CN103688464B - 电流控制用半导体元件和使用它的控制装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种电流控制用半导体元件和使用它的控制装置，通过对增益（a）和偏置（b）的变动进行动态修正，能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。在同一半导体芯片上，具有晶体管（4）、电流－电压转换电路（22）和AD转换器（23）。参考电流生成电路（6、6'）在负载2的电流上叠加电流脉冲（Ic），使AD转换器输出的电压数字值变动。增益偏置修正部（8）对参考电流生成电路（6、6'）引起的电压数字值的变动进行信号处理，动态取得AD转换器（23）输出的电压数字值与负载的电流数字值的线性关系式中的增益（a、a'）和偏置（b、b'）。电流数字值运算部（12）使用由增益偏置修正部（8）取得的增益和偏置，对AD转换器输出的电压值进行修正。
Description
技术领域
本发明涉及电流控制用半导体元件和使用它的控制装置，特别涉及适于将电流检测电路内置在IC芯片内的电流控制用半导体元件和使用它的控制装置。
背景技术
随着各种控制对象被电子控制，为了将电信号转换为机械运动或油压而广泛使用电动机和螺线管等电动致动器。这些电动致动器的改进，需要高精度的电流控制。近年来，为了进行高精度的电流控制，一般使用数字反馈控制。
为了进行电流的数字反馈控制，需要取得作为控制对象的负载电流值Iout的数字值ioutd。为此，首先用AD转换器对电流－电压转换电路的输出Vout进行数字转换，得到与AD转换器的参考电压Vref的相对数字值Voutd（=Vout/Vref）。接着，对于AD转换器的输出Voutd，进行与包括电流－电压转换电路和AD转换器的电流检测电路对应的修正，得到电流的数字值Ioutd。
电流检测电路可以考虑各种结构，但出于控制算法简化的观点，优选电流检测电路的输入输出特性是线性的，该情况下，电流数字值Ioutd使用增益a和偏置b按式（1）求出。
Ioutd=a·Voutd+b……（1）
按式（1）测定电流值的情况下，如何使增益a和偏置b与实际的电流检测电路的特性精度良好地一致，在提高电流测定精度上是重要的。
此外，在高精度的电流控制之外，控制装置的小型化、低价化的需求也较高，通过将电流检测电路内置在IC芯片内，能够对应该需求。为了将电流检测电路内置在IC芯片内，已知将电流检测用电阻内置在IC芯片内的元件（例如参照专利文献1、专利文献2）。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2003－203805号公报
专利文献2：日本特开2006－165100号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
将电流检测用电阻内置在IC芯片内，能够削减用于电流检测的外置部件，对于装置的小型化、低价化是很好的方法。
但是，在IC芯片内形成的电阻的值因为温度而变动百分之几十，这直接表现为式（1）的增益a的变动。此外，检测出的电流值的数字转换中使用的AD转换器的参考电压Vref的变动也是使增益a变动百分之几的原因。进而，式（1）的偏置b也因为电流检测电路中使用的运算放大器的输入偏置而变动百分之几。
这样，将电流检测电路内置在IC芯片内的情况下，存在式（1）中的增益a和偏置b与设计值相比较变动大、电流检测误差增大的问题。
本发明的目的在于提供一种电流控制用半导体元件和使用它的控制装置，通过对增益a和偏置b的变动进行动态的修正，而能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。
用于解决技术问题的技术手段
（1）为了达成上述目的，本发明是一种电流控制用半导体元件，其在同一半导体芯片上具有：驱动负载的晶体管；将上述负载的电流转换为电压的电流－电压转换电路；和将该电流－电压转换电路的输出电压转换为数字值的AD转换器，该电流控制用半导体元件的特征在于，包括：参考电流生成部，其在上述负载的电流上叠加电流脉冲，使上述AD转换器输出的电压数字值变动；增益偏置修正部，其对该参考电流生成部所引起的上述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得上述AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置，对上述AD转换器输出的电压值进行修正。
根据该结构，通过对增益a和偏置b的变动进行动态的修正，能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。
（2）在上述（1）中，优选：具备修正用测定值保持部，其保持从外部高精度地测定的上述电流脉冲的电流值，上述增益偏置修正部使用该修正用测定值保持部中保持的上述电流脉冲的电流值和上述电压数字值的信号处理结果，动态地取得上述AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益。
