CN103391002B - 开关模式调节器的预测性电流反馈的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及开关模式调节器的预测性电流反馈的系统和方法。其具体披露了一种用于开关模式调节器的预测性电流反馈系统，该系统包括：采样和保持网络，用于对调节器的下端开关两侧的电压进行采样并提供作为其指示的保持信号；以及预测性电流反馈网络，它基于由调节器形成的脉冲控制信号的脉宽的时长将偏置调节加至保持信号。当下端开关导通时可完成采样，以在脉冲控制信号为低时提供指示电感器电流的保持值。当脉冲信号为高时，可响应瞬态事件将偏置调节加至保持信号。在名义时间周期后的每个增量时间周期之后，偏置可以是增量值，或者可以是时变值。在脉冲信号为低时也可以作出调节。

Description

开关模式调节器的预测性电流反馈的系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2012年5月11日提交的美国临时申请S/N61/646,007的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。

附图说明

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：

图1是根据本发明一实施例配置有功率系统的电子设备的简化方框图，该功率系统具有实现有预测电流反馈的调制器的调节器；

图2是根据一个实施例实现的包括图1的调制器的示例性调节器的简化示意性方框图；

图3是根据一个实施例实现的预测性电流反馈系统的示意性方框图和时序图表示；

图4是标绘出图3的示例性VIL曲线连同一种数字配置的组合信号HOLD+OFFSET相比原始HOLD信号的时序图；

图5是标绘出VIL和一种模拟配置的组合信号HOLD+OFFSET相比于原始HOLD信号的时序图；

图6是根据本发明一实施例实现的预测性电流反馈系统的简化方框示意图；以及

图7是标绘出相对于图示为I0的零电平彼此交叠的电感器电流信号IL(对应于VIL)、ISMPL、IHOLD、IOFS和IDROOP再加上PWM和MCK信号，这些信号均相对于时间被绘出。

具体实施方式

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点。给出以下描述以使本领域普通技术人员能在特定应用及其需求的背景下实施和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域普通技术人员将会很明显，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应被给予与本文中公开的原理和新颖特征一致的最广范围。

流过开关模式调节器的输出电感器的电流是对各种功能有用的参数，例如输出电压下降、环调整、电流监测和/或报告(IMON)等。已存在许多种感测、测量或以其它方式预测电感器电流的方法。

一种确定电感器电流的方法是监测或测量输出电感器的串联DC电阻(DCR)两端的电压。DCR感测具有几种缺憾和不足。由于输出电感器通常相对于调节器控制集成电路(IC)从外部提供，因此DCR感测通常需要为检测DCR两端的电压而将附加外部组件耦合至输出电感器。例如，外部电阻器-电容器(RC)电路被耦合至输出电感器，并且RC电路的外部电容器的端子被用来检测电感器电流。DCR感测通常还需要针对热漂移的NTC(负温度系数)补偿，由此网络应当被调整并进行热补偿。NTC补偿对电源设计者而言增加了系统复杂性和成本。

感测电感器电流的另一方法是提供与输出电感器串联的感测电阻器。单独的感测电阻器是费成本的，并将有耗元件插入到功率系中，由此降低总功率转换系数。

降压式调节器通常包括一对电子器件，该对电子器件的电流端子(例如漏极、源极)串联地耦合在输入电压VIN和基准电压(例如地)之间。电子开关可实现为任何适当类型的晶体管，例如金属氧化物半导体(MOS)晶体管、场效应晶体管（FET）、MOSFET、双极结型晶体管（BJT）以及类似物、绝缘栅双极晶体管（IGBT）以及类似物，等等。上端的感测(例如感测上端FET两端的电压)难以在内部(例如在控制芯片内)完成。一种高电压引导或差分感测方法通常被使用并应当尽可能地准确。上端感测是应当被重新以地为参考的漂浮信号。

