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CN102959846B - Dc-dc变换器 - Google Patents

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CN102959846B
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Abstract

本发明提供不论对负载的电力供给量如何都提供高效率的DC-DC变换器以及可实现对负载的高效率电力供给的车辆。在对负载(R1)的电力供给量在规定值以上的情况时，控制单元(5)执行驱动开关元件(S1～S4)的第一模式，在对负载(R1)的电力供给量在规定值以下的情况时，控制单元(5)执行第二模式，在该第二模式下，使开关元件S3、S4在断开状态下停止，而仅驱动开关元件S1、S2。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及具有绝缘功能的DC-DC变换器。
背景技术
以往公知的DC-DC变换器是如下的装置：由开关电路将直流电变换为交流电，使用变压器对该交流电进行变压，并由整流电路将其变换为直流电而输出。在处理的电力大的情况下通常采用全桥电路。在该全桥电路中，两对串联连接的开关元件上臂侧的开关元件和下臂侧的开关元件交替驱动。也就是，上臂侧的开关元件和下臂侧的开关元件进行相互相反的开、关驱动。可是，开关元件的开启、关断的时候成为硬开关而产生大的开关损失，并且效率差。
因此，在专利文献1公开有降低开关损失并实现效率的改善的DC-DC变换器。该DC-DC变换器使构成全桥电路的一方的串联连接的开关元件的开、关驱动和另一方的串联连接的开关元件的开、关驱动的相位偏移而进行工作。由此，可成为零电压开关，并能实现开关损失的降低。将该控制方式称为相移方式。
另外，在专利文献2公开有如下内容：在谐振型的电路中，在负载变轻时通过使全桥电路的一组开关的一方继续导通，使一方继续关断，实现效率提高和输出波动的减少。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2003-47245号公报
专利文献2：日本专利特开2003-324956号公报
发明内容
发明将要解决的技术课题
相移方式的全桥电路在对负载的电力供给量多时可以进行零电压开关，但在对负载的电力供给量少时，流过电路的电流变少，开关元件的寄生电容的充放电需要的时间变长。该充放电不完全开关元件开启时，成为硬开关，存在开关损失增大、效率下降的问题。
另外，在相移方式的全桥电路中，相对于利用开关元件的寄生电容的充放电，谐振型的电路是频率控制的，因为动作原理本不相同，所以即使要解决的课题相同，也不能在相移方式的电路中适用能够应用于谐振型的电路的技术。
本发明的目的是不论向负载的电力供给量如何都提供高效率的DC-DC变换器。
另外，本发明的目的是提供如下的车辆：不论对负载的电力供给量如何都能够实现向负载的高效率的电力供给。
用于解决课题的手段
为了实现上述目的，本发明涉及的DC-DC变换器，其特征在于，具有：全桥电路，由将第一、第二开关元件串联连接的第一开关支和将第三、第四开关元件串联连接且与所述第一开关支并联连接的第二开关支构成，将所述第一开关支两端间及所述第二开关支两端间设为直流端子间，将所述第一、第二开关元件的串联连接点和所述第三、第四开关元件的串联连接点之间设为交流端子间；具有平滑电抗器的整流电路；第一平滑电容器，与直流电源并联连接，并且与所述全桥电路的直流端子间连接；第二平滑电容器，与负载并联连接，并且连接在所述整流电路的直流端子间；初级绕组，连接在所述全桥电路的交流端子间；次级绕组，连接在所述整流电路的交流端子间；变压器，对所述初级绕组和所述次级绕组进行磁耦合；以及控制单元，对所述全桥电路进行控制，所述第1、第2、第3、第4开关元件分别由开关、与所述开关并联连接的反向并联二极管、和与所述开关以及所述反向并联二极管并联连接的电容器构成，所述DC-DC变换器具有在所述全桥电路的交流端子间和所述初级绕组之间串联插入的电抗器成分，其中，在向所述负载的电力供给量在规定值以上时，所述控制单元执行驱动所述第1、第2、第3、第4开关元件的第一模式，在向所述负载的电力供给量在所述规定值以下时，所述控制单元执行第二模式，在该第二模式下：使构成所述第一开关支或第二开关支的一侧的开关支的一组开关元件在断开状态下停止，并驱动构成所述第一开关支或第二开关支的另一侧的开关支的一组开关元件。
另外，有关本发明的车辆的特征在于搭载了本发明的DC-DC变换器。
发明的效果
根据本发明，不论对负载的电力供给量如何都提供高效率的DC-DC变换器。
另外，根据本发明，无论对负载的电力供给量如何，都能够提供能够实现对负载的高效率的电力供给的车辆。
附图说明
图1是根据本发明的实施例1的DC-DC变换器的电路结构图。
图2是说明实施例1的操作模式的切换的图。
图3是说明实施例1的规定值Pth的决定方法的图。
图4是说明基于实施例1的2个规定值Pth1、Pth2的操作模式的切换的图。
图5是说明实施例1的轻负载模式M2下的动作的电压、电流波形图。
图6是在图5示出的期间(a)的轻负载模式M2下的动作(模式a)的电路图。
图7是说明图5示出的期间(b)的轻负载模式M2下的动作(模式b)的电路图。
图8是说明图5示出的期间(c)的轻负载模式M2下的动作(模式c)的电路图。
图9是说明图5示出的期间(d)的轻负载模式M2下的动作(模式d)的电路图。
