CN102946374A - 采用具有已知或包含信息的前缀的ofdm符号的ofdm系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于传送和接收OFDM符号的系统和方法，它们使通常用作每个OFDM符号的前缀的传输时间可以包含有用的信息，否则该传输时间会被浪费。在接收器，处理接收的信号以将接收的OFDM符号从与信道的线性卷积转换成循环卷积。

Description

采用具有已知或包含信息的前缀的OFDM符号的OFDM系统和方法

本申请是申请号为200480028892.0、发明名称为“采用具有已知或包含信息的前缀的OFDM符号的OFDM系统和方法”的申请的分案申请。 

发明领域

本发明涉及OFDM(正交频分复用)系统，更具体地涉及常规上配合每个符号使用前缀以便解决符号间干扰的这种OFDM系统。 

发明背景 

在OFDM系统中，使用快速傅立叶逆变换函数(IFFT)将数据块从频域转换到时域。实际上，在大量靠近但是正交分隔的子载波的每一个上承载一个数据元素。 

图1中示出这样的例子，其中在10、12、14标明三个OFDM符号。符号10称为IFFT_k-1，符号12是IFFT_k以及符号14是IFFT_k+1。这些OFDM符号10、12、14构成发射器输出15。这些在无线信道上传送，在示例中示出该无线信道具有信道脉冲响应16或等效地具有抽样信道响应20。在该信道上传送的结果是发射器输出15线性地与多径信道卷积。这在18以符号标明。然后，在接收器，接收三个OFDM符号22、24、26。这些又将分别包含IFFT_k-1、IFFT_k和IFFT_k+1。但是，由于多径信道的原因，IFFT_k-1将在IFFT_k中导致符号间干扰。更具体地，OFDM ISI_k-128是IFFT_k-1在IFFT_k中导致的符号间干扰，以及类似地OFDM ISI_k 30是IFFT_k 24在IFFT_k+126中导致的符号间干扰。该符号间干扰使每个OFDM符号的第一部分实际上对于传送信息是无用的。采用了各种方法来试图解决该问题。图2示出第一已知的方法。 利用该方法，在每对相邻的OFDM符号之间留了保护间隔，以及每个OFDM符号的前缀通过通常从该OFDM符号的结尾复制数据的一部分来形成(所说的相同循环前缀(Identical Cyclic Prefix))。在图2的例子中，示出分别由IFFT_k-1、IFFT_k和IFFT_k+1表示的三个OFDM符号40、42、44。示出将IFFT_k的后一部分复制到前缀46中，以及将IFFT_k+144的后一部分复制到第二前缀48中。现在，因先前符号所致的ISI将仅干扰前缀，而实际的OFDM符号将保持不失真。这可以在附图中看到，其中示出接收时OFDM ISI_k-150与前缀46重叠，而示出接收时OFDMISI_k 52与前缀48重叠。该方法重要的附带好处是，通过将每个IFFT的结尾部分复制到前缀，在接收器端移除相应的前缀部分之后，发射器输出与多径信道之间发生的卷积在数学上变成循环卷积而非标准的线性卷积。当执行信道估计和补偿以及多径消除时，循环卷积具有一些重要的优点。该相同循环前缀方法的缺点是该前缀使用的功率和带宽是纯开销。 

图3示出用于解决该问题的第二已知的方法。在该情况中，不传送包含IFFT的一部分的副本的前缀，而是传送只是全为零的前缀。这在该例中示出，该例示出三个OFDM符号60、62、64以及OFDM符号62和64之前的填充零的前缀。在接收器，因OFDM_k-160所致的OFDM ISI_k-166将在OFDM符号62的填充零的前缀中出现。类似地，因OFDM符号62所致的OFDM ISI_k 68将在符号OFDM_k+164的填充零的前缀期间出现。该方法的优点是节省了前述方法中浪费的功率。但是，那些零占用的带宽仍是纯开销。 

发明概述 

根据一个广泛的方面，本发明提供一种方法，包括：传送包括OFDM传输单元的第一信号，每个OFDM传输单元包括OFDM符号以及在该OFDM符号之前/和/或/之后的包含已知数据和/或未知的高度可靠数据的相应的非OFDM段，该非OFDM段允许在接收器的该 OFDM符号的线性卷积与循环卷积之间的转换。 

