CN103595687A

CN103595687A - 用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法

Info

Publication number: CN103595687A
Application number: CN201310637166.XA
Authority: CN
Inventors: 高祐奭; 文相喆
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-10-21
Filing date: 2009-05-12
Publication date: 2014-02-19
Anticipated expiration: 2029-05-12
Also published as: ES2350681T5; US8503549B2; RU2011120431A; PL2360884T3; US20160330060A1; ATE511285T1; PT2360884E; RU2491744C2; ES2559032T3; EP2928102B1; CN103595686A; DK2180648T4; ES2350681T3; PL2180648T5; US20140376663A1; PL2180648T3; PL2928102T3; US8867640B2; EP2239904B1; DK2360884T3

Abstract

本发明涉及一种用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法。本发明的一个方面涉及一种接收包括前导码的信号的方法，所述前导码的带宽和接收机的调谐器的带宽相同。

Description

用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法

本申请是申请日为2009年5月12日、申请号为200980127546.0、国际申请号为PCT/KR2009/002503、发明名称为“用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法”的原案申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于发送和接收信号的方法以及用于发送和接收信号的装置，更具体地说，涉及能够提高数据传输效率的发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置。

背景技术

随着数字广播技术的发展，用户已经接收到高清晰（HD）的运动图像。随着压缩算法的持续发展和硬件性能的提高，未来将向用户提供更好的环境。数字电视（DTV）系统可以接收数字广播信号并向用户提供多种补充业务以及视频信号和音频信号。

数字视频广播（DVB：Digital Video Broadcasting）-C2是加入第二代传输系统的DVB家族中的第三个规范。该规范开发于1994年，DVB-C现在已经被部署在全世界范围内的超过5千万个有线电视调谐器中。与其他的DVB第二代系统一致，DVB-C2使用了低密度的奇偶校验（LDPC）和BCH码的组合。与DVB-C相比，这种强大的前向纠错（FEC）在载波噪声比方面提供了大约5dB的改进。恰当的比特交织方案优化了FEC系统的整体鲁棒性。在通过报头扩展后，这些帧被称为物理层管道（PLP：Physical Layer Pipe）。这些PLP中的一个或更多个被复用到数据切片中。向各个切片应用（时域和频域）二维交织，使接收机能够消除突发减损（burstimpairment）和如单一频率窜入（single frequency ingress）的频率选择干扰的影响。

发明内容

技术问题

随着这些数字广播技术的发展，对诸如视频信号和音频信号的业务的需要增加，并且用户需要的数据的大小和广播信道的数量逐渐上升。

技术方案

因此，本发明致力于一种发送和接收信号的方法以及一种发送和接收信号的装置，该方法和装置能够大体上消除了由于相关技术的限制和缺点而引起的一个或更多个问题。

本发明的一个目的是提供一种向接收机发送广播信号的方法，该广播信号具有业务数据和前导码数据，所述方法包括以下步骤：将前导码数据比特映射到前导码数据符号中，并且将数据比特映射到数据符号中；基于所述数据符号来构造至少一个数据切片；基于所述前导码数据符号和所述数据切片来构造信号帧；利用正交频分复用（OFDM）方法对所述信号帧进行调制；以及发送经过调制的信号帧，其中，所述前导码数据符号被分成至少一个第一层（L1）块，所述L1块的带宽对应于被分配给单个信道的活动子载波的数量。

本发明的另一个方面提供了一种接收广播信号的方法，该方法包括以下步骤：利用正交频分复用（OFDM）方法对接收到的信号进行解调；从经过解调的信号中检测信号帧，所述信号帧包括前导码符号和数据符号；去映射为所述前导码符号的比特和所述数据符号的比特；以及按照缩短且打孔的低密度奇偶校验（LDPC）解码方案对所述前导码符号的比特进行解码，其中，所述前导码符号被分成至少一个第一层（L1）块，所述L1块的带宽对应于被分配给单个信道的活动子载波的数量。

本发明的另一个方面提供了一种向接收机发送广播信号的发射机，该广播信号具有业务数据和前导码数据，所述发射机包括：映射器，其被配置成将前导码数据比特映射到前导码数据符号中，并且将数据比特映射到数据符号中；数据切片构造器，其被配置成基于所述数据符号来构造至少一个数据切片；帧构造器，其被配置成基于所述前导码数据符号和所述数据切片来构造信号帧；调制器，其被配置成利用正交频分复用（OFDM）方法对所述信号帧进行调制；以及发送单元，其被配置成发送经过调制的信号帧，其中，所述发射机被配置成对信号进行处理，其中，所述前导码数据符号被分成至少一个第一层（L1）块，所述L1块的带宽对应于被分配给单个信道的活动子载波的数量。

本发明的另一个方面提供了一种接收广播信号的接收机，该接收机包括：解调器，其被配置成利用正交频分复用（OFDM）方法对接收到的信号进行解调；帧解析器，其被配置成从经过解调的信号中得到信号帧，所述信号帧包括前导码符号和数据符号；去映射器，其被配置成将所获得的信号帧去映射为所述前导码符号的比特和所述数据符号的比特；以及解码器，其被配置成按照缩短且打孔的低密度奇偶校验（LDPC）解码方案对所述前导码符号的比特进行解码，其中，所述接收机被配置成对信号进行处理，其中，所述前导码符号被分成至少一个第一层L1块，所述L1块的带宽对应于被分配给单个信道的活动子载波的数量。

附图说明

附图被包括在本申请中以提供对本发明的进一步理解，并结合到本申请中且构成本申请的一部分，附图示出了本发明的（多个）实施方式，且与说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1是在欧洲DVB-T中使用的64-正交幅度调制（QAM）的示例。

