CN105453410B - 控制装置和使用该控制装置的交流电动机系统 - Google Patents

Abstract

本发明作为实现基于非通电相的电动势的交流电动机的无转子位置传感器的、从停止·低速范围起的稳定驱动的方式提供能够适当地设定通电相的切换阈值的自动调整方法。为了解决上述问题，在选择三相交流电动机的两相进行通电、基于剩余的非通电相的电压值与针对该电压值的阈值的比较来切换通电相，对该三相交流电动机进行旋转驱动的交流电动机的控制装置中，上述阈值的设定采用包括用于检测上述阈值的阈值检测模式的方式，在该阈值检测模式中，将上述三相交流电动机的转子通过直流通电而暂时固定，然后在两相间进行交流电流通电来获取上述阈值。

Description

控制装置和使用该控制装置的交流电动机系统

技术领域

本发明涉及交流电动机系统中使用的电动机驱动技术。

背景技术

在家电·工业·汽车等领域中，例如在风扇、泵、压缩机等转速控制以及电动助力转向等扭矩辅助装置、进一步、在制造装置中的输送机、升降机、定位控制等中使用马达驱动装置。在这些领域的马达驱动装置中，广泛使用作为小型·高效率的交流电动机的永久磁铁式同步电动机(以下称为“PM马达”)。但是，在驱动PM马达时，需要马达的转子的磁极位置的信息，需要用于它的旋转变压器和霍尔IC等位置传感器。近年来，不使用该位置传感器而进行PM马达的转速和/或扭矩控制的无传感器控制得到普及。

通过无传感器控制的实现，能够削减位置传感器所花费的费用(传感器自身的成本和传感器的配线所花费的成本、传感器的安装调整作业所花费的费用)，此外，还产生由于不需要传感器而使装置相应地小型化以及能够在恶劣的环境下使用等优点。

目前，PM马达的无传感器控制采用直接检测通过转子旋转而产生的感应电压(速度电动势)，将其作为转子的位置信息进行PM马达的驱动的方式和基于PM马达的数学模型进行转子位置的推定运算的位置推定技术等。

作为基于PM马达产生的感应电压的无传感器方法，具有基于感应电压的零交叉(zero-cross)的方式。该方式是以120度通电驱动PM马达，检测未通电的相的电压，通过比较器求取该电压零交叉的时刻，获得相位信息的方式。但是，该方式是基于速度电动势的方式，因此在停止·低速范围不能驱动PM马达。

此外，提案有不使用速度电动势的无位置传感器方式，作为不产生速度电动势的零速度范围的无位置传感器方式，例如具有日本特开2009-189176号公报(专利文献1)。在专利文献1中，当对PM马达的两个相施加脉冲电压时，与PM马达的转子的位置相应的电动势在未通电的非通电相产生。由此，通过对该电动势(磁饱和电动势)进行观测，观测到对转子的位置(角度)的依赖性，能够进行低速度范围内的无位置传感器驱动。由于磁饱和电动势是在非通电相产生的电压，所以需要在控制侧选择检测相，读取电压。由此，观测非通电相的磁饱和电动势的大小并同时在达到预先设定的阈值的时刻进行通电相的切换，就能够实现无位置传感器的驱动。此处，在通电相的切换中，“阈值”的设定精度很重要。

在日本特开2012-10477号公报(专利文献2)中，公开有关于该阈值的自动调整功能。在专利文献2中，按以下的步骤进行阈值的自动调整。首先，例如在模式1中流过直流电流，将转子引至其通电模式的位置。接着，使模式前进一个，同样进行直流的通电。此时，刚切换模式后的非通电相的电压与阈值电压一致。之后，通过反复进行上述步骤，能够从实际设备获取专利文献1中重要的阈值的值。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-189176号公报

专利文献2：日本特开2012-10477号公报

发明内容

发明所要解决的问题

在专利文献1中，马达在停止·低速状态下能够不失调地产生驱动力。但是，关于作为无传感器驱动的重要的设定常数的阈值的自动调整未有记载。

专利文献2公开有关于上述阈值的自动调整的内容，但是存在以下的问题。

第一，在一个通电模式中，通过施加直流而使转子暂时固定，之后，切换为下一个通电模式，进行直流通电，采取刚进行该切换之后的电动势，因此，如果在PM马达的惯性较小的情况下，在切换的同时转子发生移动，不能采取精确的阈值。

第二，在200V级的PM马达的情况下，多为使转子的磁铁量最佳化(最小化)地进行设计，而提高定子的匝数，以获得旋转扭矩那样的设计。在这种情况下，根据定子的电流值，PM马达的磁通量大幅变化，其结果是，阈值的适当的值也发生变化。即，需要在实现专利文献1中公开的无传感器控制的基础上根据PM马达的旋转扭矩或电流值将阈值自身设定为最佳值。否则，不仅不能获得满足PM马达的规格的足够的扭矩，而且存在导致失调和不稳定的振动的可能性。