图10是说明图5示出的期间(e)的轻负载模式M2下的动作(模式e)的电路图。
图11是说明图5示出的期间(f)的轻负载模式M2下的动作(模式f)的电路图。
图12是说明图5示出的期间(g)的轻负载模式M2下的动作(模式g)的电路图。
图13是说明图5示出的期间(h)的轻负载模式M2下的动作(模式h)的电路图。
图14是说明实施例1的轻负载模式M2下的另外的动作的电压波形图。
图15是说明本发明的实施例2的DC-DC变换器的电路结构图。
图16是说明本发明的实施例3的DC-DC变换器的电路结构图。
图17是以往的电动汽车的电源系统的概要结构图。
图18是本发明的实施例4的电动汽车的电源系统的概要结构图。
具体实施方式
关于本发明的实施方式，参照图详细进行说明。另外，在以下的说明中，将与接通状态的开关元件的电压或与开关元件并联连接的反向并联二极管的正向下降电压相等或在其以下的电压称为零电压，通过在对开关元件施加的电压为零电压的状态下，切换该开关元件的开启和关断来降低开关损失称为零电压开关或软开关。
【实施例1】
图1是根据本发明的实施例1的DC-DC变换器1电路结构图。该DC-DC变换器1对直流电源V1进行变压来对负载R1供给电力。另外，直流电源V1也可以置换为功率因数改善电路等其他的变换器的输出。
在图1中，在全桥电路2的直流端子A-A′之间连接有直流电源V1和平滑电容器C1。在整流电路7的直流端子B-B′之间连接有平滑电容器C2和负载R1。在全桥电路2的交流端子C-C′之间连接有初级绕组N1，在整流电路7交流端子D-D′之间连接有次级绕组N2。该初级绕组N1和次级绕组N2通过变压器6磁耦合。全桥电路2由将第一、第二开关元件S1、S2串联连接的第一开关支3和将第3、将第4开关元件S3、S4串联连接的第二开关支4组成。
在开关元件S1～S4分别连接有反向并联二极管DS1～DS4。在这里，在作为这些开关元件而使用了MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的情况下，作为反向并联二极管，可利用MOSFET的体二极管。另外，开关元件S1～S4有寄生电容CS1～CS4。此时，作为电容器，也可以与开关元件S1～S4并联连接缓冲电容器。在图1中，作为一个例子，将开关元件S1、S2设置为MOSFET，开关元件S3、S4设置为IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。在全桥电路2的交流端子间和初级绕组N1之间串联插入电抗器Lr。在这里，对于电抗器Lr，也可以利用变压器6的漏电感。
整流电路7由2个平滑电抗器L1、L2和2个二极管D1、D2构成。在次级绕组N2一端连接有平滑电抗器L1一端和二极管D2的阴极，在次级绕组N2的另一端连接有平滑电抗器L2的一端和二极管D1的阴极。平滑电抗器L1、L2的另一端与平滑电容器C2的一端连接，二极管D1、D2的阳极与平滑电容器C2的另一端连接。在这里，也可以使用开关元件代替二极管D1、D2。在这种情况下，通过采用同步整流方式，可进一步提高DC-DC变换器1的效率。
本发明的DC-DC变换器1的特征为根据向负载R1的电力供给量，可切换开关元件的操作模式。使用图2对操作模式的切换进行说明。
图2是说明操作模式的切换的图。输出功率Pout是由电流传感器8检测到的输出电流和由电压传感器9检测到的输出电压的积。Pth是为了切换操作模式而设置的规定值。输出功率Pout在规定值Pth以上的情况下，控制单元5作为第一模式即重负载模式M1，驱动开关元件S1～S4。此时在通过相移方式驱动开关元件S1～S4时，可以进行零电压开关。在输出功率Pout在规定值Pth以下时，转移到作为第二模式的轻负载模式M2。控制单元5使开关元件S3、S4在断开状态下停止，仅驱动开关元件S1、S2。控制单元5通过控制开关元件S1、S2驱动频率，控制输出功率。另外，在该图中，在图中的下部记载有驱动开关元件S1～S4的驱动信号，高电平侧表示ON信号，低电平侧表示OFF信号。
图3是说明规定值Pth的决定方法的图。由虚线示出的Ploss-Pout直线表示在重负载模式M1下使其动作时的各输出功率Pout中的损失，由实线示出的Ploss-Pout直线表示在轻负载模式M2下使其动作时的各输出功率Pout中的损失。这样，按照根据输出功率Pout的大小来损失Ploss小的操作模式M1、M2的方式来决定规定值Pth即可。在理论上将虚线和实线的交点作为Pth会成为效率最好的情况。当然，规定值Pth也可以任意地设定。
在这里，输出功率Pout与规定值Pth同程度大小时，存在在重负载模式M1和轻负载模式M2之间频繁切换的情况。在这种情况下，如图4所示，存在通过分别决定从重负载模式M1转换到轻负载模式M2的规定值Pth1、和从轻负载模式M2转换到重负载模式M1的规定值Pth2而能够解决的情况。规定值Pth1和Pth2的差由适用本技术的产品兼顾效率与切换频率来选择决定即可。