图2是二进制反射格雷码（BRGC：Binary Reflected Gray Code）的方法。

图3是通过修改在DVB-T中使用的64-QAM而接近高斯型的输出。

图4是BRGC中的反射对之间的汉明（Hamming）距离。

图5是I轴和Q轴中的每一个都存在反射对的QAM中的特性。

图6是利用BRGC的反射对修改QAM的方法。

图7是经过修改的64/256/1024/4096-QAM的示例。

图8到图9是利用BRGC的反射对修改的64-QAM的示例。

图10到图11是利用BRGC的反射对修改的256-QAM的示例。

图12到图13是利用BRGC的反射对修改的1024-QAM的示例（0到511）。

图14到图15是利用BRGC的反射对修改的1024-QAM的示例（512到1023）。

图16到图17是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（0到511）。

图18到图19是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（512到1023）。

图20到图21是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（1024到1535）。

图22到图23是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（1536到2047）。

图24到图25是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（2048到2559）。

图26到图27是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（2560到3071）。

图28到图29是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（3072到3583）。

图30到图31是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例（3584到4095）。

图32是对其中利用BRGC对256-QAM进行了修改的修改后的QAM进行比特映射的示例。

图33是将MQAM变换成不均匀的星座图的示例。

图34是数字发送系统的示例。

图35是输入处理器的示例。

图36是可以包括在基带（BB）中的信息。

图37是BICM的示例。

图38是缩短/打孔编码器的示例。

图39是应用各种星座的示例。

图40是考虑了常规系统之间的兼容性的情况的另一个示例。

图41是包括针对L1信令的前导码和针对PLP数据的数据符号的帧结构。

图42是帧构造器的示例。

图43是图4所示的导频插入（404）的示例。

图44是SP的结构。

图45是新的SP结构或导频模式（PP）5。

图46是所提出的PP5’的结构。

图47是数据符号与前导码之间的关系。

图48是数据符号与前导码之间的另一种关系。

图49是有线信道延迟概况的示例。

图50是使用z=56和z=112的分散导频结构。

图51是基于OFDM的调制器的示例。

图52是前导码结构的示例。

图53是前导码解码的示例。

图54是设计更优化的前导码的过程。

图55是前导码结构的另一个示例。

图56是前导码解码的另一个示例。

图57是前导码结构的示例。

图58是L1解码的示例。

图59是模拟处理器的示例。

图60是数字接收机系统的示例。

图61是在接收机处使用的模拟处理器的示例。

图62是解调器的示例。

图63是帧解析器的示例。

图64是BICM解调器。

图65是利用缩短/打孔的LDPC解码的示例。

图66是输出处理器的示例。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的优选实施方式，在附图中例示出了本发明的优选实施方式的示例。尽可能在整个附图中用相同的标号代表相同或类似部件。

在下面的说明中，术语“业务”将表示能够通过信号发送/接收装置发送/接收的任意广播内容。

在使用常规的比特交织编码调制（BICM：Bit Interleaved Coded Modulation）的广播发送环境中，使用了利用二进制反射格雷码（BRGC）的正交幅度调制（QAM）作为调制方法。图1示出了在欧洲DVB-T中使用的64-QAM的示例。

利用图2中示出的方法可以得到BRGC。通过将（n-1）个比特的BRGC的反码（即，反射码）添加到（n-1）个比特的后面，将0添加到初始的（n-1）个比特的BRGC的前面，并且将1添加到反射码的前面，可以得到n个比特的BRGC。使用此方法得到的BRGC码在相邻的码之间具有汉明距离一（1）。此外，当将BRGC应用于QAM时，一个点和与该点最紧密地相邻的四个点之间的汉明距离是一（1），而该点和与该点次最紧密相邻的另外四个点之间的汉明距离是二（2）。可以把特定的星座点与其他相邻点之间的汉明距离的特性称为QAM中的格雷映射规律。

为了使系统对加性高斯白噪声（AWGN）更加鲁棒，可以使从发射机发送来的信号的分布接近高斯分布。为此，可以对星座图中的点的位置进行修改。图3示出了通过修改在DVB-T中使用的64-QAM而得到的接近高斯型的输出。可以将这样的星座图称为不均匀QAM（NU-QAM）。

为了得到不均匀QAM的星座图，可以使用高斯累积分布函数（CDF：GaussianCumulative Distribution Function）。在64、256或1024QAM（即，2^ΛN QAM）的情况下，可以将QAM分成两个独立的N-PAM。通过将高斯CDF分成具有相同概率的N段并且允许各段中的信号点代表该段，可以得到具有高斯分布的星座图。换言之，可以将新定义的不均匀的N-PAM的坐标xj定义为：

{&Integral;}_{- \infty}^{X_{j}} \frac{1}{\sqrt{2 π}} e^{- \frac{X^{2}}{2}} dx = p_{j}, P_{j} &Element; {\frac{1}{2 N}, \frac{3}{2 N}, . . ., \frac{2 N - 1}{2 N}}

（式1）

图3是利用上述方法将DVB-T的64QAM变换成为NU-64QAM的示例。图3表示了利用上述方法来修改I轴和Q轴的坐标并将之前的星座图点映射到新定义的坐标的结果。在32、128或512QAM（即，十字形QAM，而不是2^ΛN QAM）的情况下，通过恰当地修改Pj，可以发现新的坐标。

本发明的一个实施方式可以利用BRGC的特性来修改QAM。如图4所示，BRGC中的反射对之间的汉明距离是一，这是由于反射对之间的唯一区别仅在于被添加到各个代码的前面的一个比特。图5示出了I轴和Q轴中的每一个都存在反射对的QAM中的特性。在该图中，反射对存在于黑色虚线的两侧。