本发明的目的在于提供一种在零速度附近不使用转子位置传感器而能够实现高扭矩且高稳定的交流电动机的驱动控制装置和使用其的交流电动机系统。

用于解决问题的方式

为了解决上述问题，例如采用权利要求的范围内记载的结构。本发明包括解决上述问题的多个机构，列举其一例为：选择三相交流电动机的两相进行通电，基于剩余的非通电相的电压值与针对该电压值的阈值的比较来切换通电相，对该三相交流电动机进行旋转驱动的交流电动机的控制装置，在该交流电动机的控制装置中，上述阈值的设定采用包括用于检测上述阈值的阈值检测模式的方式，在该阈值检测模式下，通过直流通电使上述三相交流电动机的转子暂时固定，然后在两相间进行交流电流通电来获取上述阈值。

发明的效果

根据本发明，能够提供在从停止状态至高速度范围为止的大范围内高扭矩且稳定的控制装置和使用其的交流电动机系统。

附图说明

图1是表示由应用本发明的实施例1的控制装置和交流电动机构成的交流电动机系统的结构的图。

图2是表示对实施例1的马达进行直流通电时的动作的图。

图3是表示对实施例1的马达进行交流通电期间的动作的图。

图4是关于实施例1的阈值获取的流程图。

图5是关于应用本发明的实施例2的阈值获取的流程图。

图6是表示对应用本发明的实施例3的交流电动机进行的双极脉冲电压的施加的图。

图7是表示实施例3的磁饱和电动势和正转、反转方向的阈值电压的图。

图8是关于实施例3的阈值获取的流程图。

图9是表示应用本发明的实施例4的交流电动机的控制装置的控制器的框图。

图10是表示实施例4的阈值获取时的电流波形的上升的图。

图11是表示应用本发明的实施例5的交流电动机的控制装置的控制器的框图。

图12是表示实施例5的线间电压、相电流、非通电相电动势的波形图。

图13是表示实施例5的线间电压、相电流、非通电相电动势的波形图。

图14是表示实施例5的线间电压、相电流、非通电相电动势的波形图。

图15是表示应用本发明的实施例6的交流电动机的控制装置的速度、电流控制器的框图。

图16是表示实施例6的交流电动机的控制装置的起动时的波形的图。

图17是表示应用本发明的实施例7的交流电动机的控制装置的速度·电流控制器的框图。

图18是表示实施例7的交流电动机的控制装置的稳定状态的电流波形的图。

图19是表示应用本发明的实施例8的交流电动机的控制装置的速度·电流控制器的框图。

图20是表示实施例8的交流电动机的阈值的电流依赖性的图。

图21是表示应用本发明的实施例9的交流电动机的控制装置的非通电相电动势的阻尼振荡的图。

图22是关于实施例9的交流电动机的控制装置的非通电相电动势所含的阻尼期间的测量的图。

图23是表示实施例9的交流电动机的控制装置的控制器的框图。

图24是关于应用本发明的实施例10的交流电动机的控制装置的重叠时间的波形图。

图25是表示实施例10的交流电动机的控制装置的控制器的框图。

图26是包括使用应用本发明的实施例11的交流电动机的控制装置的通用逆变器的交流电动机系统的图。

图27是表示现有例中的向两相间施加脉冲电压的图。

图28是表示现有例中的磁饱和电动势的转子位置依赖性的图。

图29是关于现有例中的用于切换交流电动机的通电相、通电模式、非通电相和在非通电相产生的电动势以及用于切换通电模式的阈值电压的图。

图30是表示现有例中的通电模式与转子位置的关系以及模式1中的直流通电的图。

图31是表示现有例中的通电模式切换时的非通电相电动势、转子位置的变化的图。

具体实施方式

首先，使用附图对作为本发明的前提的、不使用速度电动势的无位置传感器方式进行说明。

在专利文献1中，如图27(a)、(b)所示，当对PM马达的两个相施加脉冲电压时，与PM马达的转子的位置相应的电动势在未通电的非通电相产生。在图27中，U相为非通电相。该电动势是根据安装于PM马达的转子的永久磁铁磁通与通电电流的关系，因马达内的电感发生微小变化而产生的电压，在停止状态下也能够观测。由此，通过观测该磁饱和电动势，观测到如图28所示那样的对转子的位置(角度)的依赖性，能够进行低速范围内的无位置传感器驱动。为了将该电动势与由于转子旋转而产生的速度电动势进行区分，将其称为磁饱和电动势。磁饱和电动势是在非通电相产生的电压，因此需要在控制侧选择检测相，读取电压。

图29表示相对于转子的位置θd的通电相、非通电相、磁饱和电动势的关系。通电相根据θd选择扭力成为最大的两个相。该通电相的切换只要观测非通电相的磁饱和电动势的大小并且在达到预先设定的阈值、即图29中的Vshp1～Vshp6的时刻进行，就能够实现无位置传感器的驱动。

