TWI571722B

TWI571722B - 用於經切換模式調節器的預測性電流回饋之系統與方法

Info

Publication number: TWI571722B
Application number: TW101132429A
Authority: TW
Inventors: 史蒂芬Ｐ勞爾; Ｍ傑森休士頓; 瑞斯ＳＡ菲爾布雷克; 湯瑪斯Ａ尤亨
Original assignee: 英特希爾美國公司
Priority date: 2012-05-11
Filing date: 2012-09-06
Publication date: 2017-02-21
Also published as: TW201346484A; US20130300388A1; US8901910B2

Description

用於經切換模式調節器的預測性電流回饋之系統與方法

本發明大致上關於經切換模式調節器，且特別關於用於經切換模式調節器的預測性電流回饋之系統與方法。

相關申請案之交互參照

本申請案主張在2012年5月11日申請的美國臨時申請案(案號為61/646,007)的利益，其完整的內容於此以參考方式併入，以用於所有意圖及目的。

流過一經切換模式調節器的輸出電感器之電流係對於各式各樣功能很有用的參數，諸如，像是輸出電壓下傾(droop)、迴圈調節、電流監控及/或報告(IMON)…等。已有很多種感測、測量或預測該電感器電流的方法。

一種決定的感應器電流的方法係偵測或量測跨越於該輸出電感器之串聯DC電阻值(DCR)之電壓。DCR感測具有數個缺點以及不良之處。由於該輸出電感器典型上係提供於相對於該調節器控制積體電路(IC)之外部，DCR感測典型上需要額外的外部構件予以耦合至該輸出電感器，其為的是偵測跨越於該DCR的電壓。例如，一外部電阻器-電容器(R-C)電路係耦合至該輸出電感器，且該外部電阻器-電容器電路的外部電容器之終端係使用來偵測電感器電流。DCR感測典型上也需要用於熱漂移之NTC(負溫度係數)補償，因此該網路應予以調諧並予以熱補償。對於電源供應器的設計者而言，NTC補償係增加系統的複雜度以及成本。

另一個感測該電感器電流的方法係提供一與該輸出電感器串聯之感測電阻器。離散的感測電感器係耗費成本，且植入一耗損的元件於該電源串列中因而減少整體的電源轉換效率。

一降壓型的調節器典型上係包括一對電子裝置，其係將它們的電流終端(例如，汲極和源極)串聯耦合於一輸入電壓VIN和一參考電壓(諸如，接地)之間。該些電子開關可用任一合適類型的電晶體，諸如，金屬氧化物半導體(MOS)電晶體，場效電晶體(FET)，MOSFET，雙極性接面電晶體(BJT)和類似物，絕緣閘極雙極性電晶體(IGBT)和類似物…等。高側感測(例如感測跨越於高側FET的電壓)於內部(亦即，在控制晶片內)係困難的。一高壓的先進或差動的感測方法係典型上被使用，且應越精準越好。高側感測係一浮動信號，其應重新參考接地點。

先進開關，諸如縮放版的實際切換FET，可產生縮放電流至該電源裝置。然而，得到具有適當共模範圍(例如，大約12V)以及同時具有單一數字奈秒轉移時間精確之差動信號係困難的。

該上FET開關與下FET開關之汲極-源極電阻上(R_{DS_ON})的差動電壓測量具有和領先裝置類似的困難之處。

取樣低側FET開關的R_{DS_ON}比起取樣低側裝置和高側裝置兩者皆較不複雜且花費較少。其係允許用於IMON功能(例如，將平均電感器電流報告到一外部處理器，以指示該負載)之足夠等級的精準度。低側感測係足夠用於該IMON功能，然而對於用於調節之電流回饋或者對於適當地執行該輸出電壓下傾功能而言係不夠快速。特別係，該經取樣之信號係在負載暫態期間(例如，負載植入暫態和負載釋放暫態)因取樣延遲的關係而具有很大的錯誤成份。

本發明之一特色係為一種用於經切換模式調節器的預測性電流回饋系統。預測性電流回饋系統係包括：一取樣和保持網路，其用於取樣跨越於該調節器的電源開關之電壓並且用於提供一保持信號予以指示；以及一預測性電流回饋網路，其會基於由該調節器所產生的脈衝控制信號之脈衝寬度的持續時間而增加一偏置調整給該保持信號。

本發明之另一特色為一種電子裝置。該電子裝置係包括：一調變器，其係接收一輸出電壓感測信號和一電流感測信號，並產生一脈衝控制信號予以指示，用於控制一切換調節器以便調節一輸出電壓；一取樣和保持網路，其係用於取樣該切換調節器的相位節點的電壓，並用於提供一保持信號予以指示；以及一預測性電流回饋網路，其係提供一偏置調整以基於該脈衝控制信號的脈衝寬度的持續時間來調整該保持信號，以產生該電流感測信號。

