nTX中作为基准的发送雷达例如是发送雷达1-1时，发送雷达1-1与发送雷达1-nTX之间的相位差，通过以下的数式(7)表达。
在该实施方式1中，示出接收雷达5的数量为一个的例子，但在接收雷达5的数量为一个以上的情况下，是在一个以上的接收雷达5中作为基准的接收雷达5与其他的接收雷达5之间的相位差，通过以下的数式(8)表示。
接收雷达5中的接收部7的接收器31在从天线6收到接收RF信号Rx(nRX，h，t)时，使用从发送部2-nTX的局部振荡器21-nTX输出的通过数式(1)示出的局部振荡信号L0(h，t)，对接收RF信号Rx(nRX，h，t)的频率进行降频转换(图11的步骤ST12)。
此外，接收器31在使对频率进行降频转换后的接收RF信号Rx(nRX，h，t)通过带通滤波器后，实施接收RF信号Rx(nRX，h，t)的放大处理及接收RF信号Rx(nRX，h，t)的相位检波处理，生成以下的数式(9)所示的接收差拍信号V’(nRX，h，t)。
在数式(9)、(10)中，V’0(nTX，nRX，h，t)是与从一个发送雷达1-nTX发射的发送RF信号Tx(nTX，h，t)有关的接收差拍信号，AV是接收差拍信号V’0(nTX，nRX，h，t)的振幅。
当接收器31生成接收差拍信号V’(nRX，h，t)时，接收雷达5中的接收部7的A/D转换器32通过将接收差拍信号V’(nRX，h，t)从模拟信号转换为数字信号，而生成通过以下的数式(11)示出的接收差拍信号V(nRX，h，m)(图11的步骤ST13)。
A/D转换器32在生成接收差拍信号V(nRX，h，m)时，向信号处理器9输出接收差拍信号V(nRX，h，m)。
在数式(11)、(12)中，V0(nTX，nRX，h，m)是与从一个发送雷达1-nTX发射的发送RF信号Tx(nTX，h，t)有关的接收差拍信号，m是PRI内的采样编号，M是采样数。
另外，在数式(12)中，例如近似地示出数式(10)中的包含1/c2的项。
接下来，参照图13，说明信号处理器9的处理内容。
图13是示出信号处理器9的处理内容的流程图。
信号处理器9被赋予从接收雷达5的A/D转换器32输出的接收差拍信号V(nRX，h，m)。
在接收差拍信号V(nRX，h，m)中包括利用数式(3)示出的以每个发送雷达1-nTX的调制代码Code(nTX，h)进行调制的发送RF信号Tx(nTX，h，t)。
因此，在信号处理器9中，按每个发送雷达1-nTX分离接收差拍信号V(nRX，h，m)，对分离出的接收差拍信号相干地进行积分，则能够提高目标的检测性能。
信号处理器9的频域转换部41如以下的数式(13)所示，通过对从接收雷达5的A/D转换器32输出的接收差拍信号V(nRX，h，m)进行离散傅立叶变换，由此生成频域信号fb(nRX，h，k)(图13的步骤ST21)。
即，频域转换部41将接收差拍信号V(nRX，h，m)转换为频域信号fb(nRX，h，k)，将频域信号fb(nRX，h，k)向代码解调部42输出。
在数式(13)中，Mfft为傅立叶变换点数。
此处，示出频域转换部41对接收差拍信号V(nRX，h，m)进行离散傅立叶变换的例子，但只要能够将作为时域信号的接收差拍信号V(nRX，h，m)转换为频域信号即可，并不限于离散傅立叶变换。例如，可以对接收差拍信号V(nRX，h，m)进行快速傅立叶变换。
与从一个发送雷达1-nTX发射的发送RF信号Tx(nTX，h，t)有关的频域信号fb，0(nTX，nRX，h，k)通过以下的数式(14)示出。
信号处理器9的频域转换部41在对从接收雷达5的A/D转换器32输出的接收差拍信号V(nRX，h，m)进行离散傅立叶变换前，实施以下的数式(15)所示的窗函数处理，生成窗函数处理后的接收差拍信号V’(nRX，h，m)。
此处，当频域转换部41实施窗函数处理时，使用数式(16)示出的汉明窗wham(m)，但也可以使用汉明窗以外的窗函数来实施窗函数处理。
通过频域转换部41实施窗函数处理，频域信号fb(nRX，h，k)中的速度方向的旁瓣减小，由此能够避免目标埋没于旁瓣的状况。
频域转换部41在生成窗函数处理后的接收差拍信号V’(nRX，h，m)时，代替从接收雷达5的A/D转换器32输出的接收差拍信号V(nRX，h，m)，而通过对窗函数处理后的接收差拍信号V’(nRX，h，m)进行离散傅立叶变换来生成频域信号fb(nRX，h，k)。
信号处理器9的代码解调部42取得由NTX个发送雷达1-nTX的调制代码发生器22-nTX生成的调制代码Code(nTX，h)。
代码解调部42使用所取得的NTX个调制代码Code(nTX，h)，如以下的数式(17)所示，对从频域转换部41输出的频域信号fb(nRX，h，k)进行代码解调，将代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)向积分部43的第1积分部44输出(图13的步骤ST22)。