（3）在上述（2）中，优选：上述电流脉冲的电流使用电阻和参考电压来生成。
（4）在上述（2）中，优选：上述电流脉冲的周期是上述AD转换器的采样周期的整数倍。
（5）在上述（2）中，优选：在使用PWM控制电流的情况下，上述电流脉冲的周期是PWM周期的整数倍。
（6）此外，为了达成上述目的，本发明是一种控制装置，其具有电流控制用半导体元件和控制该电流控制用半导体元件的微控制器，其中，上述电流控制用半导体元件在同一半导体芯片上具有：驱动负载的晶体管；将上述负载的电流转换为电压的电流－电压转换电路；和将该电流－电压转换电路的输出电压转换为数字值的AD转换器，该控制装置的特征在于，具备：参考电流生成部，其在上述负载的电流上叠加电流脉冲，使上述AD转换器输出的电压数字值发生变动；增益偏置修正部，其对该参考电流生成部所引起的上述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得上述AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置，对上述AD转换器输出的电压值进行修正。
根据该结构，通过对增益a和偏置b的变动进行动态的修正，能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测，能够提高控制装置的控制精度。
根据本发明，通过对增益a和偏置b的变动进行动态的修正，能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。
附图说明
图1是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。
图2A是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路的结构的框图。
图2B是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路的结构的框图。
图3A是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。
图3B是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。
图4A是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的修正方法的说明图。
图4B是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的修正方法的说明图。
图5是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的其他修正方法的说明图。
图6是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。
图7是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。
图8是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的自动变速机控制装置的结构的框图。
图9是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的制动控制装置的结构的框图。
图10是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的无刷电动机控制装置的结构的框图。
具体实施方式
以下用图1～图5说明本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件的结构和动作。
首先，用图1说明本实施方式的电流控制用半导体元件的结构。
图1是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。
电流控制用半导体元件1由高侧MOSFET4、低侧MOSFET5、参考电流生成电路6、6'、电流检测电路7、增益/偏置修正部8、修正用测定值保持寄存器9、IF电路10、测试模式控制部11构成。
电流控制用半导体元件1与螺线管2和对螺线管2供给电压的电池3连接，通过PWM（Pulse Width Modulation）使对螺线管2施加的电压接通/断开，控制螺线管2中流过的电流，驱动螺线管5。
高侧MOSFET4是螺线管2与电池3之间的开关，高侧MOSFET4的栅极信号Vg是高电平时接通，低电平时断开。高侧MOSFET4接通时且低侧MOSFET5断开时，螺线管2中流过的电流上升，断开时减少。
低侧MOSFET5中，在高侧MOSFET4断开的期间，低侧MOSFET5接通，在高侧MOSFET4断开时，用作使螺线管2中流过的电流回流的通路。
电流检测电路7与高侧MOSFET4并联连接，将高侧MOSFET4中流过的电流、即螺线管2中流过的电流转换为电压，输出其数字值Voutd。参考电流生成电路6产生用于对表示螺线管2中流过的电流数字值与电流检测电路7输出的电压数字值的关系的式1的增益a和偏置b进行修正的参考电流。