本發明之另一特色為一種提供預測性電流回饋用於一經切換模式調節器之方法。該方法係包含以下的步驟：在一脈衝控制信號的第一狀態期間取樣跨越於一電源開關的電壓並提供一保持值予以指示：以及響應於一負載暫態在該脈衝控制信號的第二狀態期間將一偏置加入至該保持值。

根據下述發明說明和後附圖式，本發明之好處、特性和優勢將變為更加地理解。下述發明說明係經提出以使熟習本項技術人士能夠進行並且使用如在一個特定應用及其必要條件之上下文所提供的本發明。然而，對於較佳實施例之各種修改例對熟習本項技術人士係將顯明的，並且在本文中所定義之一般原理係可被應用於其它實施例。因此，本發明並非預見被限定到本文中所示並且所述的特定實施例，不過被賦予與本文中所揭示原理以及新穎特性相符合的最寬範疇。

如在此所述，在負載暫態事件期間的間距可基於該取樣低側電流資訊以及該脈衝寬度調變(PWM)控制信號的開啟時間予以估計，並予以「填滿」。該電感器電流位準可在取樣事件之間的負載狀態期間予以預測。

圖1係根據本發明之一實施例以預測性電流回饋予以實行之一電子裝置100的簡化版方塊圖，該電子裝置100係組構以一電源系統101，其包含一具有一調變器103的調節器102。該電源系統101係產生一或更多供應電壓，其係提供電源至該電子裝置100的其他系統裝置。在所例示的實施例中，該電子裝置100係包含一處理器107以及一周邊系統109，該兩者皆係經由一匯流排105被耦合以自該電源系統101接收供應電壓，其包括電源及/或信號導體之任一組合。在所例示的實施例中，該周邊系統109可包括一系統記憶體111(例如，包括RAM和ROM類型的裝置和記憶體控制器或類似物之任一組合)以及一輸入/輸出(I/O)系統113之任一組合，該輸入/輸出(I/O)系統113其可包含系統控制器或類似物，諸如圖型控制器、中斷控制器、鍵盤和滑鼠控制器、系統儲存裝置控制器(例如，用於硬碟機或類似物的控制器)…等。該所例示的系統僅為範例性，因為許多處理系統或支援裝置可整合成一處理器晶片，即如熟習該項技術者所了解那樣。

該電子裝置100可為任一類型的電腦或計算裝置，諸如一電腦系統(例如，筆記型電腦，桌上型電腦，小筆電…等)，一多媒體平板裝置(例如，蘋果公司所出的iPad，亞馬遜書局公司所出的Kindle…等)，一通訊裝置(例如，手機、智慧型手機…等)，以及其他類型的電子裝置(例如，多媒體播放器，記錄裝置…等)。該電源系統101可被組構用以包含一電池(可充電型、或不可充電型)及/或可被組構以操作於交流電(AC)變壓器或類似物。

圖2為根據本發明之一實施例所實行的調節器102之簡化示意方塊圖，該調節器102包含調變器103。該調節器102係包括一相位電路201，其可實施用於一單一相位系統或一多相位系統。該相位電路201包括一閘極驅動器203，其係接收一脈衝寬度調變信號PWM並提供一對應的上閘極信號UG至一上電子電源開關Q1且提供一對應的下閘極信號LG至一下電子電源開關Q2。該電源開關Q1和Q2係將其電流終端(例如，汲極和源極)以串聯方式耦合於一輸入電壓VIN以及一共用的參考電壓GND之間(例如，其中GND係代表接地或任一其它合適的正參考電壓位準貨負參考電壓位準)。應注意，GND可代表一或更多參考節點，包括一或更多接地位準或節點，諸如信號接地、電源接地、機殼接地…等，或任一合適的參考電壓位準。該開關Q1和Q2係在一中間相位節點205處耦合，而產生一相位電壓VPH，並且一輸出電感器L將其一端耦合至該相位節點205，並將其另一端耦合至一輸出節點207，而產生一輸出電壓VOUT。一輸出電容器CO以及一負載209係耦合於該輸出節點207和GND之間。該負載209係代表任何一或更多的負載裝置，諸如處理器107及/或周邊系統109之任何裝置。

流過該電感器L的電流IL係感測為模擬或不然經合成，並且一對應的電感器之電流感測信號ISENS係被提供至一調變器103。該調變器103係接收VOUT及/或一指示VOUT及ILSENS之回饋信號VFB並產生用於控制該相位電路201之PWM信號。VFB可為一只是VOUT的感測或成比例的信號，諸如係藉由一分壓器或類似物(未顯示)所產生。在操作上，該調變器103係使用ILSENS及VOUT(及 /或VFB)以及可為使用其他經感測的信號或參數，並且產生PWM信號為了迴圈調節的其他功能，諸如IMON及電壓下傾或類似物。該閘極驅動器203基於PWM而產生UG和LG以將該等電子開關Q1和Q2予以開啟及關閉以調節VOUT的電壓位準。