通过利用QAM中存在的反射对，可以降低QAM星座图的平均功率，同时在QAM中保持格雷映射规律。换言之，在平均功率被归一化为1的星座图中，可以增加该星座图中的最小欧式距离（Euclidean distance）。当把这个经过修改的QAM应用于广播或通信系统时，可以利用与常规系统相同的能量实现对噪声更加鲁棒的系统或实现具有与常规系统相同性能但是使用更少能量的系统。

图6示出了利用BRGC的反射对来修改QAM的方法。图6a示出了星座图，图6b示出了利用BRGC的反射对来修改QAM的流程图。首先，需要找到目标点，该点在星座点中具有最高的功率。候选的点是这样的点，即目标点可以在候选点中移动，该候选点是与目标点的反射对最邻近的点。接着，需要在候选点中找到具有最小功率的空点（即，尚未被其他点采用的点），并且将目标点的功率与候选点的功率进行比较。如果候选点的功率较小，则目标点移动到候选点。在保持格雷映射规律的同时，重复这些处理，直到星座图上的点的平均功率达到最小。

图7示出了经过修改的64/256/1024/4096-QAM的示例。格雷映射值分别对应于图8到图31。除了这些示例以外，还可以实现使能相同的功率优化的其他类型的经过修改的QAM。这是由于目标点可以移动到多个候选点。不仅可以将所提议的经过修改的QAM应用于64/256/1024/4096-QAM，而且还可以应用于十字形QAM、更大尺寸的QAM、或利用其他BRGC而不是QAM的调制。

图32示出了利用BRGC对256-QAM进行了修改的修改后的QAM的比特映射的一个示例。图32a和图32b示出了最高有效位（MSB）的映射。被表示为实心圆的点代表了1的映射，而被表示为空心圆的点则代表0的映射。按照相同的方式，如图32（a）到图32（h）所示那样映射每一个比特，直到映射了最低有效位（LSB）为止。如图32所示，除了MSB旁的一个比特以外，经过修改的QAM可以如常规QAM那样只利用I或Q轴来使能比特判决（图32c和图32d）。利用这些特性，通过局部地修改用于QAM的接收机，可以得到简单的接收机。通过仅在确定MSB旁的比特时才检查I值和Q值并且针对余下的比特仅计算I值或Q值，可以实现有效率的接收机。该方法可以应用于近似LLR、准确LLR、或硬判决。

通过利用经过修改后的QAM或MQAM（使用上述BRGC的特性），可以得到不均匀星座图或NU-MQAM。在使用了高斯CDF的上述等式中，可以对Pj进行修改以适应MQAM。与QAM相同，在MQAM中，可以考虑具有I轴和Q轴的两个PAM。但是，与其中与各个PAM轴的值相对应点的数量恒定的QAM不同的是，在MQAM中的点的数量变化。如果在其中存在总共M个星座点的MQAM中将对应于PAM的第j个值的点的数量限定为nj，则可以将Pj定义如下：

\begin{matrix} {&Integral;}_{- \infty}^{X_{j}} \frac{1}{\sqrt{2 π}} e^{- \frac{X^{2}}{2}} dx = P_{j} & P_{j} = \frac{Σ_{i = 0}^{i = j - 1} n_{i} + \frac{n_{j}}{2 N}}{M}, n_{0} = 0 \end{matrix}

（式2）

通过利用新定义的Pj，可以将MQAM变换成不均匀星座图。针对256-QAM的示例，可以将Pj定义如下：

P_{j} &Element; {\frac{2.5}{256}, \frac{10}{256}, \frac{22}{256}, \frac{36}{256}, \frac{51}{256}, \frac{67}{256}, \frac{84}{256}, \frac{102}{256}, \frac{119.5}{256}, \frac{136.5}{256}, \frac{154}{256}, \frac{172}{256}, \frac{189}{256}, \frac{205}{256}, \frac{220}{256}, \frac{234}{256}, \frac{246}{256}, \frac{253.5}{256}}

图33是将MQAM变换成不均匀星座图的示例。利用这些方法得到的NU-MQAM能够利用各个PAM的修改后的坐标来保留MQAM接收机的特性。因而，可以实现有效率的接收机。此外，可以实现比先前的NU-QAM对噪声更加鲁棒的系统。针对更加有效的广播发送系统，可以将MQAM和NU-MQAM混合起来。换言之，通过将MQAM用于使用了高码率的纠错码的环境并且将NU-MQAM用于其它环境，可以实现对噪声更加鲁棒的系统。针对这样的情况，发射机可以使接收机具有当前使用的纠错码的码率和当前使用的调制种类的信息，使得接收机可以根据当前使用的调制方法来进行解调制。

图34示出了数字发送系统的示例。输入可以包括多个MPEG-TS流或GSE（通用流封装）流。输入处理器模块101可以向输入流添加传输参数，并且针对BICM模块102执行调度。BICM模块102可以针对传输信道纠错来增加冗余并对数据进行交织。帧构造器103可以通过增加物理层信令信息和导频来构造帧。调制器104可以按照有效方法对输入的符号执行调制。模拟处理器105可以执行各种处理以将输入的数字信号转换成输出的模拟信号。

图35示出了输入处理器的一个示例。输入预处理器可以将输入的MPEG-TS或GSE流变换成将被独立处理的总共n个流。这些流中的每一个都可以是包括多个业务成分的完整的TS帧或是包括业务成分（即，视频或音频）的最小TS帧。此外，这些流中的每一个都可以是发送多个业务或发送单个业务的GSE流。

输入接口模块202-1可以分配与基带（BB）帧的最大数据字段容量相等的多个输入的比特。可以插入填充（padding）来完成LDPC/BCH码块容量。输入流同步模块203-1可以提供在接收机中再生传输流（或打包的通用流）的时钟的机制，以便保证端到端的恒定的比特速率和延迟。