以下，具体地说明代码解调部42的代码解调处理。
图14是示出代码解调部42的代码解调处理的说明图。
图14A示出代码解调部42对频域信号fb(1，h，k)的代码解调处理，图14B示出代码解调部42对频域信号fb(2，h，k)的代码解调处理，图14C示出代码解调部42对频域信号fb(3，h，k)的代码解调处理。
例如，在对从频域转换部41输出的频域信号fb(nRX，h，k)中包含的与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，k)进行代码解调的情况下，代码解调部42取得由发送雷达1-1生成的调制代码Code(1，h)。
在作为观测对象的目标为静止目标的情况下，与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，k)的代码和调制代码Code(1，h)的代码“1 1 -1”相同，为“1 1 -1”。在图14A中，将与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，k)的代码表述为解调代码。
如图14A所示，代码解调部42通过将作为解调代码的频域信号fb(1，h，k)的代码“11 -1”与所取得的调制代码Code(1，h)＝“1 1 -1”相乘，对频域信号fb(1，h，k)进行代码解调。
如图14A所示，作为解调代码的频域信号fb(1，h，k)的代码“1 -1 1”和调制代码Code(1，h)＝“1 -1 1”由于在命中间同相，因此解调后的代码成为“1 1 1”，能够相干地进行积分。
在图14A的例子中，在将解调后的代码在命中间进行积分，即对代码“1”、代码“1”和代码“1”进行积分时，积分后的振幅成为“3”，作为解调代码的频域信号fb(1，h，k)与调制代码Code(1，h)的自相关提高。
此时，与nTX＝2的发送RF信号Tx(2，h，t)对应的频域信号fb(2，h，k)的代码是“1 -11”，与调制代码Code(1，h)的代码“1 1 -1”不同。因此，作为解调代码的频域信号fb(2，h，k)的代码和调制代码Code(1，h)的代码在全部的命中间未成为同相。
因此，如图14B所示，代码解调部42通过作为解调代码的频域信号fb(2，h，k)的代码“1 -1 1”与调制代码Code(1，h)＝“11-1”相乘，对频域信号fb(2，h，k)进行代码解调，解调后的代码成为“1 -1 -1”。
在图14B的例子中，若将解调后的代码在命中间进行积分，即对代码“1”、代码“1”和代码“1”进行积分，积分后的振幅成为“-1”，作为解调代码的频域信号fb(2，h，k)与调制代码Code(1，h)之间的互相关降低。
此外，与nTX＝3的发送RF信号TX(3，h，t)对应的频域信号fb(3，h，k)的代码是“-1 11”，与调制代码Code(1，h)的代码“1 1 -1”不同。因此，作为解调代码的频域信号fb(3，h，k)的代码和调制代码Code(1，h)的代码在全部的命中间未成为同相。
因此，如图14C所示，代码解调部42通过作为解调代码的频域信号fb(3，h，k)的代码“1 -1 1”与调制代码Code(1，h)＝“1 1 -1”相乘，对频域信号fb(3，h，k)进行代码解调，解调后的代码成为“-1 1 -1”。
在图14C的例子中，若将解调后的代码在命中间进行积分，即对代码“-1”、代码“1”和代码“-1”进行积分，则积分后的振幅成为“-1”，作为解调代码的频域信号fb(3，h，k)与调制代码Code(1，h)之间的互相关降低。
根据上述记载，由发送雷达1-1生成的调制代码Code(1，h)和与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，m)的自相关较高。
另一方面，由发送雷达1-1生成的调制代码Code(1，h)和与nTX＝2的发送RF信号Tx(2，h，t)对应的频域信号fb(2，h，m)的互相关较低。
此外，由发送雷达1-1生成的调制代码Code(1，h)和与nTX＝3的发送RF信号Tx(3，h，t)对应的频域信号fb(3，h，m)的互相关较低。
因此可知，如果使用由发送雷达1-1生成的调制代码Code(1，h)，则能够高精度地分离出频域信号fb(nRX，h，k)中包含的与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，k)进行代码解调。