引导开关，例如实际开关FET的比例版本，能对那些功率器件的电流产生成比例的电流。然而，获得具有合适共模范围(例如大约12V)并还具有单数位纳秒瞬变时间的准确差分信号是困难的。

上端和下端FET开关的漏极-源极导通电阻(R_{DS_ON})的差分电压测量具有与引导器件相同的困难。

对下端FET开关的R_{DS_ON}采样相比对上端和下端器件两者均进行采样更为容易且成本更低。还允许IMON功能足够程度的准确性(例如向外部微处理器报告平均电感器电流，该平均电感器电流是负载的指示)。下端感测对于IMON功能来说是足够的，但对于调节的电流反馈和正确地执行输出电压下降功能来说通常还不够快。尤其，由于在包括负载插入瞬变和负载解除瞬变的负载瞬变期间的采样时延，经采样的信号具有较大的误差分量。

如这里描述的，在诸负载瞬变事件期间的间隙可基于经采样的下端电流信息和脉宽调制(PWM)控制信号的导通时间被估算并“被填充”。可在采样事件之间的负载瞬变期间预测电感器电流电平。

图1是根据本发明实施例的配置有功率系统101的电子设备100的简化方框图，该功率系统101具有实现有预测电流反馈的调制器103的调节器102。功率系统101产生一个或多个供电电压，该一个或多个供电电压为电子设备100的其他系统设备提供电力。在图示实施例中，电子设备100包括处理器107和外围系统109，处理器107和外围系统109都经由总线105耦合以接收来自功率系统101的供电电压，总线105包括功率和/或信号传导物的任何组合。在图示实施例中，外围系统109可包括系统存储器111（例如，包括RAM和ROM类型器件和存储器控制器等等的任何组合）和输入/输出（I/O）系统113的任何组合，该输入/输出系统113可包括系统控制器等，诸如图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、系统存储设备控制器（例如，用于硬盘驱动器的控制器等）等等。图示的系统只是示例性的，因为本领域技术人员可以理解，多个处理器系统和支持设备可以集成到处理器芯片上。

电子设备100可以是任何类型的计算机或计算设备，诸如计算机系统（例如，笔记本计算机、台式计算机、上网本计算机等等）、媒体平板设备（例如，苹果公司生产的iPad、亚马逊公司生产的Kindle等等）、通信设备（例如，蜂窝电话、智能电话等等）、其他类型的电子设备（例如，媒体播放器、记录设备等等）。功率系统101可被配置为包括电池（可再充或非可再充）和/或可配置为与交流（AC）适配器等一起工作。

图2是根据一个实施例实现的包括调制器103的示例性调节器102的简化适应性框图。调节器102包括可对单相系统或多相系统实现的相位电路201。相位电路201包括栅极驱动器203，它接收脉宽调制信号PWM并将相应的上端栅极信号UG提供给上端电子功率开关Q1并将相应的下端栅极信号LG提供给下端电子功率开关Q2。功率开关Q1和Q2自身具有串联地耦合在输入电压VIN和公共参考电压GND（其中GND表示接地或任何其他合适的正或负参考电压电平）之间的电流端子（例如漏极和源极）。注意，GND可表示一个或多个参考节点，包括一个或多个接地电平或节点（诸如信号接地、功率接地、底座接地等）或任何其他合适的参考电压电平。开关Q1和Q2在中间相节点205处耦合在一起，由此形成相电压VPH，并且输出电感器L的一端耦合到相节点205且另一端耦合到产生输出电压VOUT的输出节点207。输出电容器CO和负载209耦合在输出节点207与GND之间。负载209代表任何一个或多个负载器件，例如处理器107和/或外设系统109的任一器件。

流过电感器L的电流IL被模拟感测或以其它方式合成，并且对应的电感器电流感测信号ISENS被提供给调制器103。调制器103接收VOUT和/或指示VOUT的反馈信号VFB以及ILSENS，并产生用于控制相位电路201的PWM信号。VFB可以是感测到的或指示VOUT的成比例信号，例如由分压器或类似物（未示出）产生。在操作中，调制器103使用ISENS和VOUT(和/或VFB)并可能使用其它感测到的信号或参数，并尤其为了例如IMON和电压下降等的环路调整功能而产生PWM信号。栅极驱动器203基于PWM产生UG和LG，以导通或断开电子开关Q1和Q2以调节VOUT的电压电平。

