CN110768528B - 一种用于非反向Buck-Boost电路工作模式平滑切换的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于非反向Buck‑Boost电路工作模式平滑切换的控制方法，包括：根据输出电压指令值、输入电压测量值与电路上一控制周期模式判定电路当前应采用的工作模式；根据非反向Buck‑Boost电路的数学模型和模式切换特征所设计的，可在工作模式切换时对电感电流指令值进行补偿的自动电压调节模块；根据非反向Buck‑Boost电路的数学模型设计自动电感电流调节模块。由此，通过该控制方法可以实现NIBB电路工作模式的平滑切换。

Description

一种用于非反向Buck-Boost电路工作模式平滑切换的控制 方法

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器控制技术领域，特别是涉及非反向Buck-Boost变换器的模式平滑切换控制策略。

背景技术

非反向Buck-Boost变换器(non-inverting Buck-Boost converter，NIBB)是一种既能实现升压变换，又能实现降压变换的非隔离式DC-DC变换器，近年来广泛应用于光伏发电并网系统、电动汽车充电系统、燃料电池并网系统、不间断供电系统、小功率电源、功率因数校正变换器等应用场合。相比于传统Buck-Boost变换器和

变换器，非反向Buck-Boost变换器的输入输出电压极性相同，从而使得NIBB变换器辅助电源和驱动电路系统较为简单；相比于Zeta变换器、Sepic变换器，NIBB变换器所使用的电感电容等无源元件数量较少，更易于提高功率密度。此外，NIBB变换器两个桥臂的开关管的电压应力分别为输入电压和输出电压，均低于上文所提到的4种变换器。这些特点使得NIBB变换器在开关器件电应力、功率损耗、成本、无源元件体积等方面均具有优势。

本发明的控制对象是NIBB变换器，图1所示即为NIBB电路拓扑结构示意图。设变换器输入端桥臂(下文称为Buck桥臂)的开关函数为S₁，这个桥臂中开关管Q₁的占空比为d₁；变换器输出端桥臂(下文称为Boost桥臂)的开关函数为S₂，这个桥臂中开关管Q₃的占空比为d₂。根据理论推导，可以得到在理想状态下，NIBB电路满足如下所示微分方程：

同时可以求解出NIBB电路的直流工作点为：

由以上各式可知，随着Buck桥臂和Boost桥臂的占空比组合不同，NIBB电路具有多种不同的运行模式，在不同的运行模式下，电路具有不同的特性。在实际应用中，考虑到效率问题，往往使得NIBB电路的直流电压增益大于1时，工作在d₂≡1的模式，下文称之为Boost模式；使得NIBB电路的直流电压增益小于1时，工作在d₁≡1的模式，下文称之为Buck模式。在Boost模式与Buck模式的切换点，NIBB电路中各个开关器件的占空比都将非常接近1。受最小脉宽问题的影响，电路中开关器件的占空比最小只能达到根据开关管特性所设定的最小占空比D_min，占空比最大只能达到根据开关管特性所设定的最大占空比1-D_min，因此在NIBB电路的直流增益非常接近1时，一般会使得NIBB电路工作在准Boost模式或准Buck模式。其中准Boost模式时，NIBB电路的直流增益大于1，d₂≡1-D_min；准Buck模式时，NIBB电路的直流增益小于1，d₁≡1-D_min。可以通过理论推导得到，当NIBB电路的直流电压增益相同、连接相同的电源和负载时，当电路处于Buck模式时，NIBB电路的电感电流平均值是其处于准Buck模式时的1-D_min倍；类似地，当电路处于Boost模式时，NIBB电路的电感电流平均值是其处于准Buck模式时的1-D_min倍。由于NIBB电路在上述多种工作模式之间发生切换时大多数都伴随着占空比的跳变，往往会对系统的输出电压、输出电流造成扰动，影响电路的性能。

相比于传统的单模态DC-DC变换器，这种模式切换问题使得NIBB电路的控制策略变得更加复杂。因此，如何实现不同工作模式之间的平滑切换成为了NIBB电路研究领域的一个重要问题。

通常解决这一问题的控制方法是找到某个在Buck模式、Boost模式中都具有的变量，并且该变量在模式切换的时候仍然保持连续，然后使用统一的PI控制策略对该变量进行控制，从而实现模式的平滑切换。此类方法的弊端在于，NIBB电路的Buck模式和Boost模式系统结构具有很大区别，Boost模式时NIBB电路变为一个非线性系统，并且当负载具有正阻抗特性时，系统从直流电压增益到输出电压的传递函数具有一个右半平面零点，这使得Boost模式下采用PI控制时系统整体的闭环传递函数非常容易出现右半平面的极点，导致PI参数非常难以整定，很难找到一套通用的PI参数使得控制系统在Buck模式、Boost模式下都具有良好的性能。