此处，示出对与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，k)进行代码解调的例子，但例如在对与nTX＝2的发送RF信号Tx(2，h，t)对应的频域信号fb(2，h，k)进行代码解调的情况下，只要使用由发送雷达1-2生成的调制代码Code(2，h)同样地进行代码解调即可。
此外，在对与nTX＝3的发送RF信号Tx(3，h，t)对应的频域信号fb(3，h，k)进行代码解调的情况下，只要使用由发送雷达1-3生成的调制代码Code(3，h)同样地进行代码解调即可。
代码解调部42进行代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)输出到积分部43的第1积分部44。
积分部43的第1积分部44在假定作为观测对象的目标为静止目标的情况下，如以下的数式(18)所示，通过在命中方向上对从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)进行复积分而相干地进行积分(图13的步骤ST23)。
然后，第1积分部44向第2积分部45输出积分后的信号fd(nTX，nRX，k)。
此处，图15是示出对应于循环代码C0(h)的循环移位量Δτ(nTX)与第1积分部44进行积分后的信号fd(nTX，nRX，k)(nTX＝1、nRX＝1)之间的关系的说明图。但是，积分后的信号fd(nTX，nRX，k)的振幅示出最大值的单元(bin)是第K单元。
在图15中示出，当循环移位量为0时，第1积分部44进行积分后的信号fd(1，1，k)比0大，自相关增大。
此外，在图15中示出，当循环移位量例如为1，-1及-2时，第1积分部44进行积分后的信号fd(1，1，k)成为-1，互相关减小。
因此，如果使用循环移位量Δτ(1)＝0的调制代码Code(1，h)，则能够从频域信号fb(nRX，h，k)中，高精度地分离出与nTX＝1的发送RF信号Tx(1，h，t)对应的频域信号fb(1，h，k)进行代码解调，因此能够对解调后的代码相干地进行积分。
另外，如果使用循环移位量Δτ(2)＝-1的调制代码Code(2，h)，则能够高精度地分离出与nTX＝2的发送RF信号Tx(2，h，t)对应的频域信号fb(2，h，k)进行代码解调，因此能够对解调后的代码相干地进行积分。
如果使用循环移位量Δτ(3)＝-2的调制代码Code(3，h)，则能够高精度地分离出与nTX＝3的发送RF信号Tx(3，h，t)对应的频域信号fb(3，h，k)进行代码解调，因此能够对解调后的代码相干地进行积分。
第1积分部44在假定作为观测对象的目标为移动目标的情况下，如以下的数式(19)所示，通过将从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)在命中方向上进行离散傅立叶变换，由此相干地进行积分(图13的步骤ST23)。
然后，第1积分部44将积分后的信号fd(nTX，nRX，l，k)向第2积分部45输出。
此处，图16是示出调制代码Code(nTX，h)与第1积分部44进行的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)之间的关系的说明图。
在图16中示出，通过对代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)在命中方向上进行离散傅立叶变换，由此如果调制代码Code(nTX，h)与作为解调代码的频域信号fb(nRX，h，k)一致，则目标的多普勒频率的积分值、即第1积分部44进行积分后的信号fd(nTX，nRX，k)成为最大。
另一方面示出，如果调制代码Code(nTX，h)与作为解调代码的频域信号fb(nRX，h，k)不一致，则目标的多普勒频率的积分值、即第1积分部44进行积分后的信号fd(nTX，nRX，k)成为-1，互相关减小。
第2积分部45在假定作为观测对象的目标为静止目标的情况下，如以下的数式(20)所示，根据发送雷达1-nTX的位置、接收雷达5的位置及示出假定的目标角度的目标角度编号nθ，对从第1积分部44输出的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)进行积分(图13的步骤ST24)。
然后，第2积分部45将积分后的信号RΣ(nθ，k)向目标检测部10输出。
在数式(20)中，Nθ是假定的目标角度数。
是发送雷达1-nTX与目标的到达相位差，通过以下的数式(20a)表示。
是接收雷达5与目标的到达相位差，通过以下的数式(20b)表示。
在图1中示出，接收雷达5的数量为1个的例子，但即使接收雷达5的数量在2个以上，按照数式(20)，也能够对从第1积分部44输出的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)进行积分。