例如，在图29中，在转子的位置处于模式1的情况下(210[deg]≤θd≤270[deg]，进行从U相向V相的通电，在PM马达产生朝向正转方向的扭力。随着转子旋转，模式1下的作为非通电相的W相的电动势开始减少，不久在θd＝270[deg]与阈值Vshp1一致。根据该一致，产生通电模式的切换触发，对通电相进行切换。如此处能够明了的那样，在通电相的切换中，“阈值”的设定精度很重要。

在专利文献2中，公开有关于该阈值的自动调整功能。阈值基本上是根据马达的磁路特性确定的，还依赖于磁性材料的偏差、制作误差或电压检测电路的精度而发生变化。因此，期望用于对PM马达和驱动它的逆变器的个体偏差进行修正的自动调整功能。

在专利文献2中，按以下的步骤进行阈值的自动调整。

首先，例如在模式1下流过直流电流，将转子引至该通电模式的位置。接着，前进一个模式，同样进行直流通电。此时，刚切换模式后的非通电相的电压与阈值电压一致。

图30(a)表示模式1～6的通电矢量V1～V6。例如，V1是选择模式1时的电压矢量(即，从U相向V相通电时的电压矢量)。选择模式1是在该图(b)中的“M1”区域存在转子磁通φm的情况，通过使直流流入，在马达内部产生该图(c)那样的电流磁通，从而转子被引导并停止。通过V1的直流而被固定的状态是该图(d)。

该图30(d)的φm的位置正好处于模式2与模式3的边界上。即，只要观测在该位置的非通电相的电动势，就能够获得用于从模式2向模式3转换的阈值。

如图31所示，在模式1的状态下进行直流通电，如果将转子固定，则此时的转子相位是-30[deg]。此处，将通电相切换为模式2，如果在刚切换非通电相V相的电动势后进行取样，则其即成为从模式2向模式3切换的阈值。

通过状态不变地继续进行对模式2的直流通电，转子移动至+30[deg]的位置。此次，通过向模式3切换而获得从模式3向模式4的切换阈值。通过将其反复进行能够从实际设备获取在专利文献1中重要的阈值的值。

在以上的专利文献2中，如上所述，存在在采取刚切换之后的电动势时转子移动而无法采取精确的阈值、需要根据PM马达的旋转扭矩和/或电流值将阈值自身设定为最佳值等方面的问题，以下，使用附图对用于解决这些问题的本发明的实施例进行说明。

实施例1

使用图1～图4，对本发明的实施例1的交流电动机的控制装置进行说明。

该控制装置用于三相交流电动机4的驱动，如图1所示那样大致具有控制器1、电压检测器2、逆变器3、电流传感器5，其中该逆变器3包括直流电源31、逆变器主电路32和栅极·驱动器33。此外，由作为驱动对象的三相交流电动机(PM马达)4和该控制装置构成交流电动机系统。

另外，作为驱动对象，在本实施例中列举PM马达为例，只要能够获得针对转子位置的磁饱和特性的电动机即可，也能够应用其它种类的交流电动机。

在图1中，控制器1包括从三相选择非通电相的电动势的多路转接器11、作为用于检测阈值的控制块的阈值检测器12、在通常驱动时发挥作用的速度·电流控制器13、切换通常驱动时和阈值检测模式的切换器14、对电压指令进行脉冲宽度调制的PWM(PulseWidth Modularion：脉冲宽度调制)产生器15。

在通常驱动的情况下，切换器14切换至“A”一侧，对预先设定的阈值与每次取样检测的非通电相的电动势进行比较，并且进行通电相的切换。此时，在本块内实施PM马达的转速控制和扭矩控制。速度·电流控制器13的动作基本上直接使用公知技术。

此外，在阈值检测模式下，切换器14切换至“B”一侧，按照预先设定的流程实施向PM马达的通电，高精度地获取通常驱动时所需的“阈值”。

使用图2、3说明该流程的详细情况。首先，如图2所示那样进行从U相向V相的直流电流的通电。此时，在PM马达4的内部，产生直流电流引起的磁通，转子以被其引导的方式移动而被固定。在图2的通电模式下，因为U相为正、V相为负，所以成为模式1的通电，施加图30(a)的V1的电压矢量。转子被暂时固定在该位置(θd＝-30[deg])。接着，切换通电相，如图3所示那样进行从U相至W相的通电。不过，在这种情况下，施加平均为零的交流。从U相至W相的通电成为模式2，此时被固定的转子位置θd＝-30[deg]处于从模式2至模式3的边界上。由此，此处的非通电电动势与从模式2切换至模式3时的阈值一致，因此能够通过该交流电流的通电来获取阈值。

因为施加的电流为交流，所以产生扭矩的平均为零，转子不旋转，在模式1保持位置固定不变的状态。这一点是与专利文献2较大的差异。由此，因为转子不移动，所以能够精度良好地获取阈值。

为了进行阈值测量而流过的交流的频率，通常认为相当于进行PWM时的载波频率是适当的，只要是能够获得足够的电动势的频率就没有问题。不过，如果交流的频率过低，则在转子产生振动，因此不优选。虽然还取决于转子结构，但是如果考虑到机械的时间常数，则只要为几百Hz以上的频率就没有问题。