针对现有技术对非反向Buck-Boost变换器在工作模式切换时控制性能差，并且难以实现大范围控制性能良好的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

本发明的目的在于设计一种能够以更好的性能实现NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法，通过选择合适的占空比组合，针对不同工作模式设计不同的控制策略，采用电感电流指令值补偿等方式，实现NIBB电路的工作模式平滑切换，并且实现大范围控制性能良好。

本发明提供一种针对非反向Buck-Boost电路的控制方法，以解决现有技术未考虑NIBB电路的非线性特性导致的工作模式切换时控制性能差的问题，所述的控制方法包括以下几个步骤：

通过模式判定模块判定当前控制周期中NIBB电路所处的工作模式。模式判定模块的输入量包括NIBB电路的输入电压u_i，NIBB电路的输出电压指令值u_ref；模式判定模块的输出量为NIBB电路的工作模式。该模块采集NIBB电路的输入电压和输出电压指令值，并根据上一控制周期中NIBB电路所处的模式，判定当前控制周期中NIBB电路应该处于的工作模式。

通过自动电压调节模块(AVR)自动调节电压输出所需的NIBB电路的电感电流指令值i_Lref。自动电压调节模块的输入量包括NIBB电路的输出电压u_o，NIBB电路的输出电压指令值u_ref；自动电压调节模块的输出量为NIBB电路的电感电流指令值i_Lref。根据NIBB电路所满足的微分方程，可以设计出AVR在不同电路模式下的控制规律。该模块根据上述控制规律，可以在得到电路当前应该处于的模式、输出电压u_o、输出电压指令值u_ref之后，根据所设计的控制规律表达式计算出电感电流指令值i_Lref。

通过自动电流调节模块(ACR)输出NIBB电路所需的两个占空比。自动电流调节模块的输入量包括NIBB电路的输入电压u_i，NIBB电路的输出电压指令值u_ref，NIBB电路的电感电流指令值i_Lref、NIBB电路的电感电流i_L；自动电流调节模块的输出量为NIBB电路的两个占空比d₁和d₂。根据NIBB电路所满足的微分方程，可以设计出ACR在不同电路模式下的控制规律。该模块根据上述控制规律，可以在得到电路当前应该处于的模式、输入电压u_i、输出电压指令值u_ref、电感电流指令值i_Lref、电感电流i_L之后，根据所设计的控制规律表达式计算出NIBB电路所需的两个占空比d₁和d₂，从而实现对NIBB电路的控制。

本发明提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法，其特点和优点为：

1.本发明提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法的自动电压调节模块、自动电流调节模块均仅具有一个可调节的控制参数，并且该控制参数的取值具有物理意义，更易于设定并调节控制系统的参数。

2.本发明提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法是基于NIBB电路的数学模型、电路参数专门设计的，是一种非线性控制方法。与常规的基于PI调节器的线性控制方法相比，具有更好的控制性能。

3.本发明提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法在NIBB电路模式切换时，在AVR模块中根据电路运行原理对电感电流指令值进行了i_Lref补偿。这使得电路模式切换时i_Lref的值也发生了切换，能够提升控制系统在模式切换时刻的动态性能，降低模式切换时NIBB电路输出电压的震荡程度。

4.本发明提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法也可作为常规状况下NIBB电路的控制方法，在电路模式不发生切换时也具有良好的性能。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1为本发明实施例的非反向Buck-Boost电路拓扑结构示意图；

图2为本发明实施例的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法的控制系统结构示意图；

图3为本发明实施例的NIBB电路工作在Buck模式或准Buck模式时电感电流波形示意图；

图4为本发明实施例的NIBB电路工作在Buck模式或准Buck模式时电感电流波形示意图；

图5为本发明实施例的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法的模式判定模块的流程图；

图6为采用本发明用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法的实验波形图；

图7为采用传统PI控制方法的实验波形图；

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示的NIBB电路的拓扑结构图，该电路拓扑结构由输入端的一组Buck桥臂和输出端的一组Boost桥臂经电感L连接而成，并且该电路在输入端和输出端各具有一个滤波电容。图2展示了本发明所提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法的控制系统结构图。下面以图2为例，详细说明本发明的实施例。