为了使得在接收机中无需额外的存储器就可以重组传输流，考虑到对一组中的数据PLP和相应的公共PLP的参数进行交织，由延迟补偿器204-1～n来延迟所输入的传输流。空包删除模块205-1～n可以通过去除针对VBR（可变比特速率）业务的情况而插入的空包来提高传输效率。循环冗余校验（CRC）编码器模块206-1～n可以添加CRC奇偶校验以提高BB帧的传输可靠性。BB报头插入模块207-1～n可以在BB帧的开始部分添加BB帧报头。在图36中示出了可以被包括在BB报头中的信息。

合并器/分割器模块208可以根据各个PLP执行BB帧切片、合并来自多个PLP的BB帧、并且在传输帧内调度各个BB帧。因此，合并器/分割器模块208可以输出与PLP在帧中的分配情况相关的L1信令信息。最后，BB加扰模块209可以使输入的比特流随机化，以将比特流内的比特之间的相关性减到最小。图35中的阴影中的模块是当发送系统使用单个PLP时使用的模块，图35中的其他模块是当发送装置使用多个PLP时使用的模块。

图37示出了BICM模块的一个示例。图37a示出了数据通道，图37b示出了BICM模块的L1通道。外部编码器模块301和内部编码器模块303可以向输入的比特流增加冗余以进行纠错。外部交织器模块302与内部交织器模块304可以对比特进行交织以防止突发错误。如果BICM专门用于DVB-C2，则可以略去外部交织器模块302。比特解复用模块305可以控制从内部交织器模块304输出的各个比特的可靠性。符号映射器模块306可以将输入的比特流映射到符号流中。这时，可以使用常规QAM、利用了上述的BRGC以提高性能的MQAM、利用了不均匀调制的NU-QAM、或利用应用了不均匀调制的BRGC以提高性能的NU-MQAM中的任一种。为了构造对噪声更加鲁棒的系统，可以考虑根据纠错码的码率和星座图容量来对使用MQAM和/或NU-MQAM的调制进行组合。此时，符号映射器模块306可以根据码率和星座图容量来使用适当的星座图。图39示出了这样的组合的一个示例。

情况1示出了只在低码率将NU-MQAM用于简化了的系统实现的示例。情况2示出了在各个码率使用优化的星座图的示例。发射机可以向接收机发送与纠错码的码率和星座图容量相关的信息，使得接收机可以使用恰当的星座图。图40示出了考虑到常规系统之间的兼容性的情况的另一个示例。除了这些示例以外，用于优化系统的其他组合也是可能的。

图37中示出的ModCod报头插入模块307可以得到自适应编码调制（ACM:Adaptive Coding and Modulation）/可变编码调制（VCM：Variable Coding andModulation）反馈信息，并且将在编码和调制中使用的参数信息作为报头添加到FEC块。调制类型/码率（ModCod）报头可以包括下列信息：

*FEC类型（1比特）-长或短LDPC

*码率（3比特）

*调制（3比特）-最高64K QAM

*PLP标识符（8比特）

符号交织器模块308可以在符号域中执行交织，以获得额外的交织效果。可以针对L1信令通道执行与针对数据通道所执行的处理相似的处理，但可能使用不同的参数（301-1到308-1）。此处，可以将被缩短/打孔的编码模块（303-1）用于内部编码。

图38示出了利用缩短/打孔来进行LDPC编码的示例。由于填充了LDPC编码所需的很多零比特，因此可以针对所具有的比特以比LDPC编码所需的比特数量少的输入块来执行缩短处理（301c）。被填充了零的输入比特流可以通过LDPC编码具有奇偶校验比特（302c）。此时，针对与初始比特流相对应的比特流，可以将零去除掉（303c），而针对奇偶校验比特流，则可以根据码率来执行打孔（304c）。可以将这些经过处理的信息比特流和奇偶校验比特流复用到初始序列并输出（305c）。

图41示出了包括用于L1信令的前导码和用于PLP数据的数据符号的帧结构。可以看到，以一帧为单位，循环地生成前导码和数据符号。数据符号包括利用固定的调制/编码发送的PLP类型0和利用可变的调制/编码发送的PLP类型1。针对PLP类型0，在前导码中发送了诸如调制、FEC类型、和FEC码率的信息（见图42，帧报头插入模块401）。针对PLP类型1，可以在数据符号的FEC块报头中发送相应的信息（见图37，ModCod报头插入模块307）。通过PLP类型的分离，针对以固定比特速率发送的PLP类型0，可以从总的发送速率中将ModCod开销降低3～4%。在接收机处，针对PLP类型0的固定的调制/编码PLP，图63中示出的帧报头去除器r401可以提取出与调制和FEC码率相关的信息，并且将提取出的信息提供给BICM解码模块。针对PLP类型1的可变调制/编码PLP，图64中示出的ModCod提取模块r307和r307-1可以提取并提供BICM解码所需的参数。

图42示出了帧构造器的一个示例。帧报头插入模块401可以根据输入的符号流形成帧，并且可以在每个发送出的帧的前面增加帧报头。帧报头可以包括下列信息：

*绑定的信道的数量（4比特）

*保护间隔（2比特）

*PAPR（2比特）

*导频模式（2比特）

*数字系统标识（16比特）

*帧标识（16比特）

*帧长度（16比特）每个帧的正交频分复用（OFDM）符号的数量

*超帧长度（16比特）每个超帧的帧的数量

*PLP的数量（8比特）

*for各个PLP

PLP标识（8比特）

信道绑定id（4比特）

PLP起始（9比特）

PLP类型（2比特）公共PLP或其它

PLP有效载荷类型（5比特）

MC类型（1比特）-固定/可变调制&编码

if MC类型==固定调制&编码

FEC类型（1比特）-长或短LDPC

码率（3比特）

调制（3比特）最高64K QAM

end if；

陷波信道的数量（2比特）

for各个陷波

陷波起始（9比特）

陷波宽度（9比特）

end for;