电流检测电流7'与低侧MOSFET5并联连接，将低侧MOSFET5中流过的电流、即高侧MOSFET4断开时的回流电流转换为电压，输出其数字值Voutd'。
参考电流生成电路6产生用于对表示螺线管2中流过的电流数字值与电流检测电路7输出的电压数字值的关系的上述式（1）的增益a和偏置b进行修正的参考电流。
参考电流生成电路6'产生用于对表示电流回流时流过的电流数字制与电流检测电路7'输出的电压数字值的关系的式1的增益a和偏置b进行修正的参考电流。此处，为了区别于由电流检测电路7的输出决定的增益a和偏置b，分别设为增益a'和偏置b'。
高侧MOSFET4接通时驱动下级的参考电流生成电路6，低侧MOSFET5接通时驱动上级的参考电流生成电路6'。
修正用测定值保持寄存器9保持参考电流生成电路6产生的电流脉冲的电流值Ic、Ic'，用于增益/偏置修正部8对增益a、a'和偏置b、b'进行修正。
增益、偏置修正部8根据电流检测电路7的输出Voutd和修正用测定保持寄存器9所保持的电流值，对增益a和偏置b进行修正，并将其值输出到电流数字值运算部12。
电流数字值运算部12根据从电流检测电路7输入的Voutd，和从增益、偏置修正部8输入的增益a、a'和偏置b、b'，按照式（1）输出电流的数字值Ioutd。
IF电路10提供从电力控制用半导体元件1的外部读、写修正用测定值保持寄存器9保持的值Ic的接口功能。
测试模式控制部11通过端子14从外部起动。测试模式控制部11起动时，用控制信号Cal_on控制参考电流生成电路6对端子13输出参考电流生成电路6中流过的电流，能够从外部测定参考电流生成电路6中流过的电流值。测定的电流值Ic通过IF电路10被修正用测定值保持寄存器9保持。通过端子14从外部起动，在电流控制用半导体元件1出厂前等进行。
此外，测试模式控制部11基于电流控制用半导体元件1的内部温度T的信息，输出修正指令C，起动增益、偏置修正部8。然后，增益、偏置修正部8根据电流检测电路7的输出Voutd和修正用测定值保持寄存器9保持的电流值，对增益a、a'和偏置b、b'进行修正，并将其值输出到电流数字值运算部12。即，相对于上次对增益a、a'和偏置b、b'进行修正时的温度，当前的温度变化了规定温度以上时，测试模式控制部11起动增益、偏置修正部8，对增益a、a'和偏置b、b'进行修正，并将其值输出到电流数字值运算部12。电流控制用半导体元件1的内部温度T利用在电流控制用半导体元件1的内部形成的电阻值的温度依赖性计测。
接着，用图2A和图2B说明本实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路7的结构。
图2A和图2B是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路的结构的框图。
图2A所示的电流检测电路7具备传感MOSFET21，在栅极信号Vg是高电平时、即高侧MOSFET4通电时接通，使按高侧MOSFET4与传感MOSFET21的接通电阻比确定的分流比分流的电流对传感电阻Rsns20通电。差动放大器22将传感电阻Rsns20的两端的电位差放大，输出电压值Vout。AD转换器23对差动放大器22的输出电压值Vout按采样周期Ts进行数字转换，输出与参考电压Vref的相对数字值Voutd=Vout/Vref。
因为以上说明的电流检测电路7的特性是线性的，所以电流的数字值Ioutd与电流检测电路7的输出Voutd的关系能够使用增益a和偏置b用式（1）表示。
图2B所示的电流检测电路7'具备传感MOSFET21'，在栅极信号Vg是高电平时、即低侧MOSFET5通电时接通，使按低侧MOSFET5与传感MOSFET21'的接通电阻比确定的分流比进行分流的电流对传感电阻Rsns20'通电。差动放大器22'将传感电阻Rsns20'的两端的电位差放大，输出电压值Vout'。AD转换器23'对差动放大器22'的输出电压值Vout'按采样周期Ts进行数字转换，输出与参考电压Vref'的相对数字值Voutd'=Vout'/Vref。
因为以上说明的电流检测电路7'的特性是线性的，所以电流的数字值Ioutd'与电流检测电路7的输出Voutd'的关系能够使用增益a'和偏置b'用式（1）表示。
接着，用图3A和图3B说明本实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路6的结构。
图3A和图3B是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。
图3A所示的参考电流生成电路6具备MOSFET30，在栅极信号Cal_on是高电平时，使电流值Ic的恒定电流源31的电流通电。
图3B所示的参考电流生成电路6'具备MOSFET30'，在栅极信号Cal_on是高电平时，使电流值Ic的恒定电流源31'的电流通电。
接着，用图4A和图4B说明本实施方式的电流控制用半导体元件中的增益a和偏置b的修正方法。