一、分析NIBB电路工作模式切换时的特征

NIBB电路的拓扑结构示意图如图1所示。一般为了降低电路损耗，会采用双沿调制策略进行PWM生成。在这种调制方法中，Q₁与Q₃总是同时开通，这也意味着Q₂和Q₄总是同时关断。为了方便对此电路进行分析，需要建立该电路的平均模型。因为NIBB是功率双向流动的电路，因此实际上一直工作在电感电流连续模式。定义电路中Buck桥臂的开关函数为S₁，Boost桥臂的开关函数为S₂，可以到该电路的微分方程组如下所示：

NIBB电路的控制中，电路具有多种运行模式。本控制方法将NIBB电路分两大类工作模式，每一类具有两种工作模式，一共4种工作模式。

1.Buck模式和准Buck模式

在此模式下，占空比d₂为恒定值。其中Buck模式时d₂≡1，准Buck模式时d₂≡1-D_min。在此类工作模式下，NIBB电路的电感电流波形如图3所示，可以根据图3计算得到电感电流波形的表达式为：

其中

其中

可以根据公式(2)计算得到，在这一类模式下平均电感电流为

如果对输出侧滤波电容做理想化假设，认为流经Q₃的电流的所有谐波分量都被电容C_o消纳，直流分量成为输出电流I_o。可以计算得到NIBB电路的平均输出电流I_o为

普通Buck模式时d₂＝1，Q₃全导通，输出电流I_o等于电感电流平均值I_L。

准Buck模式时，d2＝1-D_min，输出电流I_o为：

注意当电路处于不同模式时，即使输出电压、输出电流相同，d₁也不是同一个数值。但是相同工况下(即相同负载、u_i、u_o)电路的平均输出电流I_o一定是相同的。在变换器非轻载(即i_L(t0)比较大)且u_i、u_o差别不大时(通常也是Buck和准Buck发生状态转换时)，式(7)、式(8)的第二项取值并不是很大，可以近似的认为在Buck与准Buck发生模式切换的临界点时满足如下关系：

因此当NIBB电路处在相同的工作点时，这也意味着电路具有相同的平均输出电流I_o，电路在不同模式下的平均电感电流将满足如下关系式，即Buck模式下的电感平均电流是准Buck模式下的电感平均电流的1-D_min倍。

I_L,buck≈(1-D_min)I_L,quasi-buck (10)

2.Boost模式和准Boost模式

在此模式下，d₁为恒定值。其中Boost模式时d₁≡1，准Boost模式时d₁≡1-D_min。在此类工作模式下，NIBB电路的电感电流波形如图4所示，可以根据图3计算得到电感电流波形的表达式为：

其中

平均电感电流为

对输出侧滤波电容做理想化假设，认为流经Q₃的电流的所有谐波分量都被电容C_o消纳，直流分量成为输出电流I_o。无论是普通Boost模式还是准Boost模式，Q₃均处于非全时导通状态，因此可以计算得到平均输出电流I_o为：

注意当电路处于不同模式时，即使输出电压、输出电流相同，d₁也不是同一个数值。但是相同工况下(即相同负载、u_i、u_o)电路的平均输出电流I_o一定是相同的。在变换器非轻载(即i_L(t0)比较大)且u_i、u_o差别不大时(通常也是Boost模式和准Boost模式发生状态转换时)，式(14)、式(15)的第二项取值并不是很大，可以近似的认为在Boost与准Boost发生模式切换的临界点处满足如下关系

而对于相同的工况，在Boost模式与准Boost模式切换的临界点，两个占空比之间满足如下关系

d_{2,quasi-boost}≈(1-D_min)d_2,boost (18)

因此当NIBB电路处在相同的工作点时，这也意味着电路具有相同的平均输出电流I_o，电路在不同模式下的平均电感电流将满足如下关系式，即Boost模式下的电感平均电流是准Boost模式下的电感平均电流的1-D_min倍。

I_L,boost≈(1-D_min)I_{L,quasi-boost} (19)

二、控制系统设计

1.模式判定模块

模式判定模块的输入量包括NIBB电路的输入电压u_i，NIBB电路的输出电压指令值u_ref；模式判定模块的输出量为NIBB电路的工作模式mode。模式判定模块将按照如图5所示的流程进行判定。

2.自动电压调节模块(AVR)

自动电压调节模块的输入量包括NIBB电路的输出电压u_o，NIBB电路的输出电压指令值u_ref；自动电压调节模块的输出量为NIBB电路的电感电流指令值i_Lref。用带序号n的变量表示当前控制周期中的变量，用带序号n-1的变量表示上一个控制周期中的变量。根据式(1)所描述的NIBB电路的微分方程，可以设计出自动电压调节模块的控制规律为：

(1)当目前控制周期是系统运行的第一个周期时，电感电流指令值i_Lref按照如下表达式计算。其中i_o为NIBB电路的输出电流，i_Lref-raw为一个不参与输入输出，仅仅用于方便控制系统进行计算的中间变量。