在一些实施例中，每个OFDM符号的非OFDM段至少足够长以遮盖(cover)前一个OFDM符号引入的任何显著ISI。 

在一些实施例中，该非OFDM段包括码分隔的导频信道、信令信道和业务信道。 

在一些实施例中，该非OFDM段包含时分复用的多个信道。 

在一些实施例中，多个信道按照次序包括导频信道时间段、信令和业务信道时间段以及另一个导频信道段，在信令和业务信道时间段期间信令信道和业务信道是码分隔的。 

在一些实施例中，多个信道按照次序包括业务信道时间段、导频信道时间段和信令信道时间段。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用不随变化的IFFT大小变化的持续时间来生成OFDM符号。 

在一些实施例中，该方法还包括：生成非OFDM段以具有不随变化的样本数变化的固定持续时间。 

在一些实施例中，该第一信号还包括每个前缀两侧的保护时间。 

在一些实施例中，OFDM传输单元被包含在持续时间为2048个码片的时隙中，以及每个时隙依次包括持续时间为400个码片的第一OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间各为400个码片的第二OFDM符号和第三OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间为400个码片的第四OFDM符号。 

在一些实施例中，每个非OFDM段按照次序包括64个码片的MAC段、96个码片的导频段和64个码片的MAC段。 

在一些实施例中，非OFDM段完全遵守lxEV/DO前向链路结构，以及该第一信号具有完全遵守lxEV/DO前向链路结构的时隙定时。 

在一些实施例中，每个OFDM符号是400个子载波的IFFT。 

在一些实施例中，每个OFDM符号是208个子载波的IFFT。 

在一些实施例中，从第一天线发射所述第一信号，该方法还包括 从第二天线发射第二信号，该第二信号包括OFDM传输单元，每个OFDM传输单元包括相应的OFDM符号以及在每个OFDM符号之前/和/或/之后的包含已知数据和/或未知的高度可靠数据的相应的非OFDM段，该非OFDM段允许在接收器的线性卷积与循环卷积之间的转换。 

在一些实施例中，每个信号包括持续时间为2048个码片的时隙，以及每个时隙依次包括持续时间为400个码片的第一OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间各为400个码片的第二OFDM符号和第三OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间为400个码片的第四OFDM符号，OFDM传输单元被包含在时隙中。 

在一些实施例中，每个非OFDM段按照次序包括64个码片的MAC段、96个码片的天线专用导频段和64个码片的MAC段。 

在一些实施例中，非OFDM段完全遵守lxEV/DO前向链路结构，以及该第一信号具有完全遵守lxEV/DO前向链路结构的时隙定时。 

在一些实施例中，该方法还包括：传送作为所述第一信号的一部分的CDMA传输单元，每个CDMA传输单元包括CDMA数据段，以及在每个CDMA数据段之前/和/或/之后包含相应非OFDM段，该非OFDM段包含已知非零数据和/或未知的高度可靠数据；其中该信号包含传输单元序列，其中一些传输单元被安排为OFDM传输单元以及一些传输单元被安排为CDMA传输单元。 

在一些实施例中，非OFDM段和CDMA数据段完全与现有的IS-856规范向后兼容。 

在一些实施例中，该第一信号包括持续时间为2048个码片的时隙，以及每个时隙依次包括持续时间为400个码片的第一数据段、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间各为400个码片的第二数据段和第三数据段、224个码片持续时间的非OFDM段，持续时间为400个码片的第四数据段，其中这些数据段的每个被安排为CDMA数据 段或OFDM数据段，该传输单元序列被包含在时隙中。 

在一些实施例中，每个非OFDM段按照次序包括64个码片的MAC段、96个码片的导频段和64个码片的MAC段。 

在一些实施例中，该方法还包括：在OFDM符号上传送多个用户的数据内容。 

在一些实施例中，对于在给定OFDM符号上具有数据内容的每个用户，使用子载波的相应带，该相应带包括整个OFDM子载波集合的子集。 

在一些实施例中，该方法还包括：对于每个用户，执行子载波的相应带的跳频。 

在一些实施例中，该方法还包括：在非OFDM段期间为每个用户传送相应的用户专用导频信道，用户专用导频信道在时间上是重叠的，但是彼此正交。 

在一些实施例中，该第一信号包括持续时间为2048个码片的时隙，以及每个时隙依次包括持续时间为400个码片的第一OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间各为400个码片的第二OFDM符号和第三OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间为400个码片的第四OFDM符号，OFDM传输单元被包含在时隙中。 