图4A和图4B是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的修正方法的说明图。
为了进行增益a的修正，参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加振幅为Ic的AD转换器23的采样周期的二倍周期2·Ts的电流脉冲，使差动放大器22的输出Vout变动。
图4A所示的例子中，AD转换器23输出的相对数字值Voutd序列是电压Vs1、Vs2、……、Vs9，其中下标是偶数的电压Vs2、Vs4、……、Vs8是在施加了参考电流生成电路6所产生的振幅Ic的电流脉冲时采样的数字值。
此处，根据下标是奇数的Voutd序列，分别运算中点电压Vi2=Vs1+Vs3／2、Vi4=Vs3+Vs5／2、……、Vi8=Vs7+Vs9／2，进而，分别运算与对应的下标是偶数的电压Vs2、Vs4、……、Vs8的差，取得电压差ΔV2、ΔV4、……、ΔV8。这样运算得到的电压差ΔV2、ΔV4、……、ΔV8是参考电流生成电路6在螺线管电流上施加振幅Ic的电流脉冲而产生的Vout变动的数字值。
为了抑制施加参考电流引起的对螺线管电流的影响，参考电流生成电路6产生的电流脉冲的振幅Ic被抑制为与螺线管电流值相比较小。结果，各电压差ΔV2、ΔV4、……、ΔV8值的量化误差变大，但通过运算平均值aveΔV能够削减量化误差。
进而，高侧MOSFET4断开时、即低侧MOSFET5接通时的电流检测电路7'的输出，能够使用参考电流生成电路6'同样地运算。此时，如图4B所示施加的脉冲电流Ic'在负侧叠加，但平均值ave（ΔV）的计算方式同样按下述流程求出。
用图4B说明增益、偏置修正部8的增益a'和偏置b'的修正方法。
为了进行增益a'的修正，参考电流生成电路6'在螺线管电流上叠加振幅为Ic'的AD转换器23'的采样周期的二倍周期的电流脉冲，使差动放大器22'的输出Vout'变动。图4B所示的例子中，AD转换器23'输出的Voutd'序列是Vs1'、Vs2'、……、Vs9'，其中下标是偶数的Vs2'、Vs4'、……Vs8'是施加了参考电流生成电路6'产生的振幅Ic'的电流脉冲时采样的数字值。
此处，根据下标是奇数的Voutd'序列，分别运算中点Vi2'=（Vs1'+Vs3'）/2、Vi4'=（Vs3'+Vs5'）/2、……、Vi8'=（Vs7'+Vs9'）/2，进而，分别运算与对应的下标是偶数的Vs2'、Vs4'、……、Vs8'的差，取得电压差ΔV2'、ΔV4'、……、ΔV8'。这样运算得到的ΔV2'、ΔV4'、……、ΔV8'是参考电流生成电路6'在螺线管电流上施加振幅Ic'的电流脉冲而产生的Vout'变动的数字值。
为了抑制施加参考电流引起的对螺线管电流的影响，参考电流生成电路6'发生的电流脉冲的振幅Ic'被限制为与螺线管电流值相比较小。结果，各ΔV2'、ΔV4'、……、ΔV8'值的量化误差增大，但通过运算平均值ave（ΔV'）能够削减量化误差。
使用这样得到的ave（ΔV）和ave（ΔV'）、施加的脉冲电流Ic、Ic'，式（1）的增益a、a'能够用式（2）高精度地运算：
a=Ic/ave（ΔV），a'=Ic'/ave（ΔV）……（2）
此外，根据式（1）、式（2），偏置b、b'能够用式（3）运算：
b=－a·Voutd_off，b'=－a'·Voutd'_off……（3）
此处，恒定电流源31的电流值Ic（Ic'）使用测试模式控制部11从外部高精度地测定，预先在非挥发性存储器等中保存值。电流控制用半导体元件1起动时，通过IF电路10对电流测定修正用测定值保持寄存器9传输Ic（Ic'）的值。
由此，增益、偏置修正部8能够在需要修正的任意时刻，测定Voutd（Voutd'）变动，使用电流测定修正用测定值保持寄存器9中保存的Ic（Ic'）的值，根据式（2）、式（3）求出增益a（a'）和偏置b（b'）。
以上说明的增益、偏置修正部8引起的增益a（a'）和偏置b（b'）的修正误差，依赖于恒定电流源31（31'）的电流值Ic（Ic'）的绝对误差，但因为恒定电流源的电流值不依赖于电源和温度，原理上变动能够接近0，所以能够高精度地对增益a（a'）和偏置b（b'）进行修正。
因此，根据本实施例，能够高精度地对增益a、a'和偏置b、b'进行修正，进行高精度的电流测定。
其中，以上说明中，参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加AD转换器23的采样周期的二倍周期2·Ts的电流脉冲，但也可以在螺线管电流上叠加AD转换器23的采样周期的其他整数倍周期、三倍、四倍周期的电流脉冲。例如，AD转换器23的采样周期Ts是10μs程度。另一方面，叠加的参考电流Ic的上升较快的情况下，能够根据图4中说明的原理，通过求出ΔV，正确地检测参考电流Ic引起的增加量。但是，叠加的参考电流Ic的上升较慢的情况下，ΔV可能不能正确表示参考电流Ic引起的增加量。此时，通过在螺线管电流上叠加AD转换器23的采样周期的其他整数倍的周期、三倍、四倍周期的电流脉冲，能够更加正确地检测参考电流Ic引起的增加量。