本发明使用降压式开关模式电压转换器作为开关模式调节器来进行说明，其中输入电压高于输出电压。然而要理解，本发明可等同地适用于其它类型的电压转换器，例如升压型转换器(其中输出电压相对于输入电压被升压至更高)及其各种组合方式，例如降压-升压和/或升压-降压等等。本领域内技术人员应当清楚知道，如本文描述的感测电感器电流可等同地适用于任何类型的开关模式调节器。

图3是根据一个实施例实现的预测性电流反馈系统的示意性方框图和时序图表示。调节器102的输出级图示为包括开关Q1、Q2、输出电感器L、输出电容器CO和负载209。采样和保持(SNH)网络301具有耦合至Q2(下端FET)的漏极和源极的正极输入和负极输入，以当Q2导通时有效地对VPH的电平进行采样并在其输出提供相应的HOLD信号。SNH网络301的图示输出描述了在操作中HOLD信号的示例性图例，并且当PWM为低时该输出与代表电感器电流的相应电压信号VIL重叠。当PWM为高时，VIL在图中用虚线表示，其中不直接监测Q2两侧的电压。当在Q2导通时对Q2两侧的电压进行采样时，VIL用实线示出。总地来说，当PWM变高时，Q1导通而Q2截止，从而使相节点205耦合于输入电压VIN并因此使电感器L的输入侧耦合于输入电压VIN，由此使电感器电流向上斜变。当PWM变低时，Q1截止而Q2导通，从而使相节点205耦合于GND，由此使电感器电流向下斜变。

VIL一般被推导为Q2的R_{DS_ON}乘以电感器电流IL，或VIL=IL·R_{DS_ON}。VIL因此当PWM为低时表征电感器电流IL。当PWM为导通时，VIL被图示为虚线，因为VIL的这一部分未经采样。当PWM被截止且Q2导通时，Q2两侧的电压由SNH网络301采样并随后将采样值保持在Q2的输出端，直到输出下一保持值为止。总地来说，在采样期间Q2的导通时间的时长在稳态条件期间具有名义时间周期，其中SNH网络301输出大约在名义时间周期的中间位置的保持采样值。沿HOLD信号的点表示何时每个保持值在采样期间结束以形成HOLD信号。

当Q2导通且PWM为低时，SNH网络301仅对VIL采样以形成HOLD信号。起初当负载为低时，HOLD信号一般是准确的并跟随VIL的DC电平(而没有波纹)。然而，响应于负载插入瞬变，VIL向上跳至较高的电平，同时HOLD信号保持在如时间t1处所示较低的电平。PWM信号较长时间地保持为导通，从而使VIL增加至较高电平。由于Q2保持截止，HOLD被保持在之前采样的电平，这导致HOLD和如时间t1处所示的VIL之间的较大差异或误差。当PWM最终被拉低且Q2再次导通时，通过SNH网络301再次对VIL进行采样，并输出另一保持值，这使HOLD信号跳至较高的电平。

响应于负载解除瞬变，相似的HOLD和VIL之间的差异发生，如图所示大约发生在时间t2。在这种情形下，当Q2导通时只有一个保持值被输出，并且Q2在较长周期内保持导通，从而使VIL降至较低的电平。由于VIL较长时间地保持导通，因此HOLD信号保持为高，这造成HOLD和VIL之间在时间t2的相对较大的差异。当PWM再次为高时，Q2截止且Q1导通，以使HOLD信号仍然不改变。最后，PWM变低，从而使Q2导通并输出一新的HOLD值，由此HOLD信号跳至新的DC电平。