接着，使用图5到图13对在DC-DC变换器1的轻负载模式M2下的电路动作进行说明。重负载模式M1的电路动作因为能适用以往的相移方式所以省略说明。图5是说明在DC-DC变换器1轻负载模式M2下的动作的电压、电流波形图。首先说明在图5的电压波形。S1驱动信号～S4驱动信号分别示出控制单元5向开关元件S1～S4输出的驱动信号波形。在该图中，开关元件S1～S4在向开关元件S1～S4输出的驱动信号波形成为了高电平时被置为ON(开启)，在向开关元件S1～S4输出的驱动信号波形成为低电平时被置为OFF(关断)。T1电压表示初级绕组N1的一端侧的节点T1的电压的电压波形，T2电压表示初级绕组N1的另一端侧的节点T2的电压的电压波形，T1-T2间电压表示从T1电压减去了T2电压后的电压波形。接着，对在图5的电流波形进行说明。S1电流、S2电流分别表示开关元件S1、S2漏极-源极之间电流。CS1电流～CS4电流分别表示流过寄生电容CS1～CS4的电流波形。对于CS1电流～CS4电流，在各自寄生电容CS1～CS4中，将从与开关元件的漏极连接的寄生电容的一端向与开关元件的源极连接的寄生电容的另一端流动的方向设为正，并将正电流称为充电电流，将负电流称为放电电流。DS1电流～DS4电流分别表示流过反向并联二极管DS1～DS4的电流波形。对于DS1电流～DS4电流，在各个反向并联二极管DS1～DS4中，将从阳极向阴极流动的方向设为正。另外，在图5中由各虚线划分的期间(a)～(h)分别与在以下说明的(模式a)～(模式h)对应。在轻负载模式M2下，经过(模式a)～(模式h)全部的模式，开关元件S3、S4的驱动信号成为断开。
(模式a)
图6是说明在图5示出的期间(a)的轻负载模式M2下的动作(模式a)的电路图。开启开关元件S1。开关元件S1的两端电压通过反向并联二极管DS1导通而成为零电压，开关元件S1成为零电压开关。此后，流过电抗器Lr的电流达到零时，在反向并联二极管DS4流过作为反向恢复之前的电流的反向恢复电流，流过电抗器Lr的电流沿正方向增大。此后，在反向并联二极管DS4反向恢复时，通过开关元件S1的电流成为寄生电容CS4的充电电流和寄生电容CS3的放电电流。
(模式b)
图7是说明在图5示出的期间(b)的轻负载模式M2下的动作(模式b)的电路图。通过寄生电容CS3放电，反向并联二极管DS3的两端电压减少，在交叉零电压时反向并联二极管DS3导通。在反向并联二极管DS3导通时，寄生电容CS3的放电电流和寄生电容CS4的充电电流变得不流动。流过反向并联二极管DS3的电流通过开关元件S1和电抗器Lr、初级绕组N1返回到反向并联二极管DS3。流过该路径的电流逐渐增加。
(模式c)
图8是说明在图5示出的期间(c)的轻负载模式M2下的动作(模式c)的电路图。关断开关元件S1。流过反向并联二极管DS3的电流成为寄生电容CS1的充电电流、以及寄生电容CS2的放电电流。通过寄生电容CS2的放电，节点T1的电压减少，但节点T2电压由于反向并联二极管DS3导通而维持比直流电压V1高的电压。由此，在节点T1-节点T2之间的电压向负方向扩大。
(模式d)
图9是说明在图5示出的期间(d)的轻负载模式M2下的动作(模式d)的电路图。通过寄生电容CS2的放电，反向并联二极管DS2两端电压减少，在交叉零电压时，反向并联二极管DS3导通。在反向并联二极管DS2导通时，寄生电容CS2的放电电流和寄生电容CS1的充电电流变得不流动。流过反向并联二极管DS2的电流通过电抗器Lr、初级绕组N1，并通过反向并联二极管CS3返回到反向并联二极管CS2。流过该路径的电流逐渐减少。
(模式e)
图10是说明在图5示出的期间(e)的轻负载模式M2下的动作(模式e)的电路图。开启开关元件S2。开关元件S2的两端电压由于反向并联二极管DS2导通而成为零电压，开关元件S2成为零电压开关。此后，流过电抗器Lr的电流达到零时，在反向并联二极管DS3流过作为直到反向恢复为止的反向恢复电流，流过电抗器Lr的电流在负方向增大。此后，在反向并联二极管DS3反向恢复时，通过开关元件S2的电流成为寄生电容CS3的充电电流和寄生电容CS4的放电电流。节点T2电压通过寄生电容CS4的放电而减少，但节点T1的电压由于开关元件S2导通而维持零电压。由此，节点T1-节点T2之间的电压接近零。
(模式f)
图11是说明在图5示出的期间(f)的轻负载模式M2下的动作(模式f)的电路图。通过寄生电容CS4的放电，反向并联二极管DS4两端电压减少，在交叉零电压时，反向并联二极管DS4导通。在反向并联二极管DS4导通时，寄生电容CS4的放电电流和寄生电容CS3的充电电流变得不流动。流过反向并联二极管DS4的电流通过初级绕组N1、电抗器Lr，并通过开关元件S2返回到反向并联二极管DS4。流过该路径的电流逐渐增加。
(模式g)
图12是说明在图5示出的期间(g)的轻负载模式M2下的动作(模式g)的电路图。关断开关元件S2。流过开关元件S2的电流成为寄生电容CS1的放电电流和寄生电容CS2的充电电流。节点T1的电压通过寄生电容CS2的充电而上升，但节点T2的电压由于反向并联二极管D4导通而维持零电压。由此，该节点T1-节点T2之间的电压向正方向上升。
(模式h)
图13是说明在图5示出的期间(h)的轻负载模式M2下的动作(模式h)的电路图。通过寄生电容CS1的放电，反向并联二极管DS1两端电压减少，在交叉零电压时，反向并联的二极管DS1导通。在反向并联二极管DS1导通时，寄生电容CS1的放电电流和寄生电容CS2的充电电流变得不流动。流过反向并联二极管DS1的电流通过反向并联二极管DS4和初级绕组N1、电抗器Lr，返回到反向并联二极管DS1。流过该路径的电流逐渐减少。
以后，返回到(模式a)，反复进行上述(模式a)～(模式h)的动作。
另外，在(模式a)～(模式h)中存在流过平滑电抗器L1、L2的电流逆流的模式，但通过增大电抗器的值、以及变更绕组N1、N2匝数比可以避免。