PLP宽度（9比特）-PLP的最大数量个FEC块

PLP时间交织类型（2比特）

end for;

*CRC-32（32比特）

针对在帧报头中发送的L1信息来假定信道绑定环境，并且将与各个数据切片相对应的数据定义为PLP。因此，需要关于绑定使用的各个信道的诸如PLP标识符、信道绑定标识符、和PLP起始地址的信息。本发明的一个实施方式提出，如果PLP类型支持可变调制/编码，则在FEC帧报头中发送ModCod字段，而如果PLP类型支持固定调制/编码，则在帧报头中发送ModCod字段，以减少信令开销。此外，如果存在各个PLP的陷波带，则通过发送陷波的起始地址以及陷波的宽度，可省去在接收机处对相应的载波进行解码。

图43示出了在信道绑定环境中应用的导频模式（PP5）的一个示例。如图所示，如果SP位置与前导码导频位置相同，则可以出现不规则的导频结构。

图43a示出了如图42所示的导频插入模块404的一个示例。如图43所示，如果使用了单个频段（例如，8MHz），则可用的带宽是7.61MHz，而如果绑定了多个频段，则可以去除掉保护频带，因而可以极大地提高频率效率。图43b是图51所示的前导码插入模块504的一个示例，在帧的前部甚至利用信道绑定来发送图43b所示的示例，前导码具有7.61MHz（L1块的带宽）的重复率。这是一种考虑了执行初始信道扫描的调谐器的带宽的结构。

存在前导码和数据符号这二者的导频模式。针对数据符号，可以使用分散的导频（SP：scattered pilot）模式。T2的导频模式5（PP5）和导频模式7（PP7）是仅频率插值的优良候选。针对GI=1/64，PP5具有x=12、y=4、z=48，而针对GI=1/128，PP7具有x=24、y=4、z=96。为了更好的信道估计，还可以进行额外的时间插值。前导码的导频模式可以涵盖用于初始信道获取的全部可能的导频位置。此外，前导码导频位置应当与SP位置相同，并且需要用于前导码和SP这二者的单一导频模式。也可以将前导码导频用于时间插值，并且各个前导码都可以具有相同的导频模式。这些要求对于扫描中的C2检测来说是很重要的，并且对于利用加扰序列相关性的频率偏置估计来说是必需的。在信道绑定环境中，由于不规则的导频结构可以降低插值性能，因此应当针对信道绑定而保持导频位置的一致。

具体地说，如果OFDM符号中的分散导频（SP）之间的距离z是48，并且如果沿时间轴与特定SP载波相对应的SP之间的距离y是4，则在时间插值后的有效距离x变成12。当保护间隔（GI）部分是1/64时如此。如果GI部分是1/128，则可以使用x=24、y=4和z=96。如果使用了信道绑定，则通过以分散导频结构产生不连续的点，可以使SP位置与前导码导频位置一致。

此时，前导码导频位置可以与数据符号的各个SP位置相一致。当使用信道绑定时，可以不考虑8MHz的带宽间隔（bandwidth granularity）来确定发送了业务的数据切片。但是，为了减小数据切片寻址的开销，可以选择从SP位置开始并在SP位置结束的发送。

当接收机接收到这样的SP时，如果需要，图62中示出的信道估计模块r501可以执行时间插值以得到图43中以虚线示出的导频，并且执行频率插值。此时，针对其间隔在图43中被指定为32的不连续点，可以执行如下操作：单独地对左侧和右侧执行插值；或者，仅对一侧执行插值，接着通过利用间隔为12的已经被进行了插值的导频位置作为基准点来对另一侧执行插值。此时，数据切片宽度可以在7.61MHz内变化，因而接收机可以通过执行信道估计并只对需要的子载波进行解码来将功耗减到最小。

图44示出了在信道绑定环境中应用的PP5的另一个示例或SP的用于将有效距离x维持在12以避免在使用信道绑定时出现图43所示的不规律的SP结构的结构。图44a是数据符号的SP的结构，图44b是前导码符号的SP的结构。

如图所示，如果在信道绑定的情况下保持SP距离一致，则在频率插值中将不存在问题，但数据符号与前导码之间的导频位置可能不一致。换言之，该结构不需要针对不规律的SP结构进行额外的信道估计，但是，在信道绑定中使用的SP位置与前导码导频位置因各个信道而不同。

图45示出了新的SP结构或PP5以提供对信道绑定环境中的上述两个问题的解决方案。具体地说，导频距离x=16可以解决这些问题。为了保持导频密度或为了维持相同的开销，PP5’可以针对GI=1/64而具有x=16、y=3、z=48，并且PP7’可以针对GI=1/128而具有x=16、y=6、z=96。仅频率插值能力仍然可以被保持。在图45中示出了与PP5结构进行比较的导频位置。

图46示出了信道绑定环境中新的SP模式或PP5结构的示例。如图46所示，不管是使用单一信道还是使用信道绑定，都可以提供有效的导频距离x=16。此外，由于可以使SP位置与前导码导频位置相一致，因此可以避免由于SP不规律或不一致的SP位置而引起的信道估计劣化。换言之，频率插值器不存在不规律的SP位置，并且提供了前导码与SP位置之间的一致。

因此，所提出的新的SP模式的优点在于：单一SP模式既可以用于单一信道又可以用于绑定的信道；不会产生不规律的导频结构，因而可以实现良好的信道估计；可以使前导码导频位置与SP导频位置这二者保持一致；可以使导频密度分别与PP5和PP7保持相同；并且还可以保持仅频率插值能力。

此外，前导码结构可以满足以下要求：针对初始信道获取，前导码导频位置应当涵盖所有可能的SP位置；针对初始扫描，载波的最大数量应当是3409（7.61MHz）；应当将完全相同的导频模式和加扰序列用于C2检测；并且不要求如T2中的P1那样的专用检测前导码。