本發明係使用降壓型切換模式的電壓轉換器來例示以作為切換模式的調節器，其中該輸入電壓係大於該輸出電壓。然而應了解的係，本發明係同樣適用於其他類型的電壓轉換器，諸如升壓類型的轉換器(其中係將該輸出電壓係相較於輸入電壓予以升得更高)，以及各式各樣之混合型式，諸如降壓-升壓及/或升壓-降壓或類似物。對於熟習該項技術者係相當明顯的，在此所述的感測電感器電流係同樣適用於其他類型的切換模式的調節器。

圖3為根據本發明之一實施例所實行的預測性電流回饋系統之簡化示意方塊圖以及時序圖描述。該調節器102的輸出階係顯示為包括開關Q1、Q2、輸出電感器L、輸出電容器CO、以及負載209。一取樣及保持(SNH)網路301係將其正極輸入和負極輸入耦合至Q2(低側的FET)的汲極和源極，以在Q2開啟時有效地取樣VPH的位準，並提供一對應的HOLD信號於其輸出處。所例示SNH網路301之輸出係描述在操作時間該HOLD信號的一範例性繪圖，且係與一對樣的電壓信號VIL相疊加，其係表示在PWM處於低態時之電感器電流。在PWM處於高態時，VIL係以虛線圖示，其中跨越於Q2之電壓並非直接地被監控。當Q2 開啟，在跨越於Q2之電壓正被取樣之時VIL係以實線圖示。一般而言，當PWM變為高態，Q1係開啟而Q2係關閉，而因此將相位節點205和電感器L之輸入側耦合到輸入電壓VIN，造成該電感器電流以斜波方式上升。當PWM變為低態，Q1係關閉而Q2係開啟，而將相位節點耦合至接地點，造成該電感器電流以斜波方式下降。

VIL一般係由電感器電流IL乘上Q2的R_{DS_ON}所推導出，或是VIL=IL‧R_{DS_ON}。因此VIL係代表在PWM處於低態時的電感器電流IL。當PWM係開啟時，VIL係以虛線顯示，因為VIL的部份未被取樣。當PWM關閉且Q2開啟時，跨越於Q2的電壓係由SNH網路301取樣，並且然後一取樣值係在其輸出處保持著直到下一個保持被輸出之時。一般而言，在取樣期間時，Q2的開啟時間的持續時間在穩態的情況期間時係具有一標稱的時間週期，其中該SNH網路係將一保持取樣值輸出於該標稱時間週期的中間時。沿著該HOLD信號的點係代表在取樣期間，每一個保持值已完成時，用以形成該HOLD信號。

該SNH網路301在PWM處於低態時且當Q2開啟時才取樣VIL，來形成該HOLD信號。一開始時，在該負載係處於低態時，該HOLD信號一般係精準的，且會追隨VIL(沒有漣波)的DC位準。然而，響應於一負載植入暫態，VIL會向上跳躍至一較高位準，而該HOLD信號係依然保持於較低的位準處，如在時間t1處所示。該PWM信號維持一段時間使得VIL會增加至一更高的位準。因為Q2維持關閉，HOLD係保持於先前所取樣的位準，其會造成一很大的差異或在HOLD和VIL之間之差，如在時間t1處所示。當PWM最後被拉回至低態且Q2再次開啟時，VIL係再次由該SNH網路301取樣，並且另一保持值係被輸出，而造成HOLD信號跳躍至一更高位準。

響應於一負載釋放狀態，HOLD和VIL之間類似的差異係發生，如圖在大約時間t2所示。以此方式，僅有一個保持值在Q2為開啟時被輸出，並且Q2係維持一段較長的週期，造成VIL下降成為一較低位準。因為VIL係開啟一段較長時間，該HOLD信號係被保持於高態，造成在時間t2時HOLD和VIL之間相當大的差異。當PWM返回至高態時，Q2係被關閉，且Q1被開啟，以致於該HOLD信號依然不會改變。最終，PWM係變成低態而將Q2開啟並且一新的HOLD信號係被輸出，以致於該HOLD信號係跳躍至新的DC位準。

總之，HOLD一般係追隨IL，但其在負載暫態期間(包括負載植入以及負載釋放，如在時間t1和t2時所示)係與VIL之差異很大。

一預測性電流回饋(PCF)網路303係將其輸入接收該HOLD信號於該SNH網路310的輸出處，並將其另一個輸入接收PWM，並將其輸出提供一OFFEST信號。一組合器(例如，加法器)305係將該OFFSET加入到HOLD以產生一組合信號HOLD+OFFSET。該PCF網路303係被組構以基於PWM和HOLD來預測VIL的位準，並產生OFFSET 以致於該組合信號係更精準地代表該電感器信號。各式各樣的方法係被提供以實行該PCF網路303，包括數位的解決方案以及類比的解決方案。

