CN104753351B

CN104753351B - 一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法

Info

Publication number: CN104753351B
Application number: CN201510151371.4A
Authority: CN
Inventors: 张琦; 刘昭; 孙向东; 安少亮; 任碧莹; 张波; 赵双双
Original assignee: Xian University of Technology
Current assignee: GUANGDONG YUANJING ENERGY Co Ltd
Priority date: 2015-03-31
Filing date: 2015-03-31
Publication date: 2017-03-29
Anticipated expiration: 2035-03-31
Also published as: CN104753351A

Abstract

本发明公开了一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，通过上一时刻即(n‑1)T_S时刻的电感电流值i_L(n‑1)预测出下个时刻即nT_S时刻的电感电流值然后根据功率守恒，根据预测的nT_S时刻的电感电流值计算出nT_S时刻开关管的占空比；再依据稳态期望值，对计算结果进行收敛处理，通过预测值以及稳态预测值直接计算出相应开关管的控制占空比，从而得到最终开关管的占空比D_x(n)，产生占空比为D_x(n)的PWM波来控制开光管，实现对nT_S时刻电感电流的控制。本发明通过能量守恒得到占空比，而且通过能量守恒可以快速的计算出占空比，迅速跟踪给定，在给定突变时，也能快速的追踪给定，动态响应、控制精度明显提高。

Description

一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法

技术领域

本发明属于电力电子系统、电动汽车技术领域，具体涉及一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法。

背景技术

DC-DC变换器具有转换效率高、体积小、控制精度高等优点，被广泛应用于各个领域。而近年来，随着各国对电动汽车产业的大力发展，随之而来对周边产品的研发也逐渐受到大力的关注。尤其是如何有效的进行电动汽车电池充电，成为了人们热门的研究的问题。而且，近年来电动汽车电池不断的更新换代，新型高效的电池对充电装置的要求变得更加的严格。由于Buck电路控制简单，所占的空间体积小，而被广泛应用于充电电路中。

现如今，Buck电路控制有PI控制、重复控制、模糊控制等控制方法。但是大多数都采用PI控制技术，它的显著特点是其不依赖变换器的模型，而是只需根据控制变量的误差，通过动态调节开关管的占空比，实现对输出电压以及其它参数的控制。PI控制的优点是控制系统设计过程简单、适用性较好；缺点是输出反馈控制的设计是基于目标误差的控制而不是基于模型控制，动态响应特性较慢、控制效果较差，无法实现优化控制，无法满足开关电源日益提高的动态响应和控制精度的要求。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，解决了现有技术中存在的动态响应特性慢、控制精度差的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、采样Buck电路中的低压电压源的电压值v_L、高压电压源的电压值v_H、(n-1)T_S时刻的电感电流值i_L(n-1)、(n-1)T_S周期内开关管的占空比D_bu(n-1)，

其中，T_S为开关管的一个开关周期；

步骤2、判断nT_S时刻电感上的电流给定i_Lref(n)是否小于0，如果不小于0，转到步骤3；如果小于0，则nT_S周期内开关管的占空比D_x(n)＝0，转到步骤9；

步骤3、通过公式(1)计算nT_S时刻的电感电流预测值

其中，

L为电感值；

步骤4、判断是否成立，如果成立，转到步骤5；如果不成立，则nT_S周期内开关管的占空比D_x(n)＝1，转到步骤9；

步骤5、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

通过公式(1)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内开关管的占空比D_bu(n)：

其中，D_bt＝v_L/v_H；

步骤6、根据公式(5)计算w(n)：

判断w(n)≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤7；如果成立，则转到步骤8；

步骤7、根据公式(1)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内开关管的占空比D_bu(n)：

步骤8、根据公式(7)计算经过中值处理后的占空比D_x(n)：

其中，为nT_S周期内稳态时开关管的占空比；

步骤9、产生占空比为D_x(n)的PWM波来控制开关管。

本发明的特点还在于，

得到步骤5中公式(4)的具体过程为：

nT_S周期内开关管开通过程中电感电流的增量Δi_L+为：

其中，i_Lmax(n)为nT_S周期内电感电流的最大值，

开关管开通过程中流过的电流平均值为：

在理想状态下，开关开通的时候，v_H释放能量，它所释放的能量E_on为：

v_H释放能量的能量一部分储存在电感中，表现为周期内电感电流的变化量，这一部分能量用ΔE_L表示为：

另一部分供负载消耗表现为向v_L端充电，单周期内负载消耗的能量E_vL为：

在理想状态下，及忽略各种损耗，根据能量守恒得：

E_on＝ΔE_L+E_vL (13)