之所以通过控制开关元件S1、S2的驱动频率能控制输出功率，是因为使在节点T1-节点T2之间产生电压的时间发生了变化。即，在提高驱动频率时，每1个周期的节点T1-节点T2之间电压的有效值增大，并能够提高输出功率。反过来如果降低驱动频率则输出功率也下降。为了不提高驱动频率而增加输出功率，如果对开关元件S3、S4采用寄生电容大的开关元件，则可以使在变压器两端产生电压的时间延迟。另外，也可以与开关元件S3、S4并联连接缓冲电容器。这是因为在(模式a)、(模式e)中追加缓冲电容器的充放电时间，所以在节点T1-节点T2之间显现电压的时间延长而造成的。作为不提高驱动频率而提高输出功率的另外的方法，也可以对反向并联二极管DS3、DS4采用反向恢复特性慢的二极管。在(模式d)、(模式h)中，维持节点T1-节点T2之间的电压，直到反向并联二极管DS3、DS4的反向恢复终止为止。因此可提高输出功率。
作为开关元件S1、S2，有时通过使用切换特性快的开关元件，效率会提高。一般地，MOSFET的切换特性很快，开关损失小。另外，IGBT的导通电阻很小，导通损失小。例如，作为开关元件S1、S2，使用MOSFET，对于开关元件S3，S4，使用IGBT。由此，可抑制在重负载模式M1下的导通损失，也能够降低在轻负载模式M2下的开关损失。
反过来，对开关元件S1、S2使用IGBT，对开关元件S3、S4使用MOSFET时，可提高输出功率。一般地，MOSFET的体二极管反向恢复特性慢。如果对反向并联二极管DS3、DS4利用MOSFET的体二极管，则在(模式e)、(模式a)中，维持节点T1-节点T2之间的电压，直到反向并联二极管DS3、DS4的反向恢复终止为止。因此，可提高输出功率。另外，即使在对开关元件S1、S2使用了MOSFET，对开关元件S3、S4使用了IGBT的情况下，如图14所示，如果使开关元件S1、S2在断开状态下停止，仅驱动开关元件S3、S4，可以明白，可取得与对开关元件S1、S2使用IGBT，对开关元件S3、S4使用MOSFET的构成的DC-DC变换器同样的效果。另外，反过来，即使在对开关元件S1、S2使用IGBT，对开关元件S3、S4使用MOSFET的情况下，如图14所示，如果使开关元件S1、S2在断开状态下停止，仅驱动开关元件S3、S4，可以明白，可得到与对开关元件S1、S2使用MOSFET，对开关元件S3、S4使用IGBT的结构的DC-DC变换器同样的效果。
按照上述，本发明的DC-DC变换器1的特征在于：即使在轻负载时也容易实现零电压开关。可是在对负载的电力供给量可被视为大体上与零相等时，存在不能确保寄生电容CS1～CS4的充放电需要的电流，开关元件S1、S2成为硬开关的情况。可是，此时，开关元件S1、S2驱动频率比重负载模式M1时的驱动频率低。因此，即使对负载的电力供给量可被视为大体上与零相等这样时，轻负载模式M2也比重负载模式M1效率高，本发明可以说是有效的。
另外，在前述的专利文献2中，是与相移方式的动作原理不相同的谐振型的电路。因此，在谐振型的电路中为了使谐振稳定动作必须限制频率范围，除了对输入电压范围、输出电压的可变范围限制较多，谐振型的电路是频率控制的，为了缩小输出范围而需要与谐振频率分离，但由于波动的增大或需要用于驱动元件的电力，难于高效化。
与此相对，在相移方式的电路中，除了开关元件的开-关之外，还利用与这些开关元件并联连接的二极管的导通和对寄生电容的充放电来进行动作。并且，为了改善效率，如何在开关元件进行开-关时实现零电压开关或接近其的开关是重要的。因此，控制对寄生电容的充放电是重要的。
以往，在负载变轻的轻负载时，因为没有充分的电流在电路内流过，所以开关的输出电容不能充分地充放电而成为硬开关，导致效率恶化。可是，在本实施例中，通过在轻负载模式中使全桥电路的、串联连接的一组开关元件构成的一个开关支的动作停止，从而消除这一点。在这样的状态下确认了在电路中流动的电流的状态，理由还是不明了的，但与以往的控制相比，确认了在轻负载时用于对开关的输出电容进行充放电的电流增多。由此，即使在负载变轻了的轻负载时，也促使开关的输出电容的充放电，可成为软开关。
即根据本实施例，开关与以前的控制方法相比，能够以低电压开启，开关损失减少。另外，根据本实施例，与以往的控制方法相比，因为频率低所以更容易缩小输出范围，另外通过使构成一方的开关支的串联连接的一组开关元件的动作停止，这些开关的驱动损失也被控制，能够进一步实现效率的提高。
【实施例2】
图15是本发明的实施例2的DC-DC变换器101的电路结构图。对与图1相同的部分赋予相同符号，并省略其说明。整流电路7由平滑电抗器L11和2个二极管D1、D2构成。平滑电抗器L11的一端与二极管D1、D2的阴极连接，平滑电抗器L11的另一端与平滑电容器C2的一端连接。2个次级绕组N21、N22的一端互相连接，其连接点被连接到平滑电容器C2的另一端。次级绕组N21、N22的另一端分别为N21连接到二极管D1的阳极，N22被连接到二极管D2的阳极。由此，与实施例1比较，因为能削减平滑电抗器，所以能削减元器件件数，并可降低成本。另外，通过使用开关元件代替二极管D1、D2，并采用同步整流方式可进一步实现高效率化。
【实施例3】
图16是本发明的实施例3的DC-DC变换器102的电路结构图。对与图1相同的部分赋予相同符号，并省略其说明。整流电路7由平滑电抗器L12、将二极管D1、D2串联连接的二极管支10、将二极管D3、D4串联、并且与二极管支10并联连接的二极管支11构成。平滑电抗器L12的一端与二极管支10的一端连接，平滑电抗器L12的另一端与平滑电容器C2一端连接，二极管支10的另一端与平滑电容器C2的另一端连接。二极管D1、D2的连接点和二极管D3、D4的连接点与次级绕组N2的两端连接。由此，可使用逆耐压的小的二极管。这样的结构适合用于输出电压大的情况。另外，通过使用开关元件代替二极管D1～D4，并采用同步整流方式可进一步实现高效率化。