圖4係一時序圖，其係繪製圖3之範例性VIL曲線以及該組合信號HOLD+OFFSET，其係用於數位組構，相較於原本的HOLD信號。該組合的數位信號係用實現顯示，其中原本的HOLD信號之偏差係以虛線顯示。該PCF網路303係監控該PWM信號之開啟時間(t_ON)並與一預定標稱開啟時間週期t_ON_NOM相比較。當t_ON超過t_{ON_NOM}一增量時間週期△t_ON(t_{ON_NOM}+△t_ON)之時，其會確定OFFSET至一預定的增量偏置值OFF_ON，其會被加入至HOLD。當PWM維持開啟另一段增量時間週期△t_ON(t_{ON_NOM}+2△t_ON)之時，該OFFSET信號係加倍成兩倍的偏置值OFF_ON(2‧OFF_ON)，其會被加入至HOLD而進一步以另一個OFF_ON增量來增加該組合信號。當PWM維持開啟另一段增量時間週期△t_ON(t_{ON_NOM}+3△t_ON)之時，該OFFSET信號係變三倍成三倍的偏置值OFF_ON(3‧OFF_ON)，其會被加入至SNH而進一步增加該組合信號。當PWM變為低態且Q2最終開啟時，該組合信號係被保持著直到下一個取樣為止。

類似的過程可在一接續的負載釋放暫態期間執行。該PCF網路303係監控該PWM信號之關閉時間(t_OFF)並與一預定標稱關閉時間週期t_{OFF_NOM}相比較。當t_OFF超過t_{OFF_NOM}一增量時間週期△t_OFF(t_{OFF_NOM}+△t_OFF)之時，其會確定OFFSET至一預定的增量偏置值OFF_OFF，其會自 HOLD相減。當PWM維持關閉另一段增量時間週期△t_OFF(t_{OFF_NOM}+△t_OFF)之時，該OFFSET信號係加倍成兩倍的偏置值OFF_OFF(2‧OFF_OFF)，其會自HOLD相減，以進一步以另一個OFF_OFF增量來減少該組合信號。當PWM在下一次開啟時，該過程便會重複。

一般對於數位組態而言，當PWM無論是開啟或關閉長過一預定標稱時間週期時，在一增量的開啟或關閉時間週期的時間之後，HOLD會增加或減少一增量的數額。於一實施例中，每一增量時間週期△t_ON係固定的，且每一增量偏置值OFF_ON同樣係固定的，以致於在PWM為開啟之時，經調整的HOLD信號係用固定的速率以階梯式向上。該增量時間週期以及偏置係被組構用來一特別的組態。相似地，每一增量時間週期△t_OFF係固定的，且每一增量偏置值OFF_OFF同樣係固定的。於另一實施例中，該增量時間週期及/或該偏置值係可變動的。於任一情況中，該增量時間週期以及該對應的偏置係經過設計，以致於該組合信號HOLD+OFFSET比起單獨HOLD而言能追蹤VIL更加地接近。於一實施例中，該偏置值OFF_ON和OFF_OFF可基於操作參數(例如，VIN之電壓位準)以及構件值，藉由該調變器103以適性的方式設定。

圖5係一時序圖，其係繪製VIL以及該組合信號HOLD+OFFSET，其相較於原本的HOLD信號而係用於類比組態。該組合的類比信號係用實現顯示，其中原本的HOLD信號之偏差係以虛線顯示。於一實施例中，一旦PWM的開啟時間超過該預定標稱開啟時間週期t_{ON_NOM}，諸如響應於一負載植入暫態時，該OFFSET信號係以基於最後的低側取樣之類比縮放來以斜波方式上升，以致於該HOLD+OFFSET係以VIL的估計速率以斜波方式上升直到PWM係關閉之時。在PWM關閉之後，正常的取樣和保持之操作在t_{ON_NOM}和一預定標稱關閉時間週期t_{OFF_NOM}未被超過時會繼續。當PWM的關閉時間超過該預定標稱關閉時間週期t_{OFF_NOM}，諸如響應於一負載釋放暫態時，該SNH網路301係以一追蹤和保持模式的方式操作來追蹤VIL，直到PWM係接著被確認時。當PWM係接著在時間t1時被確認時，該保持值係保持於該位準處，直到下一個保持值在PWM關閉時被輸出，而在時間t2時的正常取樣及保持操作期間時，如圖所示，PWM係關閉。