概括来说，HOLD大体上跟随VIL，但在负载瞬变期间显著地背离于VIL，包括负载插入和负载解除时，如图中时间t1和t2所示。

可预测的电流反馈(PCF)网络303的一个输入接收在SNH网络301输出处的HOLD信号，而其另一输入接收PWM，其输出提供OFFSET信号。组合器(例如加法器)305将OFFSET加至HOLD以形成经组合的信号HOLD+OFFSET。PCF网络303被配置成基于PWM和HOLD预测VIL的电平并产生OFFSET，以使组合的信号是电感器电流的更准确表征。提供了用于实现PCF网络303的各种方法，包括数字方案和模拟方案。

图4是标绘出图3的示例性VIL曲线连同一种数字配置的组合信号HOLD+OFFSET相比原始HOLD信号的时序图。该组合的数字信号是用实线表示的，其中原始HOLD信号的背离在图中用虚线表示。PCF网络303监测PWM信号的导通时间(t_ON)并与预定的名义导通时间周期t_{ON_NOM}进行比较。当t_ON超出t_{ON_NOM}一增量时间周期Δt_ON(t_{ON_NOM}+Δt_ON)时，其将OFFSET断言至一预定的增量偏置值OFFON，该增量偏置值OFFON被加至HOLD。当PWM在另一增量时间周期Δt_ON(t_{ON_NOM}+2Δt_ON)保持导通时，OFFSET信号被倍增至两倍于偏置值OFF_ON(2·OFF_ON)，该偏置值被加至HOLD以进一步使组合的信号增加另一OFF_ON增量。当PWM在另一增量时间周期Δt_ON(t_{ON_NOM}+3Δt_ON)保持导通时，OFFSET信号被三倍倍增至三倍于偏置值OFF_ON(3·OFF_ON)，该偏置值被加至SNH以进一步使组合的信号增加。当PWM变低且Q2最终导通时，经组合的信号被保持，直到获得新的采样为止。

在之后的负载解除瞬变期间，可执行相同的过程。PCF网络303监测PWM信号的截止时间(t_OFF)并与预定的名义截止时间周期t_{OFF_NOM}进行比较。当t_OFF超出t_{OFF_NOM}一增量时间周期Δt_OFF(t_{OFF_NOM}+Δt_OFF)时，其将OFFSET断言至一预定的增量偏置值OFF_OFF，该增量偏置值OFF_OFF被加至HOLD。当PWM在另一增量时间周期Δt_OFF(t_{OFF_NOM}+Δt_OFF)保持截止时，OFFSET信号被倍增至两倍于偏置值OFF_OFF(2·OFF_OFF)，该偏置值从HOLD被减去以进一步使组合的信号减小另一OFF_OFF增量。当PWM下一次导通时，该过程重复。

一般来说，对于数字配置，当PWM比预定名义时间周期更长地导通或截止时，HOLD在增加的导通或截止时间周期之后增加或减小一递增量。在一个实施例中，每个增加的时间周期Δt_ON是固定的，并且每个增加的偏置值OFF_ON也是固定的，由此当PWM导通时经调整的HOLD信号以固定的速率阶梯上升。增加的时间周期和偏置是针对一特定配置构造的。类似地，每个增加的时间周期Δt_OFF是固定的，并且每个增加的偏置值OFF_OFF也是固定的。在另一实施例中，增加的时间周期和/或偏置值可以是变化的。在任何情形下，设计时间增加的时间周期以及对应的偏置，以使组合信号HOLD+OFFSET比单独的HOLD更接近地跟随VIL。在一个实施例中，可基于操作参数(例如VIN的电压电平)和元件值由调制器103适应性地设定偏置值OFF_ON和OFF_OFF。