(2)当目前控制周期不是系统运行的第一个周期，并且NIBB电路处在Buck模式或Boost模式，电感电流指令值按照如下表达式计算。其中C_o为NIBB电路输出端电容的取值，T_c为该控制方法所采用的控制周期，λ₁为该控制方法在AVR中所用的控制参数，该参数可以根据实际需要在大于0的范围内进行调节，从而调节控制性能。

(3)当目前控制周期不是系统运行的第一个周期，并且NIBB电路处在准Buck模式或准Boost模式，电感电流指令值按照如下表达式计算。其中C_o为NIBB电路输出端电容的取值，T_c为该控制方法所采用的控制周期，λ₁为该控制方法在AVR中所用的控制参数，该参数可以根据实际需要在大于0的范围内进行调节，从而调节控制性能。

3.自动电流调节模块(ACR)

自动电流调节模块的输入量包括NIBB电路的输入电压u_i，NIBB电路的输出电压指令值u_ref，NIBB电路的电感电流指令值i_Lref，NIBB电路的电感电流i_L；自动电流调节模块的输出量为NIBB电路的两个占空比d₁和d₂。根据式(1)所描述的NIBB电路的微分方程，可以设计出自动电流调节模块的控制规律如下所示。其中λ₂为该控制方法在ACR中所用的控制参数，该参数可以根据实际需要在大于0的范围内进行调节，从而调节控制性能。

(1)当模式判定模块判定当前电路处于Buck模式，占空比按照如下表达式进行计算

(2)当模式判定模块判定当前电路处于准Buck模式，占空比按照如下表达式进行计算

(3)当模式判定模块判定当前电路处于Boost模式，占空比按照如下表达式进行计算

(4)当模式判定模块判定当前电路处于准Boost模式，占空比按照如下表达式进行计算

通过上述三个模块，即可实现本发明所提出的用于NIBB电路工作模式平滑切换的控制方法。图6给出了将本发明所提出的方法用于10kW、20kHz的双相NIBB电路实验平台的实验波形。在实验中设置了一个情景：令NIBB电路的输入电压U_i保持350V不变，设定NIBB电路的初始输出电压U_o为400V。在0.5s之内令输出电压U_o从400V线性下降至270V，再在0.5s内令输出电压U_o从270V线性上升到400V。图7给出了将传统PI控制方法用于同一套实验平台时的实验波形。

可以从图6的实验结果中观察到，当NIBB电路的工作模式发生切换时，使用本发明所用的控制方法比使用传统PI控制方法所造成的电路输出电压震荡更小，震荡时间更短，控制性能更好。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。

Claims (1)

1.一种用于非反向Buck-Boost电路工作模式平滑切换的控制方法，其中,所述非反向Buck-Boost电路具有输入端口和输出端口，输入直流母线电容C_i与输入端口直接并联，开关管Q₁与开关管Q₂串联构成Buck桥臂，Buck桥臂与输入直流母线电容C_i并联，输出直流母线电容C_o与输出端口直接并联，开关管Q₃与开关管Q₄串联构成Boost桥臂，Boost桥臂与输出直流母线电容C_o并联，Buck桥臂中开关管Q₁与开关管Q₂的连接点通过电感L与Boost桥臂中开关管Q₃与开关管Q₄的连接点相连；该工作模式平滑切换的控制方法特征在于，包括以下步骤：

步骤一：通过模式判定模块，根据当前控制周期输出电压指令值u_ref、当前控制周期所采集到的非反向Buck-Boost电路输入电压u_i、非反向Buck-Boost电路的最小占空比D_min与非反向Buck-Boost电路上一控制周期模式，判定非反向Buck-Boost电路当前应采用的工作模式，具体为：