【实施例4】
图17是以往的电动汽车31的电源系统的概要结构图。充电器32通过AC-DC变换器52将来自交流电源51的交流电力变换为直流电力，DC-DC变换器53将直流电力变压为蓄电池41充电所需的电压来提供电力。另一方面，DC-DC变换器55对作为比蓄电池41的电压低的电压的蓄电池42的电压进行变压并向负载56供给电力。对负载56的电力供给量多的情况下，通过DC-DC变换器54向DC-DC变换器55和蓄电池42供给蓄电池41的电力。可是，在从交流电源51对充电蓄电池41充电的情况等向负载56的电力供给量少的情况下，存在DC-DC变换器54的电力变换效率下降的问题。因此，充电器32具有DC-DC变换器57，将来自AC-DC变换器52的电力不通过DC-DC变换器54而从DC-DC变换器57向DC-DC变换器55和蓄电池42供给电力。
图18是采用了根据本发明的实施例4的DC-DC变换器1的电动汽车131的电源系统的概要结构图。对与图17相同的部分赋予相同符号，并省略其说明。通过采用在前述的实施例1说明了的DC-DC变换器1代替在图17的DC-DC变换器54，从而即使对负载56的电力供给量少的情况下，DC-DC变换器1也能够高效率供给电力。由此，充电器132不需要在图17的DC-DC变换器57，可削减器件件数，可较大地实现成本降低，并能以高效率进行电力供给。
在汽车131中，从交流电源51通过充电器132对蓄电池41充电时，DC-DC变换器1的开关元件S1、S2的驱动频率与重负载模式M1时的驱动频率相比变低的情况较多。即，是在夜间等车本身不使用时间对蓄电池41进行充电的状态。这样的时候，成为必要最低限度的非常小的负载56。因此，即使在对负载的电力供给量可被视为大体上等于零时，轻负载模式M2比重负载模式M1效率高，可以说在电动汽车上利用在本实施例说明了的DC-DC变换器是非常有效的。另外，在本实施例中以在汽车131中应用实施例1说明的DC-DC变换器的例子进行说明，但是，即使在汽车131应用由实施例2和实施例3说明的DC-DC变换器也同样有效。
标号说明
1、53～55、57、101、102DC-DC变换器
2全桥电路
3、4开关支
5控制单元
6变压器
7整流电路
8电流传感器
9电压传感器
10、11二极管支
31电动汽车
32充电器
41、42蓄电池
51交流电源
52AC-DC变换器
56、R1负载
131电动汽车
132充电器
V1直流电源
C1、C2平滑电容器
L1、L2、L11、L12平滑电抗器
Lr电抗器
N1、N2绕组
S1～S4开关元件
DS1～DS4反向并联二极管
CS1～CS4寄生电容
M1重负载模式
M2轻负载模式
Pout输出功率
Pth、Pth1、Pth2规定值
D1～D4二极管
T1、T2节点

Claims (15)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，
具有：全桥电路，由将第一、第二开关元件串联连接的第一开关支和将第三、第四开关元件串联连接且与所述第一开关支并联连接的第二开关支构成，将所述第一开关支的两端间及所述第二开关支的两端间设为直流端子间，将所述第一、第二开关元件的串联连接点和所述第三、第四开关元件的串联连接点之间设为交流端子间；具有平滑电抗器的整流电路；第一平滑电容器，与直流电源并联连接，并且连接在所述全桥电路的直流端子间；第二平滑电容器，与负载并联连接，并且连接在所述整流电路的直流端子间；初级绕组，连接在所述全桥电路的交流端子间；次级绕组，连接在所述整流电路的交流端子间；变压器，对所述初级绕组和所述次级绕组进行磁耦合；以及控制单元，对所述全桥电路进行控制，
所述第一、第二、第三、第四开关元件分别由开关、与所述开关并联连接的反向并联二极管、以及与所述开关和所述反向并联二极管并联连接的电容器构成，
所述DC-DC变换器具有在所述全桥电路的交流端子间和所述初级绕组之间串联插入的电抗器成分，
其中，在向所述负载的电力供给量在规定值以上时，所述控制单元执行驱动所述第一、第二、第三、第四开关元件的第一模式，在向所述负载的电力供给量在所述规定值以下时，所述控制单元执行第二模式，在该第二模式下，使构成所述第一开关支或第二开关支的一侧的开关支的一组开关元件在断开状态下停止，并驱动构成所述第一开关支或第二开关支的另一侧的开关支的一组开关元件，所述第二模式通过提高切换频率来使输出功率增加。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述控制单元在执行所述第一模式时，以相移方式对所述第一、第二、第三、第四开关元件进行驱动，所述控制单元在执行所述第二模式时，以频率控制方式对所驱动的一侧的所述开关支的一组开关元件进行驱动。
3.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
在执行所述第二模式时被停止的一侧的所述开关支的一组开关元件所具有的所述电容器，与在执行所述第二模式时所驱动的一侧的所述开关支的一组开关元件所具有的所述电容器相比容量更大。
4.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
在执行所述第二模式时被停止的一侧的所述开关支的一组开关元件分别并联连接有缓冲电容器。