圖6為根據本發明之一實施例所實行的預測性電流回饋系統600之簡化示意方塊圖以及時序圖描述。PWM係被顯示用以驅動Q1的閘極，且係藉由一反相器603予以反相以提供一反相版本的PWM於其輸出處，並提供到Q2的閘極。此為本操作的簡化和功能性描述，其中一閘極驅動器，諸如該閘極驅動器203，係典型上用來驅動電源開關。一類比至數位轉換器(ADC)601係在PWM為低態時取樣跨越於Q2的相位電壓VPH(或VIL)。該ADC 601係提供一數位電流取樣值I_SMPL於其輸出，該輸出係被提供至一記憶體605之輸入。該記憶體605係藉由一記憶體時脈信號MCK於二個輸入的AND閘極629的輸出處予以時控，並接收和一信號DO於其輸入處。係由該反相器603的輸出或由另一反相器613的輸出來提供。當DO在為高態時被確認為高態之時，該記憶體605係保持I_SMPL之值予以接收在其輸入處，作為一數位電流保持值I_S&H於其輸出處。I_S&H係被提供至一I2C IMON報告方塊607的輸入，用以將無修正之保持版的電感器電流報告給一外部裝置。

一數位至類比轉換器(DAC)609係接收I_S&H於其輸入處(或對應的數位輸入處)並且提供一類比的電流值I_HOLD於其輸出處，並連至一電流加總節點610。I_S&H(數位)和I_HOLD(類比)係對應於前述之該HOLD信號。節點610係輸出一下傾電流I_DROOP，其係被提供至一下傾網路(未顯示)用於執行下傾的功能。如熟習該項技術者所了解，該下傾功能係意圖調整該輸出電壓VOUT的電壓位準，如同負載的功能一樣。其係希望提供比起由I_HOLD所提供的更精準的表示。如在此進一步所述，I_DROOP係基於一預測性電流回饋藉由一偏置電流I_OFS來調整，用以提供一電感器電流IL之更精準表示。因此，I_DROOP=I_HOLD+I_OFS其中I_DROOP係表示前述的HOLD+OFFSET(DIG)之組合信號。應注意，對於COUNT之較低值，I_OFS為零，其在此會進一步說明。

PWM係被提供至邊緣偵測方塊617的輸入，該邊緣偵測方塊617將其輸出提供至一向上計數器619的清除(CLR)輸入。該向上計數器619具有一時脈(CLK)輸入，用以接收由一時脈產生器621所提供之具有頻率F_CLK的時脈信號CLK。於一實施例中，CLK係一過抽樣(oversampling)之時脈，其係具有一對應的過抽樣頻率，例如F_CLK=50MHz，雖然替代的時脈頻率係可想到的。因此，該向上計數器619係在PWM的上升以及下降邊緣兩者皆被清除，且係以一由F_CLK所決定的速率向上計數(從一預定最小值或零)並提供一數位輸出值COUNT。COUNT係被提供至一解碼器612，其係將輸出提供一數位偏置值I_OFF到另一個DAC 611的個別輸入。該DAC 611將一取樣出入接收PWM，將一保持輸入接收(經由反相器613)，將一類比電流輸出提供一類比的偏置電流信號I_OFS，其係類比版的I_OFF。一開關615係在PWM被確認為高態時予以關閉，並在關閉時提供電流I_OFS到節點610。I_DROOP係在PWM被確認為高態時被判定為I_HOLD加上I_OFS，PWM被確認為低態時(此時開關615為開啟)被判定為I_HOLD。

該數位COUNT值係被提供至一解碼器627的輸入，該解碼器627係接收一數位版的工作周期值D於另一個輸入處。一方塊623係偵測該輸入電壓VIN和該輸出電壓VOUT，並且係判定一類比版本的工作周期成D=VOUT/VIN。方塊623的輸出係被提供至一ADC625的輸入，該ADC 625係提供數位版本的D至該解碼器627。在所例示的實施例中，當COUNT=((1-D)/2)‧TS‧F_CLK，該解碼器627係將DO脈衝為高態於其輸出處至AND閘極629，其中TS係該調節器102的切換周期。

一般而言，該向上計數器619係被使用來提供COUNT，用以指示當其為開啟(例如，處於高態)以及當其為關閉(例如，處於低態)時，PWM的脈衝寬度之持續時間。該解碼器627係使用COUNT來判定PWM的低態時間的一合適之保持時間(例如像是該中間點)，且在Q2開啟時用來時控該記憶體605以保持一經取樣之值I_SMPL作為I_S&H來指示該電感器電流。當PWM係處於高態時，該解碼器612係使用COUNT來追蹤t_{ON_NOM}和△t_ON，並且用來確認I_OFF成一合適位準，以藉由一合適的偏置數額I_OFS來調整該下傾電流I_DROOP。當PWM超過該標稱時間數額t_{ON_NOM}時(其係在該向上計數器619達到由該解碼器612所判定之標稱計數值時)，I_OFS係會根據以下的方程式來調整：I_OFS=(VIN-VOUT)‧TS/(2‧L)+△t_ON‧(VIN-VOUT)/L，其中“L”為該輸出電感器L的電感值且△t_ON為一固定增量時間周期，其係類似前面所說明。