在与帧结构的关系方面，可以将数据切片位置间隔修改为16个载波而不是12个载波。因而，发生的位置寻址开销更少，并且可以预期没有与数据切片状况、空（null）时隙状况等相关的其它问题。

因此，在图62所示的信道估计模块r501处，当执行对数据符号的SP的时间插值时，可以使用各个前导码中的导频。因此，可以改善帧的边界处的信道获取和信道估计。

现在，关于涉及前导码和导频结构的要求，存在着这样的共识：不管是否信道绑定，前导码导频的位置和SP的位置应当一致；L1块中的总的载波的数量应当可以被导频距离整除，以避免频段边缘处的不规律结构；应当在频域中重复L1块；并且在任意的调谐器窗口位置中，L1块应当总是可以被解码。其它的要求是：导频位置和导频模式应当按照8MHz的周期进行重复；在不知道信道绑定的情况下，应当估计出正确的载波频率偏置；并且在对频率偏置做出补偿前，无法进行L1解码（重新排列）。

图47示出了当使用图52和图53示出的前导码结构时数据符号与前导码之间的关系。L1块可以按照6MHz的周期进行重复。对于L1解码来说，应当找出频率偏置和前导码移位模式这两者。在没有信道绑定信息的情况下，无法在任意调谐器位置进行L1解码，并且接收机不能区分前导码移位值和频率偏置。

因而，为了执行L1信号解码，接收机（具体地说，图63中示出的帧报头去除器r401）需要获得信道绑定结构。由于已知图47中两个垂直的阴影区域处的预期的前导码移位量，因此图62中的时间/频率同步模块r505可以估计载波频率偏置。基于该估计，图64中的L1信令通道（r308-1到r301-1）可以对L1进行解码。

图48示出了当使用图55中示出的前导码结构时数据符号与前导码之间的关系。L1块可以按照8MHz的周期进行重复。为了对L1进行解码，只需要获知频率偏置，并且可以不需要信道绑定信息。通过利用已知的伪随机二进制序列（PRBS）序列，可以容易地估计出频率偏置。如图48所示，前导码与数据符号被对齐。因此，可以不需要额外的同步搜索。因此，对于接收机（具体地说，图63中示出的帧报头去除器模块r401）来说，要执行L1信号解码，只需获得具有导频加扰序列的相关峰即可。图62中的时间/频率同步模块r505可以根据峰的位置来估计出载波频率偏置。

图49示出了有线信道延迟概况的一个示例。

从导频设计的角度来看，当前的GI已经对有线信道的延迟扩展进行了过分地保护。在最糟糕的情况下，可以选择重新设计信道模型。为了准确地每8MHz重复该模式一次，导频距离应当是3584个载波的除数（z=32或56）。导频密度z=32会增加导频开销。因而，可以选择z=56。在有线信道中，稍小的延迟覆盖可能并不重要。例如，与9.3μs（PP5）和4.7μs（PP7）相比，PP5’可以是8μs且PP7’可以是4μs。即使在最糟糕的情况下，两种导频模式也能够涵盖有意义的延迟。对于前导码导频位置来说，不再需要数据符号中的所有SP位置。

如果可以忽略-40dB的延迟通道，则实际的延迟扩展可以变成2.5us、1/64GI=7μs、或1/128GI=3.5μs。这表示导频距离参数（z=56）是足够好的值。此外，z=56可以是构造实现图48中示出的前导码结构的导频模式的方便值。

图50示出了在图42中的导频插入模块404处构造的、使用z=56和z=112的分散导频结构。提出了PP5’（x=14、y=4、z=56）和PP7’（x=28、y=4、z=112）。可以插入边缘载波以封闭边缘。

如图50所示，在距频段的各个边缘8MHz处将导频对齐，每个导频位置和导频结构可以每8MHz重复一次。因而，该结构可以支持图48中示出的前导码结构。此外，可以使用前导码和数据符号之间的公共导频结构。因此，图62中的信道估计模块r501可以利用对前导码和数据符号的插值来执行信道估计，这是由于不管由数据切片位置决定的窗口位置如何，都不可能出现不规律的导频模式。此时，只利用频率插值就足以补偿源于延迟扩展的信道失真。如果还执行了时间插值，则可以进行更加准确的信道估计。

因此，在新提出的导频模式中，导频位置和导频模式可以基于8MHz的周期进行重复。单个导频模式可以用于前导码和数据符号这二者。没有信道绑定信息，也始终能够进行L1解码。此外，所提出的导频模式可以不影响与T2的共同性，其原因在于：可以使用分散导频模式的相同的导频策略；T2已经使用了8种不同的导频模式；并且经过修改的导频模式不会明显地增加接收机的复杂度。对于导频加扰序列来说，PRBS的周期可以是2047（m序列）；PRBS生成可以每8MHz重置一次，其周期是3584；导频重复率56也与2047互质；并且可以预期没有PAPR问题。

图51示出了基于OFDM的调制器的一个示例。可以由IFFT模块501将输入的符号流转换至时域。如果需要，可以在PAPR降低模块502处降低峰均功率比（PAPR）。对于PAPR方法来说，可以使用动态星座扩展（ACE：active constellation extension）或音调保留（tone reservation）。GI插入模块503可以复制有效的OFDM符号的最后一部分，从而以循环前缀的形式填充在保护间隔中。

前导码插入模块504可以在各个被发送的帧的开头处插入前导码，使得接收机可以检测到数字信号、帧，并且获得时间/频率偏置获取。此时，前导码信号可以执行诸如FFT大小（3比特）和保护间隔大小（3比特）的物理层信令。如果调制器专门用于DVB-C2，则可以略去前导码插入模块504。