此外，在阈值的固有值(Proper value)根据PM马达的驱动条件(特别是电流的大小)发生变化的情况下，能够通过使这些交流电流的振幅变化、流过与实际的驱动电流相当的交流而使条件一致。

在图4以流程图表示这些动作。首先，实施直流通电(A01)，将转子固定，之后，切换通电模式，进行交流通电(A02)。在该状态下获得的非通电相(W相)的电动势成为从模式2向模式3的切换阈值。如图29所示，PM马达的阈值原理上全部成为对象，因此通过1个阈值获得6个模式各自的切换阈值。

即，通过直流通电将三相交流电动机的转子暂时固定之后，在两相间进行交流电流通电来获取阈值。

如以上说明的那样，使用本实施例的交流电动机的控制装置，能够精度良好地获取无传感器驱动所需的阈值。通过使用这样获得的阈值依次切换通电相，能够实现能够进行高扭矩驱动的从低速起的无位置传感器驱动系统。

即，根据本实施例，对三相中的两相间通电，基于剩余的非通电相的电动势决定通电相的切换时刻的无传感器控制中，能够根据PM马达的负载扭矩和负载电流进行适当的通电相的切换，并且能够实现能够自动地采取用于该切换的阈值的值的算法。

其结果是，能够对各种类的PM马达提供在从停止状态至高速度范围为止的大范围内高扭矩且稳定的交流电动机驱动系统。

实施例2

接着，使用图5，对本发明的实施例2的交流电动机的控制装置进行说明。

在上述的图4中，仅实施1次阈值获取，基于该值设定6个模式各自的阈值。但是，在实际的PM马达中，由于马达的磁性材料的差异和制作的误差等而存在每相电动势参差不齐的趋势。特别是在检测电动势的检测电路中也存在每相的参差不齐，因此期望这些问题的解决。

因此，如图5所示那样，对所有通电模式进行阈值的获取。在图5中，首先在模式1下进行直流通电(A01)，接着切换为模式2，施加交流(A02)，获取作为此时的电动势的Vshp2(A03)。接着，在模式2下进行直流通电(A04)，接着切换为模式3，施加交流(A05)，获取作为此时的电动势的Vshp3(A06)。之后，反复进行直流通电、切换模式后施加交流、阈值采取。这样，只要改变通电模式并实施直流通电和交流通电，就能够获取所有模式下的正确的切换阈值。

即，通过在三相交流电动机的两相间进行直流通电而使转子暂时固定，之后在与进行直流通电的两相不同的组合的两相间进行交流电流通电，获取阈值，将这些直流通电以及交流通电以至少1次以上的组合实施来检测阈值。

以上，使用本实施例的交流电动机的控制装置即可，能够在考虑每相的参差不齐的基础上精度良好地获取无传感器驱动所需的阈值。

实施例3

接着，使用图6、7、8，对本发明的实施例3的交流电动机的控制装置进行说明。即，实施例1、2均为转子的旋转方向固定(正转方向)，与此相对，在本实施例中，提供反转之前所考虑的阈值的设定方法。

在零速度附近，为了控制转子的速度和扭矩，必须知道精确的转子位置。为了实现正转、反转，采用图6所示的双极性(bipolar)PWM。双极性是必须在正侧、负侧双方生成脉冲的PWM的方式。当对该双方的脉冲分别观测电动势时，获得图7那样的关系。当设在正转方向产生扭矩的脉冲为“正转脉冲”、其相反脉冲为“反转脉冲”时，得到的电动势如图7所示。此处，正转脉冲如现有技术所述，反转脉冲引起的电动势是新的记载。通过与正转的阈值同样也设定反转的阈值，还能够进行正转·反转的连续驱动。另外，关于该反转驱动的记载已经在文献1(“利用磁饱和引起的电动势的永久磁铁式同步马达的低速无传感器～零速度附近的正、反转驱动～”平成23年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，No.1-163,pp.I-715～I-720(2011)中公开。

在本实施例中，实现这两种阈值(正转方向的阈值Vshp1～6以及反转方向的阈值Vshn1～6)的自动调整。图8是对该阈值进行自动计测的流程图。与图5同样地对所有的通电模式求取阈值。

即，在图8中，首先在模式1下进行直流通电(B01)，接着在模式2下施加交流(B02)，设定从模式2至3的阈值。之后，在保持不变的该状态下将模式切换至3，再次施加交流(B03)。此时得到的是从模式3至模式2的反转的阈值。这如图30(d)所示那样，在模式1下固定的转子的位置在模式2与3的边界线上，因此能够1次获取从模式2至3的正转方向的阈值和从模式3至2的反转方向的阈值的双方。