在数式(20a)及数式(20b)中，θ’(nθ)为假定的目标角度，通过以下的数式(20c)表示。
θ′(nθ)＝nθΔθsamp (20c)
在数式(20c)中，Δθsamp是假定的目标角度间隔。
在实际的目标角度θ与目标角度编号nθ示出的假定的目标角度大概相同的情况下，从第1积分部44输出的积分后的信号fd(nTX，nRX，k)进行相干积分，第2积分部45进行的积分后的信号RΣ(nθ，k)的功率成为大致最大值。
因此，通过对每个发送雷达1-nTX的信号进行积分，功率増大，能够得到检测性能提高的雷达装置。此外，通过对每个发送雷达1-nTX的信号进行积分，天线的开口长度虚拟地增大，因此能够得到提高角度分辨率的效果。
第2积分部45在假定作为观测对象的目标为移动目标的情况下，如以下的数式(21)所示，根据发送雷达1-nTX的位置、接收雷达5的位置及示出假定的目标角度的目标角度编号nθ，对从第1积分部44输出的积分后的信号fd(nTX，nRXl，k)进行积分(图13的步骤ST24)。
然后，第2积分部45将积分后的信号RΣ(nθ，l，k)向目标检测部10输出。
目标检测部10在假定作为观测对象的目标为静止目标的情况下，通过根据从信号处理器9的第2积分部45输出的积分后的信号RΣ(nθ，k)实施目标的检测处理，由此确定目标的到达角编号nθ’、目标的速度单元(bin)编号l’tgt及目标的距离方向的采样编号k’tgt。
目标检测部10在假定作为观测对象的目标为移动目标的情况下，通过根据从信号处理器9的第2积分部45输出的积分后的信号RΣ(nθ，l，k)实施目标的检测处理，由此确定目标的到达角编号nθ’、目标的速度单元(bin)编号l’tgt及目标的距离方向的采样编号k’tgt。
作为目标的检测处理，例如可以使用CA-CFAR(Cell Average Constant FalseAlarm Rate，单元平均恒虚警率)处理。
目标检测部10在检测出目标时，向目标信息计算部11输出从第2积分部45输出的积分后的信号RΣ(nθ，k)或RΣ(nθ，l，k)、所确定的目标的到达角编号nθ’、目标的速度单元编号l’tgt及目标的距离方向的采样编号k’tgt。
目标信息计算部11根据从目标检测部10输出的目标的到达角编号nθ’，如以下的数式(22)所示，计算目标角度θ’tgt。
此外，目标信息计算部11根据从目标检测部10输出的目标的速度单元编号l’tgt，如以下的数式(23)所示，计算相对于目标的相对速度v’tgt。
而且，目标信息计算部11根据从目标检测部10输出的距离方向的采样编号k’tgt，如以下的数式(24)所示，计算距目标的相对距离R’tgt。
在数式(23)及数式(24)中，vamb是雷达装置能够清楚地计测目标的速度，事先设定于目标信息计算部11。
Δvsamp是速度方向的采样间隔，Δrsamp是距离方向的采样间隔。
显示器12将由目标信息计算部11计算出的目标角度θ’tgt、目标相对速度v’tgt及目标相对距离R’tgt显示于显示器。
根据以上所述可以明了，根据本实施方式1，发送雷达1-1～1-NTX通过以彼此不同的循环移位量Δτ(nTX)(nTX＝1、2、…、NTX)对同一代码序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码Code(nTX，h)，并且使用彼此不同的调制代码Code(nTX，h)，生成彼此不同的发送RF信号4-nTX，因此与使用正交的代码作为彼此不同的调制代码的情况相比，起到能够增加发送雷达1-nTX的数量从而提高目标的检测精度的效果。
此外，根据本实施方式1，在假定作为观测对象的目标为静止目标的情况下，第1积分部44通过对从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)在命中方向上进行复积分而相干地进行积分，因此能够抑制互相关。其结果是能够提高目标的检测性能。
此外，根据本实施方式1，在假定作为观测对象的目标为移动目标的情况下，第1积分部44通过将从代码解调部42输出的代码解调后的信号fb，0，c(nTX，nRX，h，k)在命中方向上进行离散傅立叶变换而相干地进行积分，因此即使作为观测对象的目标是移动目标，也能够提高目标的检测性能。
根据本实施方式1，第2积分部45根据发送雷达1-nTX的位置、接收雷达5的位置及示出假定的目标角度的目标角度编号nθ，对从第1积分部44输出的积分后的信号进行积分，因此能够提高目标的检测性能及测角性能。
另外，本申请发明能够在其发明范围内进行实施方式的任意构成要素的变形，或者可以省略实施方式的任意构成要素。
产业上的可利用性