即得：

当开关管关断后，由于电感电流的连续性，电感将通过二极管向负载供电，所以电感中的电流将自然下降。在这一阶段电感电流的衰减值Δi_L-为：

在nT_S周期至(n+1)T_S周期内，电感电流由i_L(n)转变为i_L(n+1)，则通过公式(8)和公式(15)得到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)：

由于二极管的反向关断特性，电感电流无法连续衰减至负值，则i_L(n+1)存在一个不连续点，表达式为：

将式(17)转换为：

当w(n)≥0时，将公式(16)代入公式(14)得：

当满足

即

时，公式(19)有解，解即为：

得到步骤7中公式(6)的具体过程为：

当w(n)＜0时即i_L(n+1)＝0代入公式(14)得：

当满足

即

时，公式(22)有解，解即为：

步骤1中Buck电路包括低压电压源v_L，低压电压源v_L的负极分别与高压电压源v_H的负极、二极管D的正极连接，高压电压源v_H的正极连接开关管S的集电极，开关管S的发射极分别连接二极管D的负极、电感L。

开关管S为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

本发明的有益效果是：

①传统的建模分析都是基于CCM和DCM两种工作模式，而且占空比的获得通常根据小信号分析得来，本发明则通过总结DCM、CCM、稳态和动态等具体状态，并进行整体分类，依据能量守恒得到占空比，再依据稳态期望值，对计算结果进行收敛处理，通过预测值以及稳态预测值直接计算出相应开关管的控制占空比，从而得到最终开关管的占空比，实现对电感电流的控制。

②本发明依据能量守恒的规律可以快速的计算出开关管的占空比。不加收敛时，1个开关周期就能跟踪给定；加收敛时，2个开关周期就能跟踪给定。在给定突变时，也能快速的追踪给定，动态响应、控制精度明显提高。

附图说明

图1是本发明中Buck电路简图；

图2是本发明中Buck电路的电感电流动态波形图；

图3是本发明中单周期内Buck电路电感电流的七种工作模式图；

图4是本发明中单开关周期内开关管电流波形示意图；

图5是本发明电感电流预测控制方法的流程图；

图6是本发明中采样值不同时的电感电流波形图；

图7是本发明中稳态时的电感电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

如图1所示为本发明Buck电路图，Buck电路包括低压电压源v_L(低压电压源一般为蓄电池或超级电容)，低压电压源v_L的负极分别与高压电压源v_H(一般为直流母线并联的支撑电容的电压，由于电容电压不能突变，所以短时间内可以看成一个电压源)的负极、二极管D的正极连接，高压电压源v_H的正极连接开关管S的集电极，开关管S的发射极分别连接二极管D的负极、电感L。

其中开关管S为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

如图2所示为Buck电路中电感电流的动态波形，其中，i_L(n)为电感在开关管开通动作时刻nT_S(T_S为开关管的一个开关周期)的电流，T_s为开关管的一个开关周期，D_bu为开关的占空比。

Buck通常以CCM、DCM描述开关电路的稳态工作模式，这种划分下忽略了电路的动态工作过程，如图3所示为单周期内电感电流的七种工作模式图，七种工作模式表征Buck电路的工作模式。

在开关管开通过程中，流经开关管的电流如图4所示。其中Δi_L+为nT_S周期内开关管开通过程中电感电流的增量，由公式(8)表示为：

其中，i_Lmax(n)为nT_S周期内电感电流的最大值，

开关管开通过程中流过的电流平均值为：

在理想状态下，及忽略各种损耗，根据能量守恒得：

E_on＝ΔE_L+E_vL (13)

即得：

当开关管关断后，由于电感电流的连续性，电感将通过二极管向负载供电，所以电感中的电流将自然下降，在这一阶段电感电流的衰减值Δi_L-为：

将式(17)转换为：

当w(n)≥0时，将公式(16)代入公式(14)得：

当满足

即

时，公式(19)有解，解即为：

从公式(21)中得出，当占空比为1时公式(21)中的等号才成立，所以在限定占空比小于1的条件下，公式(19)必然有解；当公式(21)不成立时即说明单周期内无法实现所给定的电流值，需要多周期完成，直接将给定占空比设为上限值。

当w(n)＜0时即i_L(n+1)＝0代入公式(14)得：

当满足

即

时，公式(22)有解，解即为：

由于平均电感电流恒大于等于0，故由式(24)可知方程(22)一定有解，则只需满足w(n)＜0，就可以用上式计算占空比。

由于现有的数字信号处理(DSP)单位延迟无法避免，所以必须在周期开始前计算出占空比，因此需要预测nT_S时刻的电感电流

本发明用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，具体按照以下步骤实施，如图5所示：

步骤1、采样Buck电路中的低压电压源的电压值v_L、高压电压源的电压值v_H、(n-1)T_S时刻的电感电流值i_L(n-1)、(n-1)T_S周期内开关管的占空比D_bu(n-1)；