图52示出了在图51中的前导码插入模块504中生成的、用于信道绑定的前导码结构的一个示例。一个完整的L1块在任意的7.61MHz调谐窗口位置都应当“总是可以解码的”，而且不管调谐器窗口位置如何L1信令都不应当出现任何损失。如图所示，L1块在频域中可以按照6MHz的周期进行重复。可以每个8MHz对数据符号进行一次信道绑定。对于L1解码来说，如果接收机使用如图61中所示的、使用7.61MHz带宽的调谐器r603，则图63中的帧报头去除器r401需要将接收到的循环移位后的L1块（图53）重新排列为该L1块的初始形式。由于针对每个6MHz块对L1块进行重复，因此可以进行这样的重新排列。图53a重新排列为图53b。

图54示出了设计更加优化的前导码的过程。图52的前导码结构仅将总的调谐器带宽7.61MHz中的6MHz用于L1解码。在频谱效率方面，7.61MHz的调谐器带宽未被全部使用。因此，可以对频谱效率做出进一步的优化。

图55示出了在图42中的帧报头插入模块401处生成的、用于完全频谱效率的前导码结构或前导码符号的另一个示例。如同数据符号那样，L1块可以在频域中按照8MHz的周期进行重复。在任意的7.61MHz调谐窗口位置中，一个完整的L1块仍然“总是可以解码的”。在调谐后，可以将7.61MHz数据视为虚拟打孔码。前导码和数据符号这两者具有完全相同的带宽并且前导码和数据符号这两者具有完全相同的导频结构可以使频谱效率最大化。诸如循环移位特性和在没有数据切片的情况下不发送L1块的其他特征可以保持不变。换言之，前导码符号的带宽可以与数据符号的带宽相同，或者如图57所示，前导码符号的带宽可以是调谐器的带宽（这里，是7.61MHz）。可以将调谐器带宽限定为与使用单个信道时的总的活动载波的数量相对应的带宽。也就是说，前导码符号的带宽可以与总的活动载波的数量相对应（这里，是7.61MHz）。

根据本领域中的技术人员所理解的计数方法，每个信道的活动子载波的数量可以不同。也就是说，在图46中，发送了与7.61MHz的带宽相对应的每单个信道3409个活动子载波。但是，如果不将信道边缘中的一个计算在内，则可以说每单个信道的载波数量是3408个。

图56示出了虚拟打孔码。可以将8MHz的L1块中的7.61MHz数据视为进行了打孔编码。当图61中示出的调谐器r603将7.61MHz带宽用于L1解码时，图63中的帧报头去除器r401需要将接收到的经过循环移位的L1块重新排列为初始形式，如图56所示。此时，L1解码是利用调谐器的整个带宽来执行的。一旦对L1块进行了重新排列，由于L1块的初始大小是8MHz带宽，因此重新排列的L1块的频谱如图56的右上侧所示在频谱内可以具有空白区。

一旦用零填充了该空白区，则在由图63中的频率去交织器r403或由图64中的符号去交织器r308-1在符号域中进行了去交织后，或者在由图64中的符号去映射器r306-1、比特复用器r305-1和内部去交织器r304-1在位域中进行了去交织后，该L1块可以具有如图56的右下侧中示出的看上去被打孔了的形式。

该L1块可以在图64中的打孔/缩短解码模块r303-1中被解码。通过利用这些前导码结构，可以使用整个调谐器带宽，因而可以提高频谱效率和编码增益。此外，可以将相同的带宽和导频结构用于前导码和数据符号。

此外，如果如图58所示将前导码带宽或前导码符号带宽设置为调谐器带宽（在本示例中是7.61MHz），则即使不进行打孔也可以在重新排列后得到完整的L1块。换言之，对于具有前导码符号的帧（其中，该前导码符号具有至少一个层1（L1）块）来说，可以这样说，L1块具有3408个活动子载波，并且该3408个活动子载波与8MHz的射频（RF）频段中的7.61MHz相对应。

因而，可以将频谱效率和L1解码性能最大化。换言之，在接收机处，在仅在符号域中执行了去交织后，就可以在图64中的打孔/缩短解码模块r303-1处执行解码。

因此，所提出的新的前导码结构的优点在于：除了带宽不同以外，与之前使用的前导码完全兼容；L1块按照8MHz的周期进行重复；不管调谐器窗口位置如何，L1块可以总是能够解码；全部调谐器带宽可以用于L1解码；最大的频谱效率可以保证更多的编码增益；可以将不完整的L1块视为经过了打孔编码；简单且相同的导频结构可以用于前导码和数据这二者；并且相同的带宽可以用于前导码和数据这二者。

图59示出了模拟处理器的一个示例。DAC模块601可以将数字信号输入转换成模拟信号。在对传输频率带宽进行上变频（602）和模拟滤波（603）后，可以发送信号。

图60示出了数字接收机系统的一个示例。接收到的信号在模拟处理模块r105处被转换成数字信号。解调器r104可以将该信号转换成频域中的数据。帧解析器r103可以去除导频和报头，并且使得可以选择需要被解码的业务信息。BICM解调器r102可以纠正传输信道中的错误。输出处理器r101可以恢复初始发送的业务流和定时信息。

图61示出了在接收机处使用的模拟处理器的一个示例。调谐器/AGC模块r603可以从接收到的信号中选择需要的频率带宽。下变频模块r602可以恢复基带。ADC模块r601可以将模拟信号转换成数字信号。