在一些实施例中，每个非OFDM符号按照次序包括64个码片的信令段、每个用户相应的96个码片的导频段以及64个码片的信令段，导频段在时间上是被覆盖的且彼此正交。 

在一些实施例中，该信号包括CDMA传输单元和OFDM传输单元的交替序列，该方法还包括在CDMA传输单元上执行功率控制。 

在一些实施例中，OFDM传输单元被包含在序列中，包括：3个尾比特；作为OFDM符号的58个点的IDFT；26个比特的训练序列；作为另一个OFDM符号的第二58个点的IDFT；3个尾比特；8.25个比特持续时间的保护周期，其中尾比特和或训练序列起非OFDM段的 作用。 

在一些实施例中，该方法还包括：传送作为所述信号的一部分的GSM传输单元，其中该信号包含传输单元序列，其中一些传输单元被安排为OFDM传输单元以及一些传输单元被安排为CDMA传输单元；传输单元被包含在序列中，包括：3个尾比特；作为OFDM传输单元的OFDM符号的58个点的IDFT，或GSM传输单元的57个比特的数据和一个比特的窃用标志；26个比特的训练序列；作为OFDM传输单元的另一个OFDM符号的第二58个点的IDFT或GSM传输单元的57个比特的数据和一个比特的窃用标志；3个尾比特；8.25个比特持续时间的保护周期，其中尾比特和或训练序列起非OFDM段的作用。 

在一些实施例中，该第一信号包括15个时隙帧，该第一信号包括被作为CDMA信号一起覆盖的主SCH、辅助SCH、导频信道和专用信道，在时间上用所述OFDM符号覆盖该CDMA信号。 

在一些实施例中，所述CDMA信号的部分起所述非OFDM段的作用。 

在一些实施例中，在每个时隙期间，该第一信号包括两个OFDM传输单元，每个OFDM传输单元包括128个码片的前缀、1024个点的IFFT和128个码片的后缀。 

在一些实施例中，每个28个码片的前缀包含设计的训练序列，以及每个128个码片的后缀包含系统信息、广播信息或短消息传送信息。 

在一些实施例中，在每个时隙期间，该第一信号包括一个OFDM传输单元，每个OFDM传输单元包括128个码片的前缀、2024个点的IFFT和128个码片的后缀。 

在一些实施例中，该方法配合修改为包括OFDM覆盖的UMTS下行链路使用。 

在一些实施例中，该方法适于配合具有可变非OFDM段和/或非 OFDM段盲检测的IEEE-802.11a/g系统使用。 

在一些实施例中，该方法适于配合IEEE 802.16a系统使用。 

根据另一个广泛的方面，本发明提供一种处理包含信号的接收信号的方法，所述信号包含OFDM传输单元，在多径信道上传送之后，每个OFDM传输单元包含OFDM符号，以及在每个OFDM符号之前/和/或/之后，还包含相应的前缀，该前缀包含已知的非零数据和/或未知的高度可靠数据，该方法包括：将每个OFDM符号的接收样本转换成接收样本的相应新集合，以使接收样本的新集合在数学上等于与该多径信道的信道响应循环卷积的发射样本，从而使该频域卷积定理适用。 

在一些实施例中，该方法还包括：基于非OFDM段执行耙指搜索和信道估计，以为每个非OFDM段生成相应的时域信道估计；在每个时域信道估计上执行FFT函数，以生成相应的频域信道估计；在多个频域信道估计上执行时间频率插值以生成当前的频域信道估计。 

在一些实施例中，该方法还包括：在该频域信道估计上执行IFFT，以获得另一个时域信道估计；使用该时域信道估计来执行时域中的耙指搜索和信道估计，以获得新的改善的时域信道估计；再次在该改善的时域信道估计上执行FFT步骤和时间频率插值步骤，以获得改善的当前频域信道估计。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用该时域信道估计来解调该非OFDM段的内容。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用该改善的时域信道估计来解调该非OFDM段的内容。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用该频域信道估计来执行当前OFDM符号的解调。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用该改善的频域信道估计来执行当前OFDM符号的解调。 