步骤2、判断nT_S时刻电感上的电流给定i_Lref(n)是否小于0，如果不小于0，转到步骤3；如果小于0，则nT_S周期内开关管的占空比D_x(n)＝1，转到步骤9；

步骤3、通过公式(1)计算nT_S时刻的电感电流预测值

其中，

L为电感值，T_S为开关管的一个开关周期；

通过公式(1)中得到的电感电流预测值代入公式(19)得出的解中，可以得到nT_S周期内开关管的占空比D_bu(n)：

其中，D_bt＝v_L/v_H；

步骤6、根据公式(5)计算w(n)：

步骤7、根据公式(1)中得到的电感电流预测值代入公式(23)得到的解中，计算nT_S周期内开关管的占空比D_bu(n)：

如果采样的电感电流的初始值不同，则可能出现如图6所示的情况，即出现电感电流不收敛的问题。

步骤8、为了解决电感电流不收敛的问题，只需取nT_S周期内开关管的占空比D_bu(n)与稳态时刻开关管的占空比D_z(n)的平均值D_x(n)，即根据公式(7)计算D_x(n)：

开关管达到稳态时，电感电流的波形如图7所示，即

Δi_L+＝-Δi_L-，

可得：nT_S周期内稳态时开关管的占空比D_z(n)为：

步骤9、产生占空比为D_x(n)的PWM波来控制开关管。

本发明通过能量守恒得到占空比，而且通过能量守恒可以快速的计算出占空比，迅速跟踪给定，在给定突变时，也能快速的追踪给定，动态响应、控制精度明显提高。

Claims

1.一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1、采样非隔离充电Buck电路中的低压电压源的电压值v_L、高压电压源的电压值v_H、(n-1)T_S时刻的电感电流值i_L(n-1)、(n-1)T_S周期内开关管的占空比D_bu(n-1)，

其中，T_S为开关管的一个开关周期；

步骤3、通过公式(1)计算nT_S时刻的电感电流预测值

{\hat{i}}_{L} (n) = \{\begin{matrix} w (n - 1), & w (n - 1) &GreaterEqual; 0 \\ 0, & w (n - 1) < 0 \end{matrix} - - - (1)

其中，

w (n - 1) = i_{L} (n - 1) + \frac{1}{L} \cdot T_{S} \cdot (v_{H} \cdot D_{b u} (n - 1) - v_{L}) - - - (2)

L为电感值；

{\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n) = i_{L r e f} (n) - - - (3)

D_{b u} (n) = 1 - \sqrt{1 - D_{b t} - \frac{2 L \cdot [{\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n) - {\hat{i}}_{L} (n)]}{v_{H} \cdot T_{S}}} - - - (4)

其中，D_bt＝v_L/v_H；

步骤6、根据公式(5)计算w(n)：

w (n) = {\hat{i}}_{L} (n) + \frac{1}{L} \cdot T_{S} \cdot (v_{H} \cdot D_{b u} (n) - v_{L}) - - - (5)

D_{b u} (n) = \frac{- L \cdot {\hat{i}}_{L} (n)}{(v_{H} - v_{L}) \cdot T_{S}} + \frac{\sqrt{D_{b t} \cdot [L^{2} \cdot {\hat{i}}_{L}^{2} (n) + 2 L \cdot T_{S} \cdot (v_{H} - v_{L}) \cdot {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n)]}}{(v_{H} - v_{L}) \cdot T_{S}} - - - (6)

步骤8、根据公式(7)计算经过中值处理后的占空比D_x(n)：

D_{x} (n) = \frac{1}{2} (D_{b u} (n) + D_{z} (n)) - - - (7)

其中，为nT_S周期内稳态时开关管的占空比；

步骤9、产生占空比为D_x(n)的PWM波来控制开关管；

所述步骤1中Buck电路包括低压电压源v_L，低压电压源v_L的负极分别与高压电压源v_H的负极、二极管D的正极连接，高压电压源v_H的正极连接开关管S的集电极，开关管S的发射极分别连接二极管D的负极、电感L。

2.根据权利要求1所述的一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，其特征在于，得到所述步骤5中公式(4)的具体过程为：

nT_S周期内开关管开通过程中电感电流的增量Δi_L+为：

{Δi}_{L +} = i_{L m a x} (n) - i_{L} (n) = \frac{1}{L} (v_{H} - v_{L}) \cdot D_{b u} (n) \cdot T_{S} - - - (8)