本发明适合检测目标的雷达装置。
标号说明
1-1～1-NTX：发送雷达；2-1：发送部；3-1：天线；4-1～4-NTX：发送RF信号(发送信号)；5：接收雷达；6：天线；7：接收部；8：数据处理装置；9：信号处理器；10：目标检测部；11：目标信息计算部；12：显示器；21-nTX：局部振荡器；22-nTX：调制代码发生器；23-nTX：发送器；31：接收器；32：A/D转换器；41：频域转换部；42：代码解调部；43：积分部；44：第1积分部；45：第2积分部；51：频域转换电路；52：代码解调电路；53：第1积分电路；54：第2积分电路；55：目标检测电路；56：目标信息计算电路；61：处理器；62：存储器。

Claims (8)

1.一种雷达装置，其中，所述雷达装置具备：
多个发送雷达，它们通过以彼此不同的循环移位量对同一代码序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码，并且使用彼此不同的调制代码，生成彼此不同的发送信号，并发射彼此不同的发送信号；
接收雷达，其接收发送信号在从所述多个发送雷达发射后被作为观测对象的目标反射而得到的所述发送信号的反射波，输出所述反射波的接收信号；
信号处理器，其使用由所述多个发送雷达生成的调制代码，对从所述接收雷达输出的接收信号进行代码解调；以及
目标检测部，其根据所述信号处理器进行代码解调后的信号，检测所述目标，
所述信号处理器具备：
频域转换部，其将从所述接收雷达输出的接收信号转换为频域信号；以及
代码解调部，其使用由所述多个发送雷达生成的调制代码，对由所述频域转换部转换后的频域信号进行代码解调；
所述信号处理器具备积分部，所述积分部对所述代码解调部进行代码解调后的信号进行积分，并向所述目标检测部输出积分后的信号；
所述积分部具备第1积分部，所述第1积分部通过在命中方向上对所述代码解调部进行代码解调后的信号进行复积分而相干地进行积分。
2.根据权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，
所述积分部具备第2积分部，所述第2积分部根据所述多个发送雷达的位置、所述接收雷达的位置以及与所述目标之间的角度的假定值，对所述第1积分部进行积分后的信号进行积分。
3.根据权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，
所述多个发送雷达使用M序列作为所述代码序列。
4.根据权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，
所述多个发送雷达使用互相关值因循环移位量而变化的循环代码作为所述代码序列，根据所述循环代码的互相关值的积分值，设定彼此不同的循环移位量，以所设定的循环移位量对所述代码序列进行循环移位。
5.一种雷达装置，其中，所述雷达装置具备：
多个发送雷达，它们通过以彼此不同的循环移位量对同一代码序列进行循环移位而生成彼此不同的调制代码，并且使用彼此不同的调制代码，生成彼此不同的发送信号，并发射彼此不同的发送信号；
接收雷达，其接收发送信号在从所述多个发送雷达发射后被作为观测对象的目标反射而得到的所述发送信号的反射波，输出所述反射波的接收信号；
信号处理器，其使用由所述多个发送雷达生成的调制代码，对从所述接收雷达输出的接收信号进行代码解调；以及
目标检测部，其根据所述信号处理器进行代码解调后的信号，检测所述目标，
所述信号处理器具备：
频域转换部，其将从所述接收雷达输出的接收信号转换为频域信号；以及
代码解调部，其使用由所述多个发送雷达生成的调制代码，对由所述频域转换部转换后的频域信号进行代码解调；
所述信号处理器具备积分部，所述积分部对所述代码解调部进行代码解调后的信号进行积分，并向所述目标检测部输出积分后的信号；
所述积分部具备第1积分部，所述第1积分部通过在命中方向上对所述代码解调部进行代码解调后的信号进行傅立叶变换而相干地进行积分。
6.根据权利要求5所述的雷达装置，其特征在于，
所述积分部具备第2积分部，所述第2积分部根据所述多个发送雷达的位置、所述接收雷达的位置以及与所述目标之间的角度的假定值，对所述第1积分部进行积分后的信号进行积分。
7.根据权利要求5所述的雷达装置，其特征在于，
所述多个发送雷达使用M序列作为所述代码序列。
8.根据权利要求5所述的雷达装置，其特征在于，
所述多个发送雷达使用互相关值因循环移位量而变化的循环代码作为所述代码序列，根据所述循环代码的互相关值的积分值，设定彼此不同的循环移位量，以所设定的循环移位量对所述代码序列进行循环移位。
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