图5是标绘出VIL和一种模拟配置的组合信号HOLD+OFFSET相比于原始HOLD信号的时序图。该组合的模拟信号是用实线表示的，其中原始HOLD信号的背离在图中用虚线表示。在一个实施例中，一旦PWM的导通时间超出预定的名义导通时间周期t_{ON_NOM}，例如响应于负载插入瞬变，OFFSET信号就基于最后的下端采样的模拟比例向上斜变，由此HOLD+OFFSET以估算出的VIL速率向上斜变，直到PWM被截止为止。在PWM截止后，正常的采样和保持操作继续，同时不超出t_{ON_NOM}和预定的名义截止时间周期t_{OFF_NOM}。当PWM的截止时间超出预定的名义截止时间周期t_{OFF_NOM}时，例如响应于负载解除瞬变，SNH网络301工作在跟踪和保持模式，该模式跟踪VIL直到下一次断言PWM为止。当接下来在时间t1断言PWM时，保持值被保持在该电平，直到输出下一保持值为止，而PWM在正常的采样和保持操作期间在时间t2如图所示地为截止的。

图6是根据本发明一实施例实现的预测性电流反馈系统600的简化方框示意图。PWM图示为驱动Q1的栅极并由倒相器603倒相，该倒相器603在其输出对Q2的栅极提供PWM的倒相版本，或这是一种操作的简化和功能性描述，其中例如栅极驱动器203的栅极驱动器一般用来驱动功率开关。模-数转换器(ADC)601在PWM为低时对Q2两侧的相位电压VPH(或VIL)进行采样。ADC601在其输出提供数字电流采样值I_SMPL，该数字电流采样值I_SMPL被提供给存储器605的输入。存储器605由2输入AND门629的输出处的存储器时钟信号MCK提供时钟，2输入AND门629在其输入接收和信号DO。由倒相器603的输出或由另一倒相器613的输出提供。当DO被断言为高且同时为高时，存储器605在其输出将在其输入接收的I_SMPL值保持为数字电流保持值I_S&H。I_S&H被提供给I2CIMON报告块607的输入，I2CIMON报告块607用于报告电感器电流的经保持版本而无需校正外部器件。

数-模转换器(DAC)609在其输入(或对应的数字输入)接收I_S&H，并在其输出将模拟电流值I_HOLD提供给电流求和节点610。I_S&H(数字)和I_HOLD(模拟)与前面描述的HOLD信号对应。节点610输出下降电流I_DROOP，I_DROOP被提供给下降网络(未示出)以执行下降功能。如本领域内技术人员理解的那样，下降功能是因变于负载的对输出电压VOUT的电压电平的蓄意调节。要求提供比由I_HOLD提供的更准确的VIL表征。如这里进一步描述的，基于预测性电流反馈通过偏置电流I_OFS对I_DROOP进行调节，所述预测性电流反馈用于提供电感器电流IL的更准确表征。因此，I_DROOP=I_HOLD+I_OFS，其中I_DROOP表征前面描述的组合信号HOLD+OFFSET(DIG)。要注意，如这里进一步描述的那样，对于较低的COUNT值，I_OFS为零。

PWM被提供给边沿检测块617的输入，该边沿检测块617具有被提供给向上计数器619的清零(CLR)输入的输出。向上计数器619具有时钟输入(CLK)，该时钟输入(CLK)接收由时钟发生器621提供的具有频率F_CLK的时钟信号CLK。在一个实施例中，CLK是具有对应的过采样频率(例如F_CLK=50MHz)的过采样时钟，尽管也可考虑替代的时钟频率。因此，向上计数器619在PWM的上升沿和下降沿均被清零并以由F_CLK确定的速率向上计数(从预定最小值或零开始)，并提供数字输出值COUNT。COUNT被提供给解码器612，该解码器612的输出将数字偏置值I_OFF提供给另一DAC611的相应输入。DAC611具有接收PWM的采样输入、接收的保持输入(经由倒相器613)以及提供模拟偏置电流信号I_OFS的模拟电流输出，偏置电流信号I_OFS是I_OFF的模拟版本。当PWM被断言为高时开关615闭合，而当闭合时开关615将电流I_OFS提供给节点610。当PWM被断言为高时I_DROOP被确定为I_HOLD加上I_OFS，当PWM为低时I_DROOP被确定为I_HOLD(当开关615断开时)。