在一些实施例中，该方法还包括执行信道估计以通过如下步骤来 恢复离散化的时域信道估计：对于包含J个已知或高度可靠样本的第一非OFDM段，其后依次是OFDM符号、包含J个(或另一数量的)已知或高度可靠样本的第二非OFDM段，与离散化信道响应的L个样本成函数关系地定义使该第一和第二非OFDM段期间的接收样本与对应的已知/高度可靠值有关的多个等式，并解该等式以求该离散化信道响应的L个样本，其中至少有L个等式。 

在一些实施例中，该方法还包括在该离散化的信道响应上执行FFT以生成频域信道响应。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用该时域信道估计来解调非OFDM段的内容。 

在一些实施例中，该方法还包括：使用该改善的时域信道估计来解调该前缀的内容。 

在一些实施例中，该方法还包括：确定频域信道估计；基于每个子载波将接收样本的新集合除以该频域信道估计。 

在一些实施例中，将每个OFDM符号的接收样本转换成接收样本的相应新集合，以使接收样本的新集合在数学上等于与该多径信道的信道响应循环卷积的发射样本，从而使该频域卷积定理适用，包括：将(L-l)×(L-l)上矩阵U和下矩阵W分别定义为： 

$U=\left[\begin{array}{cccc}h(L-1)& h(L-2)& ...& h\left(1\right)\\ 0& h(L-1)& ...& h\left(2\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& ...& h(L-1)\end{array}\right],$ $W=\left[\begin{array}{cccc}h\left(0\right)& 0& ...& 0\\ h\left(1\right)& h\left(0\right)& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...\\ h(L-2)& h(L-3)& ...& h\left(0\right)\end{array}\right]$

以及将样本y(0)、y(1)、...、y(L-2)的新集合定义为 

$\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]-U\left[\begin{array}{c}a\left(1\right)\\ a\left(2\right)\\ .\\ .\\ .\\ a(L-1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}z\left(0\right)\\ z\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ z(L-2)\end{array}\right]-W\left[\begin{array}{c}b\left(0\right)\\ b\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ b(L-2)\end{array}\right]$

其中，h(.)是离散化信道响应，a(.)是在该OFDM符号之前的非OFDM周期的已知或高度可靠值，b(.)是在该OFDM符号之后的非OFDM周期的已知或高度可靠值，z(.)是该OFDM符号之后的非OFDM周期的 接收值，该等式右边的y(.)是该OFDM符号的接收样本，以及该等式左边的y(.)是该新集合的接收样本。 

根据另一个广泛的方面，本发明提供一种为接收的OFDM符号将线性卷积转换到循环卷积的方法，包括：将(L-l)×(L-l)上矩阵U和下矩阵W分别定义为： 

$U=\left[\begin{array}{cccc}h(L-1)& h(L-2)& ...& h\left(1\right)\\ 0& h(L-1)& ...& h\left(2\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& ...& h(L-1)\end{array}\right],$ $W=\left[\begin{array}{cccc}h\left(0\right)& 0& ...& 0\\ h\left(1\right)& h\left(0\right)& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...\\ h(L-2)& h(L-3)& ...& h\left(0\right)\end{array}\right]$

以及将样本y(0)、y(1)、...、y(L-2)的新集合定义为 

$\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]-U\left[\begin{array}{c}a\left(1\right)\\ a\left(2\right)\\ .\\ .\\ .\\ a(L-1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}z\left(0\right)\\ z\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ z(L-2)\end{array}\right]-W\left[\begin{array}{c}b\left(0\right)\\ b\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ b(L-2)\end{array}\right]$

其中h(.)是离散化信道响应，a(.)是在该OFDM符号之前的非OFDM周期的已知或高度可靠值，b(.)是在该OFDM符号之后的非OFDM周期的已知或高度可靠值，z(.)是该OFDM符号之后的非OFDM周期的接收值，该等式右边的y(.)是该OFDM符号的接收样本，以及该等式左边的y(.)是该新集合的接收样本。 

根据另一个广泛的方面，本发明提供一种发射器，包括：第一发射天线；OFDM信号生成电路，用于生成供传输的OFDM符号；非OFDM信号生成电路，用于生成非OFDM段；其中该OFDM信号生成电路和该非OFDM信号生成电路适于生成包括OFDM传输单元的第一信号并通过该第一发射天线发射，每个OFDM传输单元包括OFDM符号以及在该OFDM符号之前/和/或/之后的包含已知数据和/或未知的高度可靠数据的相应的非OFDM段，该非OFDM段允许在接收器的该OFDM符号的线性卷积与循环卷积之间的转换。 