5.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
在执行所述第二模式时被停止的一侧的所述开关支的一组开关元件所具有的所述反向并联二极管，与在执行所述第二模式时所驱动的一侧的所述开关支的一组开关元件所具有的所述反向并联二极管相比反向恢复特性更慢。
6.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
在执行所述第二模式时所驱动的一侧的所述开关支的一组开关元件，与在执行所述第二模式时被停止的一侧的所述开关支的一组开关元件相比开关特性更快。
7.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
将在执行所述第二模式时所驱动的一侧的所述开关支的一组开关元件设置为MOSFET，并将在执行所述第二模式时被停止的一侧的所述开关支的一组开关元件设置为IGBT。
8.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
将在执行所述第二模式时所驱动的一侧的所述开关支的一组开关元件设置为IGBT，并将在执行所述第二模式时被停止的一侧的所述开关支的一组开关元件设置为MOSFET。
9.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述规定值具有第一规定值和比所述第一规定值大的第二规定值，所述控制单元在对所述负载的电力供给量在所述第一规定值以下的情况下，切换为第二模式，而在对所述负载的电力供给量在所述第二规定值以上的情况下，切换为第一模式。
10.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述整流电路具有第一平滑电抗器的一端和第二平滑电抗器的一端的连接体、以及第一二极管的一端和第二二极管的一端的连接体，在所述第一二极管的另一端连接有所述第一平滑电抗器的另一端，在所述第二二极管的另一端连接有所述第二平滑电抗器的另一端，将所述第一二极管的另一端和所述第二二极管的另一端之间设为交流端子间，将所述第一、第二平滑电抗器的连接点和所述第一、第二二极管的连接点之间设为直流端子间。
11.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述整流电路具有第一平滑电抗器的一端和第二平滑电抗器的一端的连接体、以及第一整流电路侧开关元件的一端和第二整流电路侧开关元件的一端的连接体，在所述第一整流电路侧开关元件的另一端连接有所述第一平滑电抗器的另一端，在所述第二整流电路侧开关元件的另一端连接有所述第二平滑电抗器的另一端，将所述第一整流电路侧开关元件的另一端和所述第二整流电路侧开关元件的另一端之间设为交流端子间，将所述第一、第二平滑电抗器的连接点和所述第一、第二整流电路侧开关元件的连接点之间设为直流端子间。
12.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述次级绕组具有第一次级绕组的一端和第二次级绕组的一端的连接体，所述整流电路具有平滑电抗器和第一、第二二极管，在所述第一次级绕组的另一端连接有所述第一二极管的一端，在所述第二次级绕组的另一端连接有所述第二二极管的一端，将所述第一二极管的另一端和所述第二二极管的另一端与所述平滑电抗器的一端连接，将所述第一、第二次级绕组的连接点与所述平滑电抗器的另一端之间设为直流端子间，将第一二极管的一端和第二二极管的一端之间设为交流端子间。
13.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述次级绕组具有第一次级绕组的一端和第二次级绕组的一端的连接体，所述整流电路具有平滑电抗器和第一、第二整流电路侧开关元件，在所述第一次级绕组的另一端连接有所述第一整流电路侧开关元件的一端，在所述第二次级绕组的另一端连接有所述第二整流电路侧开关元件的一端，将所述第一整流电路侧开关元件的另一端和所述第二整流电路侧开关元件的另一端与所述平滑电抗器的一端连接，将所述第一、第二次级绕组的连接点与所述平滑电抗器的另一端之间设为直流端子间，将第一整流电路侧开关元件的一端和第二整流电路侧开关元件的一端之间设为交流端子间。
14.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述整流电路具有平滑电抗器、将第一、第二二极管串联连接的第一二极管支、以及将第三、第四二极管串联连接且与所述第一二极管支并联连接的第二二极管支，将所述第一二极管支的一端连接所述平滑电抗器的一端，将所述平滑电抗器的另一端和所述第一二极管支的另一端之间设为直流端子间，将所述第一、第二二极管的串联连接点和所述第三、第四二极管的串联连接点之间设为交流端子间。
15.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述整流电路具有平滑电抗器、将第一、第二整流电路侧开关元件串联连接的第一整流电路侧开关支、以及将第三、第四整流电路侧开关元件串联连接且与所述第一整流电路侧开关支并联连接的第二整流电路侧开关支，将所述第一整流电路侧开关支的一端连接所述平滑电抗器的一端，将所述平滑电抗器的另一端和所述第一整流电路侧开关支的另一端之间设为直流端子间，将所述第一、第二整流电路侧开关元件的串联连接点和所述第三、第四整流电路侧开关元件的串联连接点之间设为交流端子间。