圖7為一時序圖，其係繪製感應器電流信號IL(對應於VIL)、I_SMPL、I_HOLD、I_OFS和I_DROOP，其係相對於如I0所示之零位準而彼此互相疊加，連同PWM和MCK信號，全部都係相對於時間繪製。當PWM處於高態時，IL係以斜波方式向上直到PWM變為低態，諸如在時間t0所示，其中IL係以斜波方式下降。當PWM在時間t0變為低態時，該電感器電流之經取樣值I_SMPL係跳躍以反映IL的位準。當PWM處於低態(因此處於高態)且IL係以斜波方式下降時，I_SMPL值係追蹤IL。當COUNT=((1-D)/2)‧TS‧F_CLK且當PWM處於低態時，諸如在時間t1所示，該解碼器627係將DO脈衝為高態，其同樣在時間t1時將MCK 脈衝為高態。該記憶體605係在時間t1時確認I_S&H為I_SMPL之保持值，且該電流I_HOLD係在該周期的剩餘時間維持一表示為I_S&H之值(並且因此在時間t1為I_SMPL之保持值)。如圖所示在時間t2時，操作會在下一循環以此方式重複，其中MCK係再次被脈衝以在時間t2保持I_S&H於I_SMPL之值。以此方式，I_HOLD一般係追蹤IL之平均值而沒有負載暫態，而PWM的開啟時間t_ON係不超過t_{ON_NOM}。在此期間，該電流I_DROOP一般係追隨I_HOLD。

該PWM信號在時間t3時再次變為高態，且以此循環，PWM係在時間t4維持開啟的時間比t_{ON_NOM}長了增量時間△t_ON以指示一負載植入暫態。時間t4相對於時間t3為t_{ON_NOM}+△t_ON之時間。在時間t4時，I_OFS係增加一數額為I_DC+I_INC，其中I_DC為一指示I_HOLD之起始DC數額，且I_INC為增量的電流位準。因此在時間t4時，I_DROOP係從I_HOLD的位準跳躍至I_HOLD+I_DC+I_INC之更高的值，其係與在時間t4時IL具有相同的位準。當PWM維持開啟於每一額外的增量時間△t_ON時，另一個增量電流數額I_INC係被加入至I_OFS，如圖在時間t5所示。I_DROOP係以相同數額增加，因為I_DROOP=I_HOLD+I_OFS。因此，I_DROOP和I_OFS兩者皆係在PWM維持高態時以階梯的方式增加，而I_HOLD在I_SMPL之最後保持值時係維持恆定。因此，I_DROOP係以增量方式增加，比較起I_HOLD追蹤IL來得更加接近。

在隨後的時間t6時，PWM最終變為低態，以致於IL開始再次以斜波方式變為低態。I_SMPL係跳躍向上至IL的新位準，並在其如前述般以斜波向下時會追蹤IL。I_DROOP係暫時被恆定地保持於接近IL的峰值位準，直到MCK係在時間t7時再次被脈衝為高態之時。在時間t7時，I_OFS係變回低態至I0，I_HOLD係跳躍至IL的新位準(其係在時間t7時I_SMPL的位準)，並且I_DROOP係向下跳躍至I_HOLD的位準。因此，I_HOLD以及I_DROOP兩者皆會追蹤IL的平均位準，直到下一次的負載暫態事件。

在時間t6時，IL係與I_HOLD偏差一相當的數額，以至於I_HOLD係暫時無法精準地反映IL，直到後續的時間t7時。將I_OFS加入至I_HOLD係致使I_DROOP更精準地追蹤IL於時間t4和t7之間，如圖所示。雖然沒有明顯地顯示於圖7當中，類似的操作係響應於負載釋放暫態而發生，於此案例中I_OFS係以負的方向以階梯方式將I_DROOP相對於I_HOLD予以減少，用以更精準地追蹤IL。

雖然本發明已經相關於某些較佳的版本以相當多的細節來說明，但是其他版本或變化例係可能的且容易思及。熟習該項技術者應瞭解的是，他們可輕易使用本揭示的概念以及特定實施例作為設計或是修改其它結構的基礎，以便實施本發明同樣的用途而不偏離以下申請專利範圍所定義之本發明的精神與範疇。

100‧‧‧電子裝置

101‧‧‧電源系統

102‧‧‧調節器

103‧‧‧調變器

105‧‧‧匯流排

107‧‧‧處理器

109‧‧‧周邊系統

111‧‧‧系統記憶體

113‧‧‧輸入/輸出(I/O)系統

201‧‧‧相位電路

203‧‧‧閘極驅動器

205‧‧‧中間相位節點

207‧‧‧輸出節點

209‧‧‧負載

301‧‧‧取樣和保持(SNH)網路

303‧‧‧預測性電流回饋(PCF)網路

305‧‧‧組合器

600‧‧‧預測性電流回饋系統

601‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)

603‧‧‧反相器

605‧‧‧記憶體

607‧‧‧I2C IMON報告方塊

609‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)

