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CN115664169A - 一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法 - Google Patents

一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法 Download PDF

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CN115664169A
CN115664169A CN202211332218.8A CN202211332218A CN115664169A CN 115664169 A CN115664169 A CN 115664169A CN 202211332218 A CN202211332218 A CN 202211332218A CN 115664169 A CN115664169 A CN 115664169A
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CN202211332218.8A
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华科
田伟
周卫东
王学申
邵京伟
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State Grid Heilongjiang Electric Power Co Ltd
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State Grid Heilongjiang Electric Power Co Ltd
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Abstract

本发明提出一种针对双向四开关Buck‑Boost的准峰值电流控制方法。此方法基于对输入电压、输出电压以及电感电流的实时采样和比较，可以在全负载范围和输入电压范围下，实现四个开关管的零电压开通，同时主功率电感电流具有较低的有效值，有利于四开关Buck‑Boost变换器的效率、功率密度的提升，对于其他四开关变换器的控制策略的研究也具有普遍的借鉴意义。

Description

一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法
技术领域
本发明属于变换器控制技术领域，特别是涉及一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法。
背景技术
随着光伏、电动汽车、数据中心等领域的快速发展，对宽电压输入范围、高效率的DC-DC变换器需求越来越大，同时，光伏系统和电动汽车系统中较宽电池电压范围的充放电也需要性能优良的双向DC-DC变换器。在这些应用中，可能需要不同的电压轨以面对不同情况，例如在光伏储能系统中，蓄电池组的电压会在白天不断储能而升高，在夜间会随着放电续航而降低，电池电压的范围较宽。大多数时候，工程师们都将蓄电池组的充放电电压范围设置于低于MPPT输出母线电压，这样可采用降压充电和升压放电方式。然而，常规的2开关buck-boost变换器难于实现全范围软开关，效率受到限制。
目前能够实现升降压功能的变换器主要有Buck-Boost变换器、Cuk变换器、Sepic变换器以及Zeta变换器，但是传统Buck-Boost变换器和Cuk变换器的输出电压的极性与输入电压极性相反，从而限制了其应用场合；Cuk变换器、Sepic变换器和Zeta变换器拓扑中使用一个以上的功率电感和电容，使得电路结构较为复杂，不利于电源功率密度的提升。
相比之下，四开关Buck-Boost变换器仅使用一个功率电感就可以实现升降压，并且具有输入输出电压极性相同以及功率器件电压应力低等优势，同时可以实现电能的双向变换。因此四开关Buck-Boost变换器在燃料电池电力系统、电动汽车充电机、光伏直流微网等工业场合得到了广泛应用。然而四开关Buck-Boost开关管数量多，相较与传统变换器控制策略复杂，现有的控制方法主要存在如下问题：
(1)控制方法的工作模式依赖于输入电压与输出电压的比较，无法实现升降压的无缝切换，在输入电压接近输出电压的场合需要频繁进行切换，导致系统稳定性降低。
(2)难以在全负载、全输入电压范围内实现软开关，随开关频率的提高，开关损耗增大。
(3)采用四边形电流控制时，控制参数依赖于控制器的实时计算，且参数表达式复杂，控制器计算量大，限制了其控制系统带宽的进一步提升。
发明内容