通过将该阈值获取动作在模式2之后也同时继续进行，能够获取PM马达的所有模式下的正转以及反转方向的阈值。

即，通过在三相交流电动机的两相间进行直流通电而使转子暂时固定，之后在与进行直流通电的两相不同组合的2种两相间分别进行交流电流通电而分别获取阈值，将这些直流通电以及交流通电以至少1次以上的组合实施来检测阈值。

实施例4

接着，使用图9、10，对本发明的实施例4的交流电动机的控制装置进行说明。

在以上的实施例中，对通过为了获取阈值而进行交流通电，能够流动至与实际的PM马达驱动时同等大小的电流为止的电流，能够获取更高精度的阈值进行了说明。由于交流电流的平均值为零，所以虽然不产生平均的扭力，但是存在通过呈阶梯状地一下子施加高振幅的交流使转子瞬间移动的情况。该移动根据转子的惯性和摩擦力等而各种各样，但是期望进行软起动、尽量不给予急剧的变动。

在本实施例中，在交流施加开始时，为了尽量不对转子给予冲击而提供使交流电流的振幅逐渐增加的动作。

图9是作为本实施例的特征部分的控制器1B的框图，通过使用本框代替图1的控制器1，能够实现第四实施例。

在图9中，新追加有电压限制器16，除此以外的框图与图1相同。电压限制器16在阈值获取时限制施加于PM马达的交流电压的振幅的变化率。通过该电压限制器16的导入，电流波形如图10所示那样呈斜坡状逐渐增加，能够消除对转子的冲击。

如以上那样，根据本实施例，能够抑制交流施加开始时的转子位置变动，由此能够进一步降低阈值的检测误差。

实施例5

接着，使用图11～14，对本发明的实施例5的交流电动机的控制装置进行说明。

在之前的实施例中，对为了获取阈值而进行交流通电，能够流过至与实际的PM马达驱动时同等大小的电流为止的电流，能够获取更高精度的阈值进行了说明。但是，施加交流时的电流不仅依赖于交流的振幅，而且对频率也存在依赖性，因此，发生根据条件不同不流过足够的交流电流的情况。

使用图12～14对该现象进行说明。例如，如图12所示，在V相与W相的线间施加脉冲状的交流电压的情况下(通电模式3的条件)，产生相电流Iv，其最大值(峰值)Ip不到规定值I0。因此，如图13所示那样将脉冲宽度放大至最大限度，但是仍然不到I0。即，可知在该频率不可能流过足够的交流电流。在这种情况下，如图14所示那样，通过降低交流的频率，能够使最大电流流动至达到所期望的值为止。

自动地实施这些图12～14的动作的即为本实施例5。

图11是作为本实施例的特征部分的控制器1C的框图，通过使用本框图代替图1的控制器1，能够实现实施例5。

在图11中，新追加交流频率设定器17和电流设定器18，除此以外的框图与图1相同。交流频率设定器17以如下方式动作：对相电流的峰值与由电流设定器18设定的值I0是否一致进行检查，如果不一致则降低交流频率。通过该动作，能够将阈值获取所需的大小的交流电流施加于PM马达，能够确保阈值的检测精度。

即，包括具备预先设定交流电流振幅的功能、以达到该交流电流振幅的设定值的方式调整上述交流电流的频率的机构。

实施例6

接着，使用图15、16对本发明的实施例6的交流电动机的控制装置进行说明。

在之前的实施例中，对用于获取高精度的阈值的方式进行了说明，在本实施例中，对实际上使用该获取的阈值驱动PM马达的情况下的算法进行说明。

图15是作为本实施例的特征部分的速度·电流控制器13D的框图，通过使用本框图代替图1的速度·电流控制器13，能够实现实施例6。

在图15中，速度·电流控制器13D包括：设定阈值的阈值设定器19；对非通电相电动势的检测值与阈值进行比较的阈值比较器20；基于阈值比较器的输出来决定对PM马达的通电模式的通电模式判别器21；决定三相电压指令以进行由电压指令V0以及通电模式判别器21指定的通电动作的通电相决定器22；设定起动时的电流的恒流指令I0设定器23；为了进行PM马达4的转速控制而输出电流指令的速度控制器24；将对PM马达的电流指令切换为恒流指令或速度控制器的输出的切换器25；对控制的相电流进行选择的电力选择器26；对电流指令与实际的电流值的偏差进行运算的减法器27；和基于电流偏差计算对PM马达的施加电压V0的电流控制器28。

本框图的动作如下所述。

如在之前的实施例中说明的那样，阈值相对于规定的电流值作为最佳的值被检测，其值被存储在阈值设定器19中。由此，通过该阈值与非通电相电动势的比较，理想地切换通电模式。不过，如果测量阈值时的电流值与实际流过的电流值不同，则不能实现理想的切换。由此，以与获取阈值的电流一致的方式进行恒流的PM马达驱动是本实施例的特征。