610‧‧‧電流加總節點

611‧‧‧DAC

612‧‧‧解碼器

613‧‧‧反相器

615‧‧‧開關

617‧‧‧邊緣偵測方塊

619‧‧‧向上計數器

621‧‧‧時脈產生器

623‧‧‧方塊

625‧‧‧ADC

627‧‧‧解碼器

629‧‧‧AND閘極

ADC‧‧‧類比至數位轉換器

CLK‧‧‧時脈信號/時脈輸入

CLR‧‧‧清除

CO‧‧‧輸出電容器

D‧‧‧工作周期值

DAC‧‧‧數位至類比轉換器

DIG‧‧‧組合信號HOLD+OFFSET

F_CLK‧‧‧頻率

I_DC‧‧‧起始DC數額

I_DROOP‧‧‧下傾電流

I_HOLD‧‧‧類比電流值

I_INC‧‧‧增量電流位準

IL‧‧‧電感器電流信號

ILSENS‧‧‧電流

IO‧‧‧輸出電流

I_OFF‧‧‧數位偏置值

I_OFS‧‧‧偏置數額

I_S&H‧‧‧數位電流保持值

I_SMPL‧‧‧數位電流取樣值

L‧‧‧電感值

LG‧‧‧下閘極信號

LSB‧‧‧最低有效位元

MCK‧‧‧記憶體時脈信號

MSB‧‧‧最高有效位元

PCF‧‧‧預測性電流回饋

SNH‧‧‧取樣和保持

t_{OFF_NOM}‧‧‧預定標稱關閉時間周期

t_{ON_NOM}‧‧‧預定標稱開啟時間周期

UG‧‧‧上閘極信號

VFB‧‧‧回饋信號

VIL‧‧‧電壓信號

VIN‧‧‧輸入電壓/相位電壓

VOUT‧‧‧輸出電壓

VPH‧‧‧相位電壓

△t_OFF‧‧‧增量時間周期

△t_ON‧‧‧增量時間周期

參考了以上說明以及後附圖式，本發明的利益、特徵、以及優點將變得更明瞭，其中：圖1係根據本發明之一實施例以預測性電流回饋予以實行之一電子裝置的簡化版方塊圖，該電子裝置係組構以一電源系統，其包含一具有一調變器的調節器；圖2為根據本發明之一實施例所實行的範例性調節器之簡化示意方塊圖，該調節器包含圖1之調變器；圖3為根據本發明之一實施例所實行的預測性電流回饋系統之簡化示意之方塊圖以及時序圖描述；圖4係一時序圖，其係繪製圖3之範例性VIL曲線以及該組合信號HOLD+OFFSET，其係用於數位組態，相較於原本的HOLD信號；圖5係一時序圖，其係繪製VIL以及該組合信號HOLD+OFFSET，其係用於類比組態，相較於原本的HOLD信號；圖6為根據本發明之一實施例所實行的預測性電流回饋系統600之簡化示意方塊圖以及時序圖描述；以及圖7為一時序圖，其係繪製感應器電流信號IL(對應於VIL)、I_SMPL、I_HOLD、I_OFS和I_DROOP，其係相對於如I0所示之零位準而彼此互相疊加，連同PWM和MCK信號，全部都係相對於時間繪製。