接着，用图5说明本实施方式的电流控制用半导体元件中的增益a、a'和偏置b、b'的其他修正方法。
图5是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益a、a'和偏置b、b'的其他修正方法的说明图。
此处，设图2所示的AD转换器23是ΔΣ调制方式的。
为了进行增益a的修正，参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加振幅为Ic的PWM周期的二倍周期的电流脉冲，使差动放大器22的输出Vout按每个PWM周期变动。图5所示的例子中，在接通区间2、接通区间4中，参考电流生成电路6施加振幅Ic的电流脉冲。
通过ΔΣ调制方式的AD转换器，取得PWM接通期间的Voutd平均值序列Vsave1、Vsave2、……、Vsave5，其中，Vsave2、Vsave4是施加了参考电流生成电路6发生的振幅Ic的电流脉冲的PWM接通期间中的Voutd的平均值。
此处，根据下标是奇数的Voutd平均值序列，分别运算中点Viave2=（Vsave1+Vsave3）/2、Viave4=（Vsave3+Vsave5）/2，进而，分别取得与对应的下标是偶数的Vsave2、Vsave4的差ΔVave2=Vsave2－Viave2，ΔVave4=Vsave4－Viave4。这样运算得到的ΔVave2、ΔVave4是参考电流生成电路6在螺线管电流上加上振幅Ic的电流脉冲而产生的Voutd变动的平均值。
为了抑制施加参考电流引起的对螺线管电流的影响，参考电流生成电路6产生的电流脉冲的振幅Ic被抑制为与螺线管电流值相比较小。结果，各ΔVave2、ΔVave4的量化误差变大，但进而通过按ave（ΔV）=（ΔVave2+ΔVave4+……）/n运算平均值ave（ΔVave），能够削减量化误差。
与图1～图4的例子同样，高侧MOSFET4断开时、即低侧MOSFET5接通时的电流检测电路7'的输出，能够用参考电流生成电路6'同样地运算。图5所示的例子中，在断开区间2、断开区间4中，参考电流生成电路6'施加振幅Ic'的电流脉冲。此时，电流在负侧叠加，但平均值ave（ΔV）'的计算方式与高侧MOSFET4接通时同样。
根据下标是奇数的Voutd'的平均值序列，分别运算中点Viave2'=（Vsave1'+Vsave3'）/2、Viave4'=（Vsave3'+Vsave5'）/2，进而，分别取得与对应的下标是偶数的Vsave2'、Vsave4'的差ΔVave2'=Viave2'－Vsave2'、ΔVave4'=Viave4'－Vsave4'。对于这样运算得到的ΔVave2'、ΔVave4'，按ave（ΔV）'=（ΔVave2'+ΔVave4'+……）/n计算因为参考电流生成电路6'在螺线管电流上加上振幅Ic'的电流脉冲而产生的Voutd'变动的平均值ave（ΔV）'。
使用这样得到的ave（ΔVave）和Ic、Ic'，式（1）的实际增益a能够用以下式（4）高精度地运算：
a=Ic/ave（ΔV），a'=Ic'/ave（ΔV）……（4）
进而，与图1～图4的实施例同样，根据高侧MOSFET4断开时的电流检测电路7的输出Voutd_off，能够用式（1）和以下式（5）求出偏置b、b'：
b=－a·Voutd_off，b'=－a'·Voutd'_off……（5）
根据以上方法，在使用原理上难以进行峰值的采样的ΔΣ调制方式的AD转换器的情况下，也能够高精度地运算增益a和偏置b。ΔΣ调制方式的AD转换器能够使电路小型化，所以根据本实施例能够降低电流控制用半导体元件的成本。
如以上说明，根据本实施方式，通过在负载的电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动，对电压数字值的变动进行信号处理，由此能够动态地取得AD转换器输出的电压数字值与负载的电流数字值的线性关系式中的增益。然后，因为能够在任意时刻对增益进行修正，所以通过提高修正的频度，能够提高电流检测精度。
接着，用图6和图7说明本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构和动作。
图6是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。其中，与图1相同的符号表示相同的部分。图7是本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。
图6中，在本实施方式中使用参考电流生成电路6A和电阻值Rref的高精度的外置电阻60实现图1和图3中说明的参考电流生成电路6。
如图7所示，参考电流生成电路6A具备MOSFET30，栅极信号Cal_on是高电平时，MOSFET30成为接通，运算放大器70控制MOSFET71的栅极电压以使GND2端子电压与对运算放大器的+端子输入的参考电压Vbgr相等，结果流过Ic=Vbgr/Rref的电流。