本发明目的是为了解决现有技术中的问题。本发明提出了一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法，根据FSBB的开关管开通和关断状态，将其开关周期分为四个阶段：储能阶段D-A、直连阶段A-B、释能阶段B-C和钳位阶段C-D；
节点A的时刻由电感电流与电压调节器的输出Verr比较的结果决定，当电感电流超过Verr时，Q3导通Q4关断，变换器由储能阶段D-A进入直连阶段A-B；节点B的时刻由电压调节器的输出Verr和比例系数k共同决定，其满足：
T1+T2＝Verr·k (1)
其中T1、T2分别为储能阶段和直连阶段的时间；Verr为电压调节器的输出；k为比例系数，所述T1+T2是Q1在一个周期内的导通时间，从而通过控制Q1的导通时间实现了对B点电流的间接控制，由此可以得到A点与B点电感电流的表达式：
Figure BDA0003913940250000021
由式(2)可知，当k、Vin、Vo、L一定时，IA和IB的大小只与Verr有关；由于IA和IB在升压模式和降压模式下分别为电感的峰值电流，故把这种控制方式称为准峰值电流控制。
进一步地，在变换器正常工作状态下，A、B、C、D四个开关时刻均应满足ZVS条件且C-D段时间尽量短以减少损耗和无功交换，在最理想状态下C-D时间接近于零，此时变换器工作在准临界连续模式。
进一步地，所述准峰值电流控制方法能够在全负载范围以及全输入电压范围内实现所有开关管的软开关，在实现过程中采用硬件比较器产生触发信号并由FPGA进行处理，所述处理具体为：
利用外部信号调理电路以及ADC转换芯片对电感电流以及输出电压进行采样，电压采样信号与给定信号做差产生误差信号，误差信号经过PI补偿环节生成电压环输出，并通过DAC转换芯片输出阈值电压到各路比较器，与电感电流信号进行比较，比较器的输出信号输入进FPGA作为各个开关管的控制依据，FPGA根据程序生成逻辑电路，实现对各个开关管的控制。
进一步地，要完全实现每一个开关管的零电压开通，需满足：
Figure BDA0003913940250000031
其中Coss为MOSFET的输出电容，tdead为死区时间，Vin为输入电压，Vout为输出电压。
进一步地，无论是在升压还是降压状态，A点电流恒等于Verr，要实现A点的软开关，需满足IA≥Izvs，于是将A点电流改写为：
IA＝max(Verr,Izvs) (4)。
进一步地，对于B点电流，在降压模式下IB≥IA，故当A点能实现软开关时，B点一定能实现软开关；在升压模式下，IB有可能因为T1+T2太长而低于Izvs，故在控制逻辑中，将IL与Izvs比较，当IL＝Izvs时，强制关闭Q1开启Q3以保证Q3零电压开通的实现。
进一步地，对于C点和D点，在理想状态下，电路工作在准临界导通模式，此时T4时间为零，从而使电感的反向电流最小，以提高变换器效率，此时C点和D点变成同一个点，即Q2关断Q1导通的同时Q3关断Q4导通；要实现Q1和Q4的零电压开通，需满足IC(D)≤-Izvs；在控制逻辑中，将IL与Izvs比较，当IL＝-Izvs时，触发C(D)点的控制操作。
本发明的有益效果为：
(1)能够在全负载范围内实现软开关，有利于四开关Buck-Boost变换器效率、开关频率以及功率密度的进一步提升。
(2)在控制过程中，无需对输入输出电压进行比较，能够实现升降压模态的无缝切换，提高了系统的稳定性。
(3)给四开关Buck-Boost变换器的研究人员提供新的控制方法和思路，推动了此拓扑在直流微网、电动汽车、储能等领域的广泛应用。
附图说明
图1为四开关buck-boost功率部分示意图；
图2为四开关buck-boost关键波形图；
图3为升压状态电感电流波形图；
图4为降压状态电感电流波形图；
图5为60V输入下电感电流仿真波形图；
图6为40V输入下电感电流仿真波形图；
图7为轻载条件下电感电流仿真波形图；
图8为满载条件下电感电流仿真波形图；
图9为控制系统整体架构图；
图10为FPGA内部逻辑框图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
由于该变换器的拓扑是对称的，所以下面通过一个方向的调制方法为例介绍该双向变换器的控制方法。针对双向四开关Buck-Boost变换器，本发明提出了一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法。此方法基于对输入电压、输出电压以及电感电流的实时采样和比较，可以在全负载范围和输入电压范围下，实现四个开关管的零电压开通，同时主功率电感电流具有较低的有效值，有利于四开关Buck-Boost变换器的效率、功率密度的提升，对于其他四开关变换器的控制策略的研究也具有普遍的借鉴意义。