图62示出了解调器的一个示例。帧检测模块r506可以检查前导码，检查是否存在对应的数字信号，并且检测帧的开始。时间/频率同步模块r505可以在时域和频域中执行同步。此时，针对时域同步，可以使用保护间隔相关性。针对频域同步，可以使用相关性，或者可以根据在频域中发送的子载波的相位信息来估计偏置。前导码去除模块r504可以从检测到的帧的开头去除前导码。GI去除模块r503可以去除保护间隔。FFT模块r501可以将时域信号变换成频域信号。信道估计/均衡模块r501可以通过利用导频符号估计传输信道中的失真来对错误进行补偿。如果解调器专门用于DVB-C2，则可以省略前导码去除模块r504。

图63示出了帧解析器的一个示例。导频去除模块r404可以去除导频符号。频率去交织模块r403可以在频域中执行去交织。OFDM符号合并器r402可以根据在OFDM符号中发送的符号流来恢复数据帧。帧报头去除模块r401可以从各个发送的帧的报头中提取出物理层信令并去除报头。可以将提取出的信息用作接收机的以下处理中的参数。

图64示出了BICM解调器的一个示例。图64a示出了数据通道，图64b示出了L1信令通道。符号去交织器r308可以在符号域中执行去交织。ModCod提取器r307可以从各个BB帧的开头处提取出ModCod参数，并且使得这些参数可以被用于以下的自适应/可变解调制和解码处理。符号去映射器r306可以将输入的符号流去映射为比特对数似然比（LLR）流。通过将发射机的符号映射器306中使用的星座图用作基准点，可以计算出输出的比特LLR流。此处，当使用了上述的MQAM或NU-MQAM时，通过在计算与MSB最近的比特时计算I轴和Q轴这二者，并且在计算其余的比特时计算I轴或Q轴，可以实现高效的符号去映射器。该方法可以应用于例如近似LLR、准确LLR或硬判决。

当使用了根据发射机的符号映射器306处的纠错码的星座图容量和码率的经优化的星座图时，接收机的符号去映射器r306可以利用从发射机发送来的码率和星座图容量信息来得到星座图。接收机的比特复用器r305可以执行发射机的比特解复用器305的逆功能。接收机的内部去交织器r304和外部去交织器r302可以分别执行发射机的内部交织器304和外部交织器302的逆功能，以得到具有其初始序列形式的比特流。如果BICM解调器专门用于DVB-C2，则可以省略外部去交织器r302。

接收机的内部解码器r303和外部解码器r301可以分别执行与发射机的内部编码器303和外部编码器301相对应的解码处理，以纠正传输信道中的错误。可以对L1信令通道执行与对数据通道执行的处理相似的处理，但是所使用的参数不同（r308-1到r301-1）。此处，如在前导码部分中阐述的那样，可以将缩短/打孔码编码模块r303-1用于L1信令解码。

图65示出了利用缩短/打孔进行的LDPC解码的一个示例。解复用器r301a可以分开地输出来自输入的比特流中的系统码的信息部分和奇偶校验部分。针对信息部分，可以根据LDPC解码器的输入的比特流的数量来执行零填充（r302a），针对奇偶校验部分，可以通过对经过打孔的部分解除打孔来生成LDPC解码器的输入的比特流（r303a）。可以针对所生成的比特流执行LDPC解码（r304a），可以去除并输出（r305a）信息部分中的零。

图66示出了输出处理器的一个示例。BB解扰器r209可以恢复在发射机处加扰（209）的比特流。分割器r208可以根据PLP通道来恢复与从发射机复用并发送来的多个PLP相对应的BB帧。针对各个PLP通道，BB报头去除器r207-1～n可以去除掉在BB帧的开头处发送的报头。CRC解码器r206-1～n可以执行CRC解码并使得可靠的BB帧可供选择。空包插入模块r205-1～n可以在空包的初始位置处恢复为了更高的发送效率而被去除掉的空包。延迟恢复模块r204-1～n可以恢复在各个PLP通道之间存在的延迟。

输出时钟恢复模块r203-1～n可以根据从输入流同步模块203-1～n发送的定时信息来恢复业务流的初始定时。输出接口模块r202-1～n可以根据BB帧中被切片的输入的比特流来恢复TS/GS分组中的数据。如果需要，输出后处理模块r201-1～n可以将多个TS/GS流恢复成完整的TS/GS流。图66所示的带阴影的块表示在一次处理单个PLP时可以使用的模块，而余下的块表示在同时处理多个PLP时可以使用的模块。

利用所提出的方法和设备，还存在的优点在于：能够实现高效的数字发射机、接收机和物理层信令的结构。

通过在各个BB帧报头中发送ACM/VCM所需的ModCod信息并在帧报头中发送其余的物理层信令，可以将信令开销减到最小。

可以实现用于更加节能的发送或对噪声更加鲁棒的数字广播系统的经过修改的QAM。该系统可以包括这里所公开的各个示例以及所述各个示例的组合的发射机和接收机。

可以实现用于更加节能的发送和对噪声更加鲁棒的数字广播系统的经过改进的不均匀QAM。还描述了一种使用NU-MQAM和MQAM的纠错码的码率的方法。该系统可以包括这里所公开的各个示例以及所述各个示例的组合的发射机和接收机。

所提出的L1信令方法通过在信道绑定期间将信令开销减到最小可以将开销降低3～4%。

对于本领域技术人员而言很明显的是，在不偏离本发明的精神或范围的条件下，可以对本发明做出各种修改和变型。

Claims

1.一种接收广播信号的方法，所述方法包括：

接收包括前导码符号和服务数据符号的信号帧；

利用正交频分复用OFDM方法对接收到的信号帧进行解调；

将前导码符号去映射为前导码数据比特并且将所述服务数据符号去映射为服务数据比特；以及

按照低密度奇偶校验LDPC解码方案对所述前导码数据比特进行解码。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述前导码符号在频率方向上被划分为相同带宽的至少一个块。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述块的带宽对应于分配给单个信道的活动子载波的总数量，并且所述块在频域中按所述块的带宽进行重复。