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104115386A (zh) 2012-03-05 2014-10-22 富士电机株式会社 直流-直流转换装置
US20140362606A1 (en) * 2012-03-05 2014-12-11 Fuji Electric Co., Ltd. Dc-dc conversion device
JP5732431B2 (ja) * 2012-05-21 2015-06-10 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータシステム
JP5552149B2 (ja) * 2012-10-05 2014-07-16 オリジン電気株式会社 コンバータ及び双方向コンバータ
JP6103874B2 (ja) * 2012-10-12 2017-03-29 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置とその運転方法
JP6033649B2 (ja) * 2012-11-16 2016-11-30 株式会社ダイヘン Ｄｃ−ｄｃコンバータ
TWI554015B (zh) * 2013-04-19 2016-10-11 Univ Nat Kaohsiung Applied Sci Single - stage high power return - forward converter and light source system
KR101481277B1 (ko) 2013-06-10 2015-01-09 현대자동차주식회사 친환경 차량의 배터리 충전용 온보드 충전기
US9252672B2 (en) * 2013-10-04 2016-02-02 Chicony Power Technology Co., Ltd. Method of controlling phase-shift full-bridge converter in light load operation
CN104578718B (zh) * 2013-10-29 2017-10-10 群光电能科技股份有限公司 移相全桥转换器轻载控制方法
US10158239B2 (en) * 2014-03-17 2018-12-18 Meta System S.P.A. Power supply stage of an electric appliance, in particular a battery charger for charging batteries of electric vehicles
RU2572002C1 (ru) * 2014-06-26 2015-12-27 Борис Александрович Глебов Способ управления преобразователем напряжения
JP6456063B2 (ja) * 2014-07-14 2019-01-23 菊水電子工業株式会社 スイッチング回路
US9831790B2 (en) 2014-09-17 2017-11-28 Alps Electric Co., Ltd. DC-to-DC converter
US9627979B2 (en) * 2014-10-03 2017-04-18 Bombardier Transportation Gmbh Dual mode DC-DC converter
KR102344534B1 (ko) * 2014-11-11 2021-12-29 엘지이노텍 주식회사 전력변환부
JP6207774B2 (ja) * 2015-02-02 2017-10-04 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN106067738B (zh) * 2015-04-23 2020-04-14 松下知识产权经营株式会社 电力变换装置
US9958509B2 (en) 2015-05-29 2018-05-01 Foundation Of Soongsil University-Industry Cooperation Charger having battery diagnosis function and method of driving the same
KR101703122B1 (ko) * 2015-05-29 2017-02-06 숭실대학교산학협력단 배터리 진단 기능을 갖는 충전기 및 그 구동방법
US10075055B2 (en) * 2015-09-30 2018-09-11 Apple Inc. Zero-voltage-switching scheme for phase shift converters
CN109478851B (zh) * 2016-07-19 2020-07-21 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
US10601328B2 (en) 2016-11-01 2020-03-24 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
WO2018139565A1 (ja) * 2017-01-30 2018-08-02 古河電気工業株式会社 インバータの起動時の制御方法および制御装置