本例中，取得参考电流Ic时，不是测定GND2端子中流过的微小的电流值，而是测定参考电压Vbgr的电压值、具体而言用带隙稳压器生成参考电压Vbgr的情况下为1.2V程度的电压值即可，所以能够简化取得参考电流Ic所需的测定器，进一步提高测定精度。
如以上说明，根据本实施方式，通过在负载的电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动，对电压数字值的变动进行信号处理，由此能够动态取得AD转换器输出的电压数字值与负载的电流数字值的线性关系式中的增益。然后，因为能够在任意时刻对增益进行修正，所以通过提高修正的频度，能够提高电流检测精度。
此外，恒定电流源的电流值使用预先从外部高精度测定的值进行修正，所以能够提高修正精度。
接着，用图8说明使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的自动变速机控制装置的结构和动作。
图8是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的自动变速机控制装置的结构的框图。其中，图8中，使用与图1相同的符号表示相同的部分。
自动变速机控制装置ATCU由图1所示的上级控制装置即微控制器CU、和相当于电流控制用半导体元件1的多个电流控制用半导体元件1a、……、1e构成。
微控制器1从发动机转速传感器52、变速杆位置传感器53、加速踏板位置传感器54输入传感器值，根据输入的传感器值运算最佳的变速比，运算用于实现该变速比的变速机51具备的多个离合器（未图示）的油压指令值、和与该油压对应的螺线管20a、……、20e的电流值指令值，对电流控制用半导体元件1a、……、1e输出该电流值指令值Ia*、……、Ie*。
如上述各实施方式中的说明所述，因为能够通过电流控制用半导体元件1a、……、1e提高电流检测精度，所以能够进行平滑地变速，汽车的乘坐舒适度提高。
其中，图8中微控制器CU从发动机转速传感器52、变速杆位置传感器53、加速踏板位置传感器54这3个传感器输入传感器值，但也可以与变速控制方式对应地改变输入的传感器的数量和种类。此外，图8中微控制器CU从传感器直接输入传感器值，但也可以经由其他微控制器或IC输入。此外，图8中表示了自动变速机51具备5个离合器的例子，但也可以与变速机构对应地改变离合器的数量和与其对应的螺线管电流控制装置的数量。
接着，用图9说明使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的制动控制装置的结构和动作。
图9是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的制动控制装置的结构的框图。其中，图9中，使用与图1相同的符号表示相同的部分。
制动控制装置BCU由图1所示的微控制器CU和电流控制用半导体元件1构成。
微控制器CU从制动踏板位置传感器63、车速传感器64输入传感器值，根据输入的传感器值，运算最佳的制动器的制动力，运算用于实现该制动力油压制动器61的油压指令值、和与该油压对应的螺线管20的电流值指令值，对电流控制用半导体元件1输出该电流值指令值I*。
如上述各实施方式中的说明所述，因为能够通过电流控制用半导体元件1提高电流检测精度，所以能够进行平滑的制动，汽车的乘坐舒适度提高。
其中，图9中微控制器CU从制动踏板位置传感器63、车速传感器64这2个传感器输入传感器值，但也可以与制动方式对应地改变输入的传感器的数量和种类。此外，图9中微控制器CU从传感器直接输入传感器值，但也可以经由其他微控制器或IC输入。
接着，用图10说明使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的无刷电动机控制装置的结构和动作。
图10是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的无刷电动机控制装置的结构的框图。其中，图9中，使用与图1相同的符号表示相同的部分。
无刷电动机控制装置MCU由图1所示的微控制器CU和电流控制用半导体元件1构成。
微控制器CU运算用于实现电动机的目标转速和转矩的与电动机71的3相线圈Cu、Cv、Cw相对的3相电流指令值，对电流控制用半导体元件1a、……、1c输出该电流指令值Iu*、Iv*、Iw*。
如上述各实施方式中的说明所述，因为电流控制用半导体元件1a、……、1c能够提高电流检测精度，所以能够进行平滑的电动机控制。
如以上说明，本实施方式中，通过在负载的电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动，对电压数字值的变动进行信号处理，由此动态取得AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益。因此，能够在任意时刻对增益进行修正，所以通过提高修正的频度，能够进行高精度的电流检测。即，通过对增益a和偏置b的变动进行动态修正，能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。
此外，恒定电流源的电流值使用预先从外部高精度地测定的值进行修正，所以能够提高修正精度。