结合图1-图10，本发明提出一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法，根据FSBB的开关管开通和关断状态，将其开关周期分为四个阶段：储能阶段D-A、直连阶段A-B、释能阶段B-C和钳位阶段C-D；在变换器正常工作状态下，A、B、C、D四个开关时刻均应满足ZVS条件且C-D段时间尽量短以减少损耗和无功交换，在最理想状态下C-D时间接近于零，此时变换器工作在准临界连续模式。
传统的峰值电流控制通过将电感电流与电压调节器的输出进行比较，在电感电流超过电压调节器输出时将主开关管关断以实现对电感电流峰值的控制，即电压环输出作为电感电流峰值的给定。但此方法在FSBB拓扑中并不适用，因为FSBB中存在着两组互补的开关管，当FSBB工作在升压或降压不同状态时，其电感电流最大值点会随着模态的切换而发生变化，如图3和图4所示，在升压状态下，电感电流峰值出现在A点，而在降压状态下电感电流峰值出现在B点，如果只是单独控制着两点中的某一点，势必会出现问题。由此，本发明提出一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法，利用电压环的输出，同时控制这两点的电流。
本发明在传统峰值电流控制的基础上，提出了准峰值电流控制，即节点A的时刻由电感电流与电压调节器的输出Verr比较的结果决定，当电感电流超过Verr时，Q3导通Q4关断，变换器由储能阶段D-A进入直连阶段A-B；节点B的时刻由电压调节器的输出Verr和比例系数k共同决定，其满足：
T1+T2＝Verr·k (1)
其中T1、T2分别为储能阶段和直连阶段的时间；Verr为电压调节器的输出；k为比例系数，所述T1+T2是Q1在一个周期内的导通时间，从而通过控制Q1的导通时间实现了对B点电流的间接控制，由此可以得到A点与B点电感电流的表达式：
Figure BDA0003913940250000051
由式(2)可知，当k、Vin、Vo、L一定时，IA和IB的大小只与Verr有关；由于IA和IB在升压模式和降压模式下分别为电感的峰值电流，故把这种控制方式称为准峰值电流控制。
FSBB变换器关键波形如图2所示，在同一桥臂上下管切换时的死区时间，由电感中的电流给MOSFET的输出电容(Coss)充放电，这就要求电感中有足够的能量。要完全实现每一个开关管的零电压开通，需满足：
Figure BDA0003913940250000052
其中Coss为MOSFET的输出电容，tdead为死区时间，Vin为输入电压，Vout为输出电压。
无论是在升压还是降压状态，A点电流恒等于Verr，要实现A点的软开关，需满足IA≥Izvs，于是将A点电流改写为：
IA＝max(Verr,Izvs) (4)。
对于B点电流，在降压模式下IB≥IA，故当A点能实现软开关时，B点一定能实现软开关；在升压模式下，IB有可能因为T1+T2太长而低于Izvs，故在控制逻辑中，将IL与Izvs比较，当IL＝Izvs时，强制关闭Q1开启Q3以保证Q3零电压开通的实现。
对于C点和D点，在理想状态下，电路工作在准临界导通模式，此时T4时间为零，从而使电感的反向电流最小，以提高变换器效率，此时C点和D点变成同一个点，即Q2关断Q1导通的同时Q3关断Q4导通；要实现Q1和Q4的零电压开通，需满足IC(D)≤-Izvs；在控制逻辑中，将IL与Izvs比较，当IL＝-Izvs时，触发C(D)点的控制操作。
根据本发明提出的控制方法，利用PSIM软件对40～60V输入，48V输出的四开关Buck-Boost电路进行了仿真。图5和图6分别为在60V和40V输入下FSBB主功率电感电流(IL)与电压环输出Verr仿真波形。从图中可以看出，当IL到达Verr时，Q3开通Q4关断，电感电流进入AB段，准峰值电流控制得以实现。在整个周期中IA和IB均大于Izvs，IC(ID)小于-Izvs，实现了所有开关管的软开关。
图7、图8分别为轻载(10％full-load)和满载条件下FSBB电感电流仿真波形，从图中可知，在轻载模式下，电感电流进入准断续模式，此时开关频率为1.23MHz，40V输入满载工况下，此时开关频率为775KHz，开关频率随输入电压以及负载的变化而变化，且在满载状态下始终保持负向电流恰好满足软开关条件且钳位阶段时间接近于零，保证了电感电流具有较低的有效值，从而提高了变换器效率。
通过仿真证明，本发明所述的针对四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法，能够在全负载范围以及全输入电压范围内实现所有开关管的软开关，并且电感电流具有较低的有效值，有利于四开关Buck-Boost变换器效率和功率密度的提高。