US10476398B1 (en) * 2018-05-01 2019-11-12 Postech Academy-Industry Foundation Power conversion circuit for photovoltaic power generation with high efficiency over wide input voltage range
CN111869084B (zh) * 2018-09-20 2023-09-22 Abb瑞士股份有限公司 功率转换器
JP7105727B2 (ja) * 2019-05-14 2022-07-25 三菱電機株式会社 車載用バッテリ充電装置
TWI747347B (zh) * 2020-06-30 2021-11-21 至美科技股份有限公司 具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器及其控制方法
JP7098025B1 (ja) * 2021-06-09 2022-07-08 三菱電機株式会社 電力変換装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1383605A (zh) * 2000-04-28 2002-12-04 Tdk股份有限公司 电力变换装置
CN101378232A (zh) * 2007-08-28 2009-03-04 日立计算机机器株式会社 双向dc-dc变换器和双向dc-dc变换器的控制方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6333337U (zh) * 1986-08-20 1988-03-03
JP2588786B2 (ja) 1990-02-26 1997-03-12 オリジン電気株式会社 Ｘ線電源装置
JP3318240B2 (ja) * 1997-09-12 2002-08-26 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP4466798B2 (ja) 2000-05-26 2010-05-26 サンケン電気株式会社 直流−直流変換器
JP3482378B2 (ja) * 2000-06-01 2003-12-22 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2002238257A (ja) 2001-02-06 2002-08-23 Toshiba Corp 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP2003047245A (ja) 2001-07-31 2003-02-14 Toshiba Corp 電気車用電源装置
JP3753978B2 (ja) * 2001-12-10 2006-03-08 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法
JP2003324956A (ja) 2002-05-09 2003-11-14 Origin Electric Co Ltd 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路
JP2004215469A (ja) * 2003-01-09 2004-07-29 Renesas Technology Corp スイッチング電源装置および電源制御用半導体集積回路
US6856521B1 (en) * 2003-08-19 2005-02-15 General Motors Corporation Pulse width modulation soft-switching control
JP2005229783A (ja) * 2004-02-16 2005-08-25 Omron Corp 燃料電池発電システム用パワーコンディショナおよびこれを用いた燃料電池発電システム
JP2007202370A (ja) * 2006-01-30 2007-08-09 Mitsumi Electric Co Ltd 電源装置
US7826236B2 (en) * 2008-03-19 2010-11-02 International Business Machines Corporation Apparatus, system, and method for a switching power supply with high efficiency near zero load conditions
US7796405B2 (en) * 2008-04-07 2010-09-14 Dell Products, Lp Phase shifted DC-DC converter with improved efficiency at light load
JP5530401B2 (ja) * 2011-05-26 2014-06-25 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1383605A (zh) * 2000-04-28 2002-12-04 Tdk股份有限公司 电力变换装置
CN101378232A (zh) * 2007-08-28 2009-03-04 日立计算机机器株式会社 双向dc-dc变换器和双向dc-dc变换器的控制方法

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