在恒流指令I0设定器23中，设定与阈值测量中使用的电流值相等的电流。起动时，切换器25被切换至“L”一侧，总是向电流控制器28施加一定值I0的电流指令。其结果是，驱动电流与设定阈值的条件一致，因此总能够实现理想的扭矩驱动。此外，即使转速上升、速度电动势变大，只要将切换器25切换至“H”一侧，切换为利用速度电动势的无传感器驱动，也能够实现如现有技术那样的速度控制。该切换速度ωr0也依赖于PM马达的特性，在5％～15％左右的范围内。

图16表示使用本实施例的情况下的起动波形。图16(a)是包含转子的机械系统的惯性较小的情况下的从零开始的起动波形。从起动开始时刻t0起至达到速度ωr0的t1为止，将电流控制成一定值I0地加速，之后，通过切换器25切换电流指令，速度控制器24开始动作。切换后，转速随着速度控制器的设定响应而上升，与速度指令ωr*一致。如图所示，在惯性较小的情况下，以恒流一下子加速，一瞬间通过低速范围。

与此相对，在惯性较大的情况下，如图16(b)所示，到达t1为止的时间变长，但是能够实现与设定电流相应的扭矩的加速。

即，在交流电动机的通常驱动时的起动时，对电流以使其与预先设定的值一致的方式进行控制而进行加速，之后，使速度控制功能发挥作用进行旋转控制。

这样，在现有技术中为低速范围的高扭矩化困难的无传感器驱动，通过设定起动电流和对其适当的阈值，能够获得没有浪费的加速特性，实现更稳定且高响应的交流电动机的控制装置。

实施例7

接着，使用图17、18对本发明的实施例7的交流电动机的控制装置进行说明。

在实施例6中是关于实际使用所获取的阈值来驱动PM马达的情况下的算法的内容，能够实现至今为止没有实现的高扭矩驱动，但是另一方面低速范围成为一定电流驱动，因此存在不能进行速度控制的问题。在本实施例中，示出解决该问题的实施例。

图17是作为本实施例的特征部分的速度·电流控制器13E的框图，通过使用本框图代替图1的速度·电流控制器13，能够实现实施例7。

在图17中，速度·电流控制器13E对上述的速度·电流控制器13D新设置谐波产生器29，追加将其输出与电压指令V0相加的加法器30。进一步，删除图15中的恒流指令I0设定器23、切换器25。作为其它部件的阈值设定器19、阈值比较器20、通电模式判别器21、通电相决定器22、速度控制器24、减法器27、电流控制器28分别与实施例6相同。

本框图的动作如下所述。

在本实施例中，特别在低速范围内，不实施利用一定电流的驱动。从起动时起基于速度控制器24实施电力控制。在这种情况下，电流的大小因为由速度控制器决定而成为任意的值，产生与被设定成阈值的值不同的情况。因此，导入谐波产生器29，对电流中所含的脉动(ripple)分量进行操作，总是以成为获取阈值的条件的电流峰值的方式有意地施加谐波。

其情形如图18所示。当设阈值获取时的电力为I0、使其大小为100％电流时，在无负载时在谐波产生器29增加谐波量，以使得峰值达到I0的方式进行调整(图18(a))。同样，在50％的情况下也调整谐波量，以使得峰值达到I0(该图(b))。在100％负载时，仅基波成为相当于I0的电流，因此不需要谐波(该图(c))。

即，在交流电动机的通常驱动时，以使得流过上述通电相的电流的峰值与预先设定的值一致的方式将谐波分量与电压相加进行控制。

这样，通过利用谐波产生器29对电流峰值进行调整，能够实现从低速起的任意的速度控制、扭矩控制。

实施例8

接着，使用图19、20对本发明的实施例8的交流电动机的控制装置进行说明。

在实施例7中，以使得实际电流的峰值与所获取的阈值一致的方式控制谐波量，从低速范围起稳定地实现速度控制。该方式虽然简便，但是需要施加谐波，因此对使不必要的电磁噪声和谐波损失增加的方面未经考虑。在本实施例中，示出解决该问题的实施例。

图19是作为本实施例的特征部分的速度·电流控制器13F的框图，通过使用本框图代替图1的速度·电流控制器13，能够实现实施例8。

在图19中，速度·电流控制器13F的主要特征是在上述的速度·电流控制器13E中新设置阈值设定器19F，删除谐波产生器29、加法器30。

本框图的动作如以下所述。

阈值设定器19F存储各通电模式下的阈值，此处，将对于电流值的适当的阈值映射化保存。如图20所示，阈值的固有值存在根据通电的电流而变化的情况，在上述的阈值检测模式下获取针对该电流的阈值。例如，如果如实施例4那样，在使交流电流值逐渐增加的过程中获取非通电相电压，并保存它们的值，则能够容易地获取针对电流的适当的阈值。通过以这样获得的针对电流值的阈值信息为基础作为表数据存储在阈值设定器19F中，根据电流适当地变更阈值，能够实现总是最佳状态下的通电模式切换。