数字COUNT值被提供给解码器627的输入，该解码器627的另一输入接收占空比值D的数字版本。块623检测输入电压VIN和输出电压VOUT，并将占空比的模拟版本确定为D=VOUT/VIN。块623的输出被提供给ADC625的输入，ADC625将D的数字版本提供给解码器627。在图示实施例中，当COUNT=((1-D)/2)·TS·F_CLK时，解码器627在其输出使DO为高脉冲至AND门629，其中TS是调节器102的切换周期。

一般来说，向上计数器619被用来提供COUNT，COUNT指示PWM处于导通(例如高)和处于截止(例如低)时脉冲宽度的时长。解码器627使用COUNT来确定PWM低时间的合适保持时间(例如中间点)，同时Q2导通以为存储器605提供时钟以将经采样的值I_SMPL保持为I_S&H，I_S&H指示电感器电流。当PWM为高时，解码器612使用COUNT来跟踪t_{ON_NOM}和Δt_ON，并将I_OFF断言至适当电平以将下降电流I_DROOP调整一适当的偏置量I_OFS。当PWM超出当向上计数器619到达由解码器612确定的名义计数值时出现的名义时间量t_{ON_NOM}时，根据下面的方程调节I_OFS：I_OFS=(VIN-VOUT)·TS/(2·L)+Δt_ON·(VIN-VOUT)/L，其中“L”是输出电感器L的电感，而Δt_ON是与前面描述相同的固定增量时间周期。

图7是标绘出相对于图示为I0的零电平彼此重叠的电感器电流信号IL(与VIL对应)、I_SMPL、I_HOLD、I_OFS和I_DROOP以及PWM和MCK信号全部相对于时间的时序图。当PWM为高时，IL向上斜变直到PWM变低为止，例如图示为最初时间t0，在那里IL向回向下斜变。当PWM在时间t0变为低时，电感器电流的采样值I_SMPL跳变以反映IL的电平。当PWM为低时(由此为高)且IL向下斜变时，I_SMPL值跟随IL。当COUNT=((1-D)/2)·TS·F_CLK且PWM为低时，例如在时间t1所示那样，解码器627使DO脉冲至高，这也在时间t1使MCK脉冲至高。存储器605在时间t1将I_S&H断言成I_SMPL的经保持值，并且电流I_HOLD在循环的剩余部分保持指示I_S&H的值(并因此在时间t1的I_SMPL的保持值)。操作在时间t2所示的下一循环以这种方式重复，其中MCK在时间t2再度形成脉冲以将I_S&H保持在I_SMPL的值。如此，在PWM的导通时间t_ON不超出t_{ON_NOM}时，I_HOLD一般跟踪IL的平均值而没有负载瞬变。在这个时间内，电流I_DROOP一般跟随I_HOLD。

PWM信号在时间t3再次变高，并且在该循环内PWM在时间t4保持比t_{ON_NOM}多出增量时间t_ON，这指示负载插入瞬变。时间t4是相对于时间t3的时间t_{ON_NOM}+Δt_ON。在时间t4，I_OFS增加量I_DC+I_INC，其中I_DC是指示I_HOLD的最初DC量而I_INC是增量电流电平。因此在时间t4，I_DROOP从I_HOLD电平跳至I_HOLD+I_DC+I_INC的较高值，该较高值是在时间t4的IL的大约相同电平。当PWM对于每个附加增量时间Δt_ON保持导通时，另一增量电流量I_INC被加至I_OFS，如图中时间t5所示。由于I_DROOP=I_HOLD+I_OFS，I_DROOP增加相同的量。因此，在PWM保持高的同时I_DROOP和I_OFS均以阶梯方式增加，而I_HOLD在I_SMPL的最后一个保持值保持不变。因此，I_DROOP递增地增加以比I_HOLD更紧密地跟随IL。