Claims

一種用於經切換模式調節器的預測性電流回饋系統，其係包括：一取樣和保持網路，其用於取樣跨越於該調節器的電源開關之電壓並且用於提供一保持信號予以指示；以及一預測性電流回饋網路，其基於由該調節器所產生的脈衝控制信號之脈衝寬度的持續時間而增加一偏置調整給該保持信號；並且其中該偏置調整係包括一預定的增量偏置調整，其係用於在該脈衝寬度期間的預定的增量時間週期之每一增量時間週期。
如申請專利範圍第1項所述之預測性電流回饋系統，其中該預測性電流回饋網路係調整該保持信號，以提供流過該調節器的輸出電感器的電流之一更精確判定。
如申請專利範圍第1項所述之預測性電流回饋系統，其中該脈衝控制信號係切換開啟和關閉，其中該預測性電流回饋網路在該脈衝控制信號開啟之時且在一第一標稱時間周期之後且在至少一第一增量時間周期的每一次之後，係增加一第一偏置數額至該保持信號，且其中該預測性電流回饋網路在該脈衝控制信號關閉之時且在一第二標稱時間周期之後且在至少一第二增量時間周期的每一次之後，將該保持信號減去一第二偏置數額。
如申請專利範圍第1項所述之預測性電流回饋系統，其中該脈衝控制信號係切換開啟和關閉，其中該預測性電流回饋網路在該脈衝控制信號開啟之時且在一第一標稱時間周期之後，係增加一時變信號至該保持信號，且其中該預測性電流回饋網路在該脈衝控制信號關閉之時且在一第二標稱時間周期之後，係追蹤跨越於該電源開關之電壓。
一種電子裝置，其係包括：一調變器，其係接收一輸出電壓感測信號和一電流感測信號，並產生一脈衝控制信號予以指示，用於控制一切換調節器以便調節一輸出電壓；一取樣和保持網路，其係用於取樣該切換調節器的相位節點的電壓，並用於提供一保持信號予以指示；一預測性電流回饋網路，其係提供一偏置調整，以基於該脈衝控制信號的脈衝寬度的持續時間來調整該保持信號，以產生該電流感測信號；以及其中在該預測性電流回饋網路係被組構用於在每一增量時間週期，以在一標稱時間週期之後且在該脈衝控制信號處於高態之時，將一偏置增量地加入到該保持信號。
如申請專利範圍第5項所述之電子裝置，其係進一步包括：一輸出節點，其係產生該輸出電壓；以及一負載，其係被耦合至該輸出節點。
如申請專利範圍第6項所述之電子裝置，其中該負載係包括一處理器，其係被耦合至一記憶體。
如申請專利範圍第5項所述之電子裝置，其中：該切換調節器係包括：一上開關，其係被耦合於一輸入電壓節點與該相位節點之間；一下開關，其係被耦合於該相位節點與一參考節點之間；一輸出電感器，其係被耦合於該相位節點與一輸出節點之間，該輸出節點係產生該輸出電壓；以及其中在該脈衝控制信號處於高態時該上開關係開啟，且其中在該脈衝控制信號處於低態時該下開關係開啟；以及其中在該脈衝控制信號處於低態時，該取樣和保持網路係取樣跨越於該下開關的電壓，並產生該保持信號予以指示。
一種提供預測性電流回饋用於一經切換模式調節器之方法，該方法係包含以下的步驟：在一脈衝控制信號的第一狀態期間取樣跨越於一電源開關的電壓，並提供一保持值予以指示；以及響應於一負載暫態而在該脈衝控制信號的第二狀態期間，將一偏置加入至該保持值，其中該將一偏置加入係包括在該脈衝控制信號的第二狀態期間在一第一標稱時間週期之後且在每一個第一增量時間之後，將一第一偏置值加入。
如申請專利範圍第9項所述之方法，其係進一步包括在該脈衝控制信號的第一狀態期間在一第二標稱時間週期之後且在每一個第二增量時間之後，自該保持值減去一第二偏置值。
如申請專利範圍第9項所述之方法，其中該提供一保持值和該將一偏置加入之步驟係包括產生一下傾控制信號，用以基於負載來控制輸出電壓下傾。
一種用於經切換模式調節器的預測性電流回饋系統，其係包括：一取樣和保持網路，其用於取樣跨越於該調節器的電源開關之電壓並且用於提供一保持信號予以指示；以及一預測性電流回饋網路，於由該調節器所產生的脈衝控制信號之脈衝寬度期間，在一標稱時間週期之後且在至少一增量時間週期的每一增量時間週期之後，該預測性電流回饋網路係增加一偏置量給該保持信號。
一種用於經切換模式調節器的預測性電流回饋系統，其係包括：一取樣和保持網路，其用於取樣跨越於該調節器的電源開關之電壓並且用於提供一保持信號予以指示；一預測性電流回饋網路，其基於由該調節器所產生的脈衝控制信號之脈衝寬度的持續時間而增加一偏置調整給該保持信號；一計數器網路，其係提供一計數值，予以指示該脈衝控制信號之開啟時間的持續時間和關閉時間的持續時間；其中該取樣和保持網路係包括一第一解碼器，其係在該關閉時間的持續期間基於該控制信號且在該脈衝控制信號關閉時判定何時需保持一經取樣之值；其中該預測性電流回饋網路係包括一第二解碼器，其係基於該計數值在一預定標稱時間周期之後判定該脈衝控制信號之開啟時間的持續時間何時超過每一次的增量時間週期，並提供一對應的偏置值予以指示。
如申請專利範圍第13項所述之預測性電流回饋系統，其中：該取樣和保持網路係包括：一第一轉換器，其係將跨越於該電源該關的電壓轉換成取樣值；一記憶體，其係響應於一來自該第一解碼器的保持指示來接收該等取樣值並且提供一保持值；以及一第二轉換器，其係將該保持值轉換成一保持電流；以及其中該預測性電流回饋網路係包括一第三轉換器，其係將該偏置值轉換成一偏置電流，該偏置電流係在該脈衝控制信號的開啟時間之持續期間被加入至該保持電流。
一種提供預測性電流回饋用於一經切換模式調節器之方法，該方法係包含以下的步驟：在一脈衝控制信號的第一狀態期間取樣跨越於一電源開關的電壓，並提供一保持值予以指示；響應於一負載暫態而在該脈衝控制信號的第二狀態期間，將一偏置加入至該保持值，其中該將一偏置加入之步驟係包括在該脈衝控制信號的第二狀態期間且在一第一標稱時間週期之後，將一時變偏置值加入至該保持值；以及在該脈衝控制信號的第一狀態期間在一第二標稱時間週期之後追蹤該相位節點的電壓，以調整該保持值。