即，交流电动机的通常驱动时，将在阈值检测模式下获得的电流值与阈值的关系内置于数据映射或函数，基于该数据映射或函数来计算针对驱动电流的阈值，驱动交流电动机。

由此，根据本实施例，能够不产生电磁噪声地实现从低速起的高响应、高精度的无传感器驱动。

实施例9

接着，使用图21～23，对本发明的实施例9的交流电动机的控制装置进行说明。在本实施例中，示出关于用于包含阈值检测的非通电相电动势检测的、事前调整的实施例。

如图21(a)所示，在施加脉冲状的交流电压Vvw的情况下，产生该图(b)那样的电流，产生非通电相电动势Eu。如该图(c)所示，在实际的电动势产生伴随开关的阻尼振荡。因此，为了避免该阻尼振荡，需要在开关之后隔规定时间T对电动势取样(该图(d))。如果该规定时间T足够短的情况下，如该图(e)所示那样，成为对阻尼振荡中的电压取样，不能检测到正确的非通电相电压。

这些阻尼振荡频率为几十kHz～几MHz的范围，在取样周期为几十μs的马达控制的运算周期中，检测无论如何不可能。

因此，在每个运算处理周期将非通电相电压Eu的取样时刻错开，检测产生阻尼振荡的期间。

图22(a)表示在时刻t0，将线间电压Vvw施加期间T0后的状况。对于马达，由于反复施加该电压，所以每次在非通电相产生伴随相同的阻尼振荡的电动势。首先，在相对于t0错开微小时间Δt后的t1时刻对Eu取样，在下一个周期，在进一步错开Δt后的t2时刻进行取样。通过反复这样的处理，能够了解阻尼振荡的波形的全貌。取样的结果是，只要检测出值的变动变小，就能够检测出阻尼振荡期间Tg的大小。

图23表示作为本实施例的特征部分的控制器1G的框图。通过使用本框图代替图1的控制器1，能够实现实施例9。

在图23中，控制器1G的主要特征是在图11的控制器1C中新设置阻尼振荡提取器41以及切换器14g。

本框图的动作如以下所述。在实施阈值检测模式之前，将切换器14g切换至“D”一侧，实施阻尼振荡时间的提取。在阻尼振荡提取器41中，如上述那样反复实施脉冲的施加，其间改变取样的时刻来获取非通电相电压。其结果是，获取阻尼振荡的收敛时间T，据此实施最小脉冲宽度的设定或谐波频率的设定。

即，作为阈值检测模式的开始时的动作，对非通电相的电压波形进行多次取样，检测电压波形的上升时的振动范围，以避开该检测范围的方式设定电压检测时刻。此外，上述多次取样通过在每个运算处理周期进行取样且使取样时刻逐渐错开来实现。

如以上说明的那样，根据本实施例，能够自动地提取阻尼振荡时间，能够实现更高精度的阈值的获取以及高响应且高稳定的交流电动机的控制装置。

实施例10

接着，使用图24、25对本发明的实施例10的交流电动机的控制装置进行说明。在本实施例中，示出关于在120度通电驱动中作为特有的调整要素的重叠时间的获取方法的实施例。

如图24所示，在时刻t0将通电模式从模式1切换为模式2的情况下，U相的电流继续地持续流动，发生从V相至W相的电流的转换。此时，V相的电流并不一瞬成为零，而是经由续流二极管逐渐减少。由于W相的电流同时上升，所以一瞬间在三相同时流过电流。将该期间(图24的从t0至ts之间的期间)称为重叠时间。该期间是变更通电相时的电流的衰减期间，因为本来应该成为非通电相的V相通电，所以成为不能进行非通电相的电动势检测的期间。

由此，该期间不能进行电动势的检测与阈值的比较，成为“等待”的时间。由于需要避开该期间对非通电相电动势进行取样，所以需要预先设定该期间。从图24也可知，重叠时间中非通电相电动势一定被钳位成直流电压的正或负，因此能够确认为重叠时间。对该期间进行计数，进一步还考虑过渡变动，具有1、2取样的量的余量，设定为重叠时间，实施非通电相的检测。

图25表示作为本实施例的特征部分的控制器1H的框图。通过使用本框图代替图1的控制器1，能够实现实施例10。

在图25中，控制器1H的主要特征是在图23的控制器1G中新设置重叠时间提取器42以及切换器14h。

本框图的动作如以下所述。在实施阈值检测模式或阻尼振荡提取模式前将切换器14h切换至“E”一侧，实施重叠时间的提取。在重叠时间提取器42中，如上述那样在通电状态下实施模式变更，对非通电相电压进行取样。取样结果是被钳位成逆变器的直流电压的期间为重叠时间，因此对该期间进行计数，从解除钳位时起加上1、2取样的量的余量地作为重叠时间。

即，在阈值检测模式的实施前，对变更通电相时的非通电相的电压进行取样，测量变更通电相时的电流的衰减期间，提取不进行非通电相的电压值与针对该电压值的阈值的比较的重叠时间。