在接下来的时间t6，PWM最后变低以使IL再次开始向下斜变。I_SMPL向上跳至IL的新电平并在其向下斜变时跟随IL，如前面描述的那样。I_DROOP在接近IL的峰值电平的位置暂时保持不变，直到MCK在时间t7再次脉冲至高为止。在时间t7，I_OFS向回变低至I0，I_HOLD跳至IL的新电平(它是I_SMPL在时间t7的电平)，而I_DROOP向下跳至I_HOLD的电平。I_HOLD，进而I_DROOP，均跟随IL的平均电平，直到下一负载瞬态事件为止。

在时间t6，IL背离I_HOLD达一显著量，由此I_HOLD暂时不准确地反映IL，直到接下来的时间t7为止。如图所示，在时间t4至时间t7之间，I_OFS与I_HOLD的相加允许I_DROOP更准确地跟随IL。尽管在图7中未明确示出，但是响应负载解除瞬变会发生相同的操作，在这种情形下I_OFS沿负方向阶梯变化以相对于I_HOLD减小I_DROOP以更准确地跟踪IL。

尽管已参照本发明的某些优选版本对本发明进行了足够详细的描述，然而也可考虑其它版本和变例。本领域内技术人员应当理解他们能轻易地使用所披露的理念和具体实施例作为设计和修正其它结构的基础以提供本发明相同的目的，而不脱离如下面权利要求书定义的本发明的精神和范围。

Claims (15)

1.一种用于开关模式调节器的预测性电流反馈系统，包括：

采样和保持网络，用于对所述调节器的功率开关两侧的电压进行采样并提供作为其指示的保持信号；以及

预测性电流反馈网络，所述预测性电流反馈网络基于由所述调节器形成的脉冲控制信号的脉宽的时长将偏置调节加至所述保持信号，

其中，所述偏置调节包括在所述脉宽期间对于每个预定的增量时间周期的预定增量偏置调节。

2.如权利要求1所述的预测性电流反馈系统，其特征在于，所述预测性电流反馈网络调节所述保持信号以提供通过所述调节器的输出电感器的电流的更准确判断。

3.如权利要求1所述的预测性电流反馈系统，其特征在于，所述脉冲控制信号在导通和截止之间来回切换，其中所述预测性电流反馈网络在所述脉冲控制信号导通的同时在第一名义时间周期的每个至少一个第一增量时间周期之后将第一偏置量加至所述保持信号，并且所述预测性电流反馈网络在所述脉冲控制信号截止的同时在第二名义时间周期后的每个至少一个第二增量时间周期后从所述保持信号减去第二偏置量。

4.如权利要求1所述的预测性电流反馈系统，其特征在于，所述脉冲控制信号在导通和截止之间来回切换，其中所述预测性电流反馈网络在所述脉冲控制信号导通的同时在第一名义时间周期之后将时变信号加至所述保持信号，并且所述采样和保持网络在所述脉冲控制信号截止的同时在第二名义时间周期之后跟随所述功率开关两侧的电压。

5.一种电子设备，包括：

调制器，所述调制器接收输出电压感测信号和电流感测信号并形成作为其指示的脉冲控制信号，用于控制开关调节器以调节输出电压；

采样和保持网络，用于对所述开关调节器的相节点的电压进行采样并提供作为其指示的保持信号；以及

预测性电流反馈网络，所述预测性电流反馈网络基于所述脉冲控制信号的脉宽时长提供偏置调节以调节所述保持信号，从而形成所述电流感测信号，

其中，所述预测性电流反馈网络被配置成在所述脉冲控制信号为高时在一名义时间周期之后对每个增量时间周期将一偏置递增地加至所述保持信号。

6.如权利要求5所述的电子设备，其特征在于，还包括：

输出节点，所述输出节点形成所述输出电压；以及

负载，所述负载耦合至所述输出节点。

7.如权利要求6所述的电子设备，其特征在于，所述负载包括耦合至存储器的处理器。

8.如权利要求5所述的电子设备，其特征在于:

所述开关调节器包括：

上端开关，所述上端开关耦合在输入电压节点和所述相节点之间；

下端开关，所述下端开关耦合在所述相节点和基准节点之间；

输出电感器，所述输出电感器耦合在所述相节点和输出节点之间，所述输出节点形成所述输出电压；并且

所述上端开关在所述脉冲控制信号为高时导通，并且所述下端开关在所述脉冲控制信号为低时导通；

其中所述采样和保持网络在所述脉冲控制信号为低时对所述下端开关两侧的电压进行采样，并形成作为其指示的所述保持信号。

9.一种为开关模式调节器提供预测性电流反馈的方法，包括：

在脉冲控制信号的第一状态期间对功率开关两侧的电压进行采样，并提供作为其指示的保持值；以及

响应于负载瞬变在所述脉冲控制信号的第二状态期间将偏置加至所述保持值，

其中，添加偏置包括在所述脉冲控制信号的第二状态期间在第一名义时间周期后的每个第一增量时间周期之后加上第一偏置值。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括在所述脉冲控制信号的第一状态期间在第二名义时间周期后的每个第二增量时间周期之后从所述保持值减去第二偏置值。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述提供保持值和所述将偏置加至所述保持值包括基于负载产生一下降控制信号以控制输出电压下降。

12.一种用于开关模式调节器的预测性电流反馈系统，包括：

采样和保持网络，用于对所述调节器的功率开关两侧的电压进行采样并提供作为其指示的保持信号；以及

预测性电流反馈网络，所述预测性电流反馈网络在由所述调节器形成的脉冲控制信号的脉宽中的一名义时间周期后的至少一个增量时间周期的每一个之后将一偏置量加至所述保持信号。

13.一种用于开关模式调节器的预测性电流反馈系统，包括：

采样和保持网络，用于对所述调节器的功率开关两侧的电压进行采样并提供作为其指示的保持信号；

预测性电流反馈网络，所述预测性电流反馈网络基于由所述调节器形成的脉冲控制信号的脉宽的时长将一偏置调节加至所述保持信号；以及

计数器网络，所述计数器网络提供指示所述脉冲控制信号的导通时间时长和截止时间时长的计数值；

其中，所述采样和保持网络包括第一解码器，所述第一解码器在所述截止时间时长期间基于所述计数值确定当所述脉冲控制信号为截止时何时保持经采样的值；并且

其中，所述预测性电流反馈网络包括第二解码器，所述第二解码器基于所述计数值确定在预定名义时间周期之后所述脉冲控制信号的所述导通时间时长何时超出每一个增量时间周期并提供作为其指示的相应的偏置值。

14.如权利要求13所述的预测性电流反馈系统，其特征在于：

所述采样和保持网络包括：

第一转换器，所述第一转换器将所述功率开关两侧的电压转换成采样值；

存储器，所述存储器接收所述采样值并响应来自所述第一解码器的保持指示而提供保持值；以及

第二转换器，所述第二转换器将所述保持值转换成保持电流；并且

其中，所述预测性电流反馈网络包括第三转换器，所述第三转换器将所述偏置值转换成偏置电流，所述偏置电流在所述脉冲控制信号的所述导通时间时长内被加至所述保持电流。

15.一种为开关模式调节器提供预测性电流反馈的方法，包括：

在脉冲控制信号的第一状态期间对功率开关两侧的电压进行采样并提供作为其指示的保持值；

响应于负载瞬变在所述脉冲控制信号的第二状态期间将一偏置加至所述保持值，其中，加上一偏置包括在所述脉冲控制信号的第二状态期间在第一名义时间周期之后将一时变偏置值加至所述保持值；以及

在所述脉冲控制信号的第一状态期间在第二名义时间周期之后跟随相节点的电压以调节所述保持值。