其中，i_Lmax(n)为nT_S周期内电感电流的最大值，

开关管开通过程中流过的电流平均值为：

\overset{&OverBar;}{i_{o n}} = i_{L} (n) + \frac{1}{2} {Δi}_{L +} - - - (9)

E_{o n} = v_{H} \cdot \overset{&OverBar;}{i_{o n}} \cdot D_{b u} (n) \cdot T_{S} - - - (10)

{ΔE}_{L} = \frac{1}{2} L [{i_{L}}^{2} (n + 1) - {i_{L}}^{2} (n)] - - - (11)

E_{v_{L}} = v_{L} \cdot {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n) \cdot T_{S} - - - (12)

在理想状态下，及忽略各种损耗，根据能量守恒得：

E_on＝ΔE_L+E_vL (13)

即得：

{\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n) = \frac{L \cdot [{i_{L}}^{2} (n) - {i_{L}}^{2} (n + 1)]}{2 \cdot v_{L} \cdot T_{S}} + \frac{v_{H}}{v_{L}} \cdot D_{b u} (n) \cdot i_{L} (n) + \frac{1}{2 L} \cdot \frac{v_{H}}{v_{L}} \cdot (v_{H} - v_{L}) \cdot {D^{2}}_{b u} (n) \cdot T_{S} - - - (14)

{Δi}_{L -} = \frac{1}{L} (- v_{L}) \cdot (1 - D_{b u} (n)) \cdot T_{S} - - - (15)

i_{L} (n + 1) = i_{L} (n) + {Δi}_{L +} + {Δi}_{L -} = i_{L} (n) + \frac{1}{L} \cdot T_{S} \cdot (v_{H} \cdot D_{b u} (n) - v_{L}) = w (n) - - - (16)

i_{L} (n + 1) = \{\begin{matrix} w (n), & w (n) &GreaterEqual; 0 \\ 0, & w (n) < 0 \end{matrix} - - - (17)

将式(17)转换为：

i_{L} (n + 1) = \{\begin{matrix} w (n), & D_{b u} (n) &GreaterEqual; D_{b t} - \frac{L \cdot i_{L} (n)}{v_{H} \cdot T_{s}} \\ 0, & D_{b u} (n) < D_{b t} - \frac{L \cdot i_{L} (n)}{v_{H} \cdot T_{s}} \end{matrix} - - - (18)

当w(n)≥0时，将公式(16)代入公式(14)得：

v_{H} \cdot T_{S} \cdot {D^{2}}_{b u} (n) - 2 T_{S} \cdot v_{H} \cdot D_{b u} (n) + T_{S} \cdot v_{L} - 2 L [i_{L} (n) - {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n)] = 0 - - - (19)

当满足

4 {[({v_{H}}^{2} - v_{H} \cdot v_{L}) \cdot T_{S}^{2} + 2 L \cdot v_{H} \cdot T_{S} [i_{L} (n) - {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n)]]} &GreaterEqual; 0 - - - (20)

即

时，公式(19)有解，解即为：

D_{b u} (n) = 1 - \sqrt{1 - D_{b t} - \frac{2 L \cdot [{\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n) - i_{L} (n)]}{v_{H} \cdot T_{S}}} .

3.根据权利要求2所述的一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，其特征在于，得到所述步骤7中公式(6)的具体过程为：

当w(n)＜0时即i_L(n+1)＝0代入公式(14)得：

v_{H} \cdot (v_{H} - v_{L}) \cdot T_{S}^{2} \cdot {D^{2}}_{b u} (n) + 2 L \cdot v_{H} \cdot T_{S} \cdot i_{L} (n) \cdot D_{b u} (n) + L^{2} \cdot {i_{L}}^{2} (n) - 2 L \cdot T_{S} \cdot v_{L} \cdot {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n) = 0 - - - (22)

当满足

4 \cdot v_{H} \cdot v_{L} \cdot T_{S}^{2} \cdot [L^{2} \cdot {i_{L}}^{2} (n) + 2 L \cdot T_{S} \cdot (v_{H} - v_{L}) \cdot {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n)] &GreaterEqual; 0 - - - (23)

即

时，公式(22)有解，解即为：

D_{b u} (n) = \frac{- L \cdot i_{L} (n)}{(v_{H} - v_{L}) \cdot T_{S}} + \frac{\sqrt{D_{b t} \cdot [L^{2} \cdot {i_{L}}^{2} (n) + 2 L \cdot T_{S} \cdot (v_{H} - v_{L}) \cdot {\overset{&OverBar;}{i}}_{L} (n)]}}{(v_{H} - v_{L}) \cdot T_{S}} .

4.根据权利要求3所述的一种用于非隔离充电Buck电路中电感电流预测控制方法，其特征在于，所述开关管S为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。