如以上说明的那样，根据本发明的实施例，能够自动地提取120度通电独特的重叠时间，能够实现更高精度的阈值的获取以及高响应且高稳定的交流电动机的控制装置。

实施例11

接着，使用图26，对本发明的实施例11的通用逆变器进行说明。

图26是由三相交流电源44、通用逆变器45、PM马达4构成的、使用通用逆变器的交流电动机系统。通用逆变器45作为驱动对象即PM马达4(交流电动机)的控制装置进行动作。

在通用逆变器45内部，包括在之前的实施例中说明的控制器1、电压检测器2、逆变器3、电流传感器5。另外，图1中的、逆变器3内的直流电源31通过对三相交流电源44进行整流来平滑而获得直流源。此外，构成通用逆变器45的控制器1装载有上述说明的实施例的机构。

上述说明的实施例能够精确地提取PM马达4的阈值且能够实现从低速起的高响应、高扭矩驱动。由此，上述说明的本发明的实施例特别适用于如通用逆变器那样以连接各种马达为前提的装置。即，能够通过连接任意的马达、实施阈值的提取，实现高扭矩、高响应的无传感器驱动。

此外，上述说明的实施例不限于通用逆变器，还能够应用于压缩机(空调用、冷藏库用)、风扇、泵(水泵、油泵)、主轴马达和制冷制暖设备等的转速控制以及输送器、升降机、挤压机、机床等。

以上对实施例进行了说明，本发明并不限定于上述的实施例，而包括各种变形例。例如，上述的实施例为了将本发明说明得容易明白而进行了详细的说明，但是并不一定限定于包括所说明的所有结构。此外，能够将一个实施例的结构的一部分替换成另一个实施例的结构，此外，还能够在一个实施例的结构中加入另一个实施例的结构。此外，能够对各实施例的结构的一部分进行其它结构的追加·削除·替换。

附图标记的说明

1 控制器

2 电压检测器

3 逆变器

4 三相交流电动机(PM马达)

5 电流传感器

31 直流电源

32 逆变器主电路

33 栅极驱动器

11 多路转接器

12 阈值检测器

13 速度·电流控制器

14 切换器

15 PWM产生器

Claims (13)

1.一种交流电动机的控制装置，其特征在于：其选择三相交流电动机的两相进行通电，基于剩余的非通电相的电压值和针对该电压值的阈值的比较来切换通电相，对该三相交流电动机进行旋转驱动，

所述阈值的设定采用具有用于检测所述阈值的阈值检测模式的设定方式，在该阈值检测模式下，利用直流通电使所述三相交流电动机的转子暂时固定，然后在两相间进行交流电流通电来获取所述阈值。

2.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

所述阈值检测模式通过在所述三相交流电动机的两相间进行直流通电而使转子暂时固定，然后在与进行了直流通电的两相不同的组合的两相间进行交流电流通电来获取所述阈值，将所述直流通电和交流通电组合实施至少1次来检测所述阈值。

3.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

所述阈值检测模式通过在所述三相交流电动机的两相间进行直流通电而使转子暂时固定，然后在与进行了直流通电的两相不同的2种组合的两相间分别进行交流电流通电，分别获取所述阈值，将所述直流通电和交流通电组合实施至少1次来检测所述阈值。

4.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

在所述阈值检测模式下，通电的所述交流电流从通电开始时起振幅逐渐增加。

5.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

包括具有使所述阈值检测模式下的交流电流振幅成为预先设定的值的功能并对所述交流电流的频率进行调整以达到该交流电流振幅的预先设定的值的单元。

6.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

在所述交流电动机的通常驱动时的起动时，以使电流与预先设定的值一致的方式进行控制而加速，然后使速度控制功能发挥作用来进行旋转控制。

7.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

在所述交流电动机的通常驱动时，将谐波分量与电压相加，使得流过所述通电相的电流的峰值与预先设定的值一致，由此进行控制。

8.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

在所述交流电动机的通常驱动时，预先将在所述阈值检测模式下获得的电流值与所述阈值的关系用数据映射或函数存储，基于该数据映射或函数来计算针对驱动电流的阈值，驱动所述交流电动机。

9.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

作为所述阈值检测模式开始时的动作，对所述非通电相的电压波形进行多次取样，检测电压波形上升时的振动范围，以避开检测出的振动范围的方式设定电压检测时刻。

10.如权利要求9所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

所述多次取样采用在每个运算处理周期进行取样的取样方式，并且通过使取样时刻逐渐错开来实现。

11.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

在所述阈值检测模式实施之前，

对变更了所述通电相时的非通电相的电压进行取样，测量变更了通电相时的电流的衰减期间，

提取不对所述非通电相的电压值与针对该电压值的阈值进行比较的重叠时间。

12.如权利要求1～3中任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于：

该控制装置包括：

获取所述阈值的控制器；

检测所述三相交流电动机的各相的电压值的电压检测器；

检测所述三相交流电动机的各相的电流的电流传感器；和

逆变器。

13.一种交流电动机系统，其特征在于，包括：

权利要求1～12中任一项所述的交流电动机的控制装置；和

由该控制装置驱动的交流电动机。