本发明基于EP4CE10F17C8N FPGA，实现四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法。图9为控制系统整体架构图。图10为FPGA内部逻辑框图。
所述准峰值电流控制方法能够在全负载范围以及全输入电压范围内实现所有开关管的软开关，在实现过程中采用硬件比较器产生触发信号并由FPGA进行处理，所述处理具体为：
利用外部信号调理电路以及ADC转换芯片对电感电流以及输出电压进行采样，电压采样信号与给定信号做差产生误差信号，误差信号经过PI补偿环节生成电压环输出，并通过DAC转换芯片输出阈值电压到各路比较器，与电感电流信号进行比较，比较器的输出信号输入进FPGA作为各个开关管的控制依据，FPGA根据程序生成逻辑电路，实现对各个开关管的控制。
以上对本发明所提出的一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种针对双向四开关Buck-Boost的准峰值电流控制方法，其特征在于，根据FSBB的开关管开通和关断状态，将其开关周期分为四个阶段：储能阶段D-A、直连阶段A-B、释能阶段B-C和钳位阶段C-D；
节点A的时刻由电感电流与电压调节器的输出Verr比较的结果决定，当电感电流超过Verr时，Q3导通Q4关断，变换器由储能阶段D-A进入直连阶段A-B；节点B的时刻由电压调节器的输出Verr和比例系数k共同决定，其满足：
T1+T2＝Verr·k (1)
其中T1、T2分别为储能阶段和直连阶段的时间；Verr为电压调节器的输出；k为比例系数，所述T1+T2是Q1在一个周期内的导通时间，从而通过控制Q1的导通时间实现了对B点电流的间接控制，由此可以得到A点与B点电感电流的表达式：
Figure FDA0003913940240000011
由式(2)可知，当k、Vin、Vo、L一定时，IA和IB的大小只与Verr有关；由于IA和IB在升压模式和降压模式下分别为电感的峰值电流，故把这种控制方式称为准峰值电流控制。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在变换器正常工作状态下，A、B、C、D四个开关时刻均应满足ZVS条件且C-D段时间尽量短以减少损耗和无功交换，在最理想状态下C-D时间接近于零，此时变换器工作在准临界连续模式。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述准峰值电流控制方法能够在全负载范围以及全输入电压范围内实现所有开关管的软开关，在实现过程中采用硬件比较器产生触发信号并由FPGA进行处理，所述处理具体为：
利用外部信号调理电路以及ADC转换芯片对电感电流以及输出电压进行采样，电压采样信号与给定信号做差产生误差信号，误差信号经过PI补偿环节生成电压环输出，并通过DAC转换芯片输出阈值电压到各路比较器，与电感电流信号进行比较，比较器的输出信号输入进FPGA作为各个开关管的控制依据，FPGA根据程序生成逻辑电路，实现对各个开关管的控制。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，要完全实现每一个开关管的零电压开通，需满足：
Figure FDA0003913940240000021
其中Coss为MOSFET的输出电容，tdead为死区时间，Vin为输入电压，Vout为输出电压。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，无论是在升压还是降压状态，A点电流恒等于Verr，要实现A点的软开关，需满足IA≥Izvs，于是将A点电流改写为：
IA＝max(Verr,Izvs)(4)。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，对于B点电流，在降压模式下IB≥IA，故当A点能实现软开关时，B点一定能实现软开关；在升压模式下，IB有可能因为T1+T2太长而低于Izvs，故在控制逻辑中，将IL与Izvs比较，当IL＝Izvs时，强制关闭Q1开启Q3以保证Q3零电压开通的实现。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，对于C点和D点，在理想状态下，电路工作在准临界导通模式，此时T4时间为零，从而使电感的反向电流最小，以提高变换器效率，此时C点和D点变成同一个点，即Q2关断Q1导通的同时Q3关断Q4导通；要实现Q1和Q4的零电压开通，需满足IC(D)≤-Izvs；在控制逻辑中，将IL与Izvs比较，当IL＝-Izvs时，触发C(D)点的控制操作。
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