(1)若u_ref/u_i<1-2D_min，则下一控制周期应采用Buck模式；

(2)若1-2D_min≤u_ref/u_i<1-D_min，且上一控制周期为Buck模式，则下一控制周期应采用Buck模式；

(3)若1-2D_min≤u_ref/u_i<1-D_min，且上一控制周期不是Buck模式，则下一控制周期应采用准Buck模式；

(4)若1-D_min≤u_ref/u_i<1，则下一控制周期应采用准Buck模式；

(5)若1≤u_ref/u_i<1+D_min，则下一控制周期应采用准Boost模式；

(6)若1+D_min≤u_ref/u_i<1+2D_min，且上一控制周期不是Boost模式，则下一控制周期应采用准Boost模式；

(7)若1+D_min≤u_ref/u_i<1+2D_min，且上一控制周期为Boost模式，则下一控制周期应采用Boost模式；

(8)若1+2D_min≤u_ref/u_i，则下一控制周期应采用Boost模式；

步骤二：通过根据非反向Buck-Boost电路的数学模型和模式切换特征所设计的，可在工作模式切换时对电感电流指令值i_Lref进行补偿的自动电压调节模块，输出所需的非反向Buck-Boost电路的电感电流指令值i_Lref，具体为，所述的自动电压调节模块是一种控制器,该控制器基于当前控制周期的输出电压指令值u_ref和当前控制周期所采集到的电路输出电压u_o，根据当前电路应处在的工作模式，使用不同的计算方法计算电感电流指令值i_Lref，具体为：

(1)若目前控制周期是控制系统运行的第一个周期，电感电流指令值i_Lref按照如下表达式计算:

其中i_o(1)为非反向Buck-Boost电路第一个控制周期的输出电流，i_Lref-raw为一个不参与输入输出，仅仅用于方便控制系统进行计算的中间变量，i_Lref-raw(1)为该中间变量第一个控制周期的取值，i_Lref(1)为电感电流指令值第一个控制周期的计算值；

(2)若目前控制周期不是控制系统运行的第一个周期，并且当前电路应处于Buck模式或Boost模式，将当前周期记为第n个控制周期，电感电流指令值i_Lref按照如下表达式计算:

其中C_o为非反向Buck-Boost电路输出直流母线电容取值，T_c为该控制方法所采用的控制周期，λ₁为该控制方法在自动电压调节模块中所用的控制参数，u_ref(n)为非反向Buck-Boost电路当前控制周期的输出电压指令值，u_o(n)为非反向Buck-Boost电路当前控制周期的输出电压，i_Lref-raw(n-1)为前述中间变量在上一个控制周期的取值，i_Lref-raw(n)为前述中间变量在当前控制周期的取值，i_Lref(n)为电感电流指令值在当前控制周期的计算值；

(3)若目前控制周期不是系统运行的第一个周期，并且当前电路应处于准Buck模式或准Boost模式，将当前周期记为第n个控制周期，电感电流指令值i_Lref按照如下表达式计算:

其中C_o为非反向Buck-Boost电路输出端电容的取值，T_c为该控制方法所采用的控制周期，D_min是非反向Buck-Boost电路的最小占空比，λ₁为该控制方法在自动电压调节模块中所用的控制参数，u_ref(n)为非反向Buck-Boost电路当前控制周期的输出电压指令值，u_o(n)为非反向Buck-Boost电路当前控制周期的输出电压，i_Lref-raw(n-1)为前述中间变量在上一个控制周期的取值，i_Lref-raw(n)为前述中间变量在当前控制周期的取值，i_Lref(n)为电感电流指令值在当前控制周期的计算值；

步骤三：通过根据非反向Buck-Boost电路的数学模型设计的自动电感电流调节模块，输出非反向Buck-Boost电路所需的占空比d₁和占空比d₂,具体为：所述的自动电感电流调节模块是一种非线性前馈控制器,该控制器基于当前控制周期的输出电压指令值u_ref、电感电流指令值i_Lref、当前控制周期所采集到的电路输入电压u_i、当前控制周期所采集到的电感电流i_L，根据步骤一中模式判定模块给出的非反向Buck-Boost电路当前应采用的工作模式，使用不同的计算方法计算非反向Buck-Boost电路的占空比d₁和d₂,其中占空比d₁为开关管Q₁的占空比，开关管Q₂与开关管Q₁互锁，开关管Q₂的占空比为1-d₁；占空比d₂为开关管Q₃的占空比，开关管Q₄与开关管Q₃互锁，开关管Q₄的占空比为1-d₂；其中u_i为当前控制周期非反向Buck-Boost电路的输入电压，u_ref为当前控制周期非反向Buck-Boost电路的输出电压指令值，i_Lref为当前控制周期非反向Buck-Boost电路的电感电流指令值，i_L为当前控制周期非反向Buck-Boost电路的电感电流，λ₂为该控制方法在自动电感电流调节模块中所用的控制参数,T_c为该控制方法所采用的控制周期，D_min是非反向Buck-Boost电路的最小占空比，L为非反向Buck-Boost电路中的电感值，计算方式如下：

(1)若当前电路应处于Buck模式，占空比按照如下表达式进行计算：

(2)若当前电路应处于准Buck模式，占空比按照如下表达式进行计算：

(3)若当前电路应处于Boost模式，占空比按照如下表达式进行计算：

(4)若当前电路应处于准Boost模式，占空比按照如下表达式进行计算：

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