符号说明
1…电流控制用半导体元件
2…螺线管
3…电池
4…高侧MOSFET
5…低侧MOSFET
6，6'，6A…参考电流生成电路
7，7'…电流检测电路
8…增益偏置修正部
9…修正用测定值保持寄存器
10…IF电路
11…测试模式控制部
12…电流数字值运算部
Claims (6)
1.一种电流控制用半导体元件，其在同一半导体芯片上具有：驱动负载的第一晶体管；将所述负载的电流转换为电压的第一电流－电压转换电路；将该第一电流－电压转换电路的输出电压转换为数字值的第一AD转换器；在未驱动所述负载时，使所述负载中流过的电流回流的第二晶体管；将回流的所述电流转换为电压的第二电流－电压转换电路；和将该第二电流－电压转换电路的输出电压转换为数字值的第二AD转换器，该电流控制用半导体元件的特征在于，包括：
第一参考电流生成部，其在所述负载的电流上叠加电流脉冲，使所述第一AD转换器输出的电压数字值变动；
第二参考电流生成部，其在回流的所述电流上叠加电流脉冲，使所述第二AD转换器输出的电压数字值变动；
增益偏置修正部，其对该第一参考电流生成部所引起的所述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得所述第一AD转换器输出的电压数字值与所述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置，并且对该第二参考电流生成部所引起的所述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得所述第二AD转换器输出的电压数字值与所述回流的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和
电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置，对所述第一AD转换器和所述第二AD转换器输出的电压值进行修正。
2.如权利要求1所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：
具备修正用测定值保持部，其保持从外部高精度地测定的所述电流脉冲的电流值，
所述增益偏置修正部使用该修正用测定值保持部中保持的所述电流脉冲的电流值和所述电压数字值的信号处理结果，动态地取得所述第一AD转换器输出的电压数字值与所述负载的电流数字值的线性关系式中的增益，并且动态地取得所述第二AD转换器输出的电压数字值与所述回流的电流数字值的线性关系式中的增益。
3.如权利要求2所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：
所述电流脉冲的电流使用电阻和参考电压来生成。
4.如权利要求2所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：
所述电流脉冲的周期是所述第一AD转换器和所述第二AD转换器的采样周期的整数倍。
5.如权利要求2所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：
在使用PWM控制电流的情况下，所述电流脉冲的周期是PWM周期的整数倍。
6.一种控制装置，其具有电流控制用半导体元件和控制该电流控制用半导体元件的微控制器，其中，所述电流控制用半导体元件在同一半导体芯片上具有：驱动负载的第一晶体管；将所述负载的电流转换为电压的第一电流－电压转换电路；将该第一电流－电压转换电路的输出电压转换为数字值的第一AD转换器；在未驱动所述负载时，使所述负载中流过的电流回流的第二晶体管；将回流的所述电流转换为电压的第二电流－电压转换电路；和将该第二电流－电压转换电路的输出电压转换为数字值的第二AD转换器，该控制装置的特征在于，具备：
第一参考电流生成部，其在所述负载的电流上叠加电流脉冲，使所述第一AD转换器输出的电压数字值发生变动；
第二参考电流生成部，其在回流的所述电流上叠加电流脉冲，使所述第二AD转换器输出的电压数字值变动；
增益偏置修正部，其对该第一参考电流生成部所引起的所述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得所述第一AD转换器输出的电压数字值与所述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置，并且对该第二参考电流生成部所引起的所述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得所述第二AD转换器输出的电压数字值与所述回流的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和
电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置，对所述第一AD转换器和所述第二AD转换器输出的电压值进行修正。
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