在一些实施例中，每个OFDM符号的非OFDM段至少足够长以遮盖前一个OFDM符号引入的任何显著ISI。 

在一些实施例中，该非OFDM信号生成电路包括lxEV/DO信号 生成电路。 

在一些实施例中，该发射器还包括：第二发射天线；其中该OFDM信号生成电路和该非OFDM信号生成电路还适于，生成包括OFDM传输单元的第二信号并通过该第二天线发射，每个OFDM传输单元包括相应的OFDM符号以及在每个OFDM符号之前/和/或/之后的包含已知数据和/或未知的高度可靠数据的相应的非OFDM段，该非OFDM段允许在接收器的线性卷积与循环卷积之间的转换。 

在一些实施例中，该非OFDM信号生成电路与IS-856规范兼容。 

在一些实施例中，该非OFDM信号生成电路与GSM规范兼容。 

附图简要说明 

现在将参考附图描述本发明的优选实施例，图中： 

图1是示出相邻IFFT块如何导致符号间干扰的信号图； 

图2是将每个IFFT块的一部分复制到前缀中的解决OFDM ISI问题的一种已知方法的概念示图； 

图3是采用填充零的前缀的解决ISI问题的另一种常规方法的概念示图； 

图4是在每个IFFT块之前采用广义前缀的本发明实施例的概念示图； 

图5示出两个广义前缀选项； 

图6示出又三个广义前缀结构选项； 

图7示出在采用广义前缀的本发明各种实施例中如何可以采用帧/时隙定时、抽样频率和时间窗化； 

图8是在采用广义前缀的系统内的接收器中如何可以采用时间频率turbo信道估计的流程图； 

图9示出在发射器采用广义前缀的系统中如何可以采用基于时域最小均方的信道估计； 

图10示出发射器输出和接收器输入，其目的在于定义去卷积定 理的符号表示； 

图11是turbo广义前缀移除的示范方法的流程图； 

图12是采用广义前缀的系统中接收器中的通用接收过程的流程图； 

图13示出适于在lxEV/DO前向链路上使用的第一系统实施例； 

图14示出示范GP信道结构的框图； 

在图15示出的第二系统实施例中，lxEV/DO前向链路延伸到MIMO应用； 

在图16示出的第三系统实施例中，将广义前缀应用于具有调度和与现有IS-856规范的向后兼容性的lxEV/DO前向链路的场合； 

图17示出第四系统实施例，特点是可变的扩展因子CDMA和OFDM复用； 

图18是将广义前缀应用于lxEV/DO反向链路的第五系统实施例； 

图19是与现有的IS-856功率控制的CDMA规范向后兼容的另一个系统实施例； 

图20中示出第七系统实施例。这示出GSM/GPRS/EDGE下行链路覆盖； 

图21示出将UMTS下行链路修改为包括OFDM覆盖的第八系统实施例； 

图22和23示出图21的实施例的更多细节； 

图24中示出第九系统实施例，它示出具有可变GP和/或GP盲检测的IEEE-802.11a/g系统；以及 

图25示出可应用于IEEE 802.16a系统的第十系统实施例。 

优选实施例详细说明 

现在参考图4，示出本发明的优选实施例，其中在OFDM符号之间插入的前缀周期期间，传送新的广义前缀(Generalized Prefix，GP)。由此，在示例中，所示的是IFFT_k-170、IFFT_k 72和IFFT_k+174，各具 有各自的广义前缀GP_k-176、GP_k 78和GP_k+180。IFFT_k-170在GP_k 78中导致符号间干扰OFDM ISI_k-182。GP_k 78在IFFT_k 72中导致GP ISI_k84。IFFT_k 72在GP_k+180中导致OFDM ISI_k 86。最后，在示例中，GP_k+180在IFFT_k+174中导致GP ISI_k+188。但是，如下文所述，可以移除GP ISI对各种IFFT块的影响。 

广义前缀和IFFT周期是不相关的。一般地，一个IFFT周期的广义前缀无需与另一个IFFT周期的广义前缀相同。在一个实施例中，在发射器和接收器GP_k都是先验已知的。在另一个实施例中，在接收器GP_k是未知的，但是如果它被可靠编码且接收器对其解码，则它可以被接收器知道。再者，在发射器可以将已知的格式用于广义前缀。备选地，可以使用未知格式，并在接收器执行多个允许格式之间的盲格式检测。在一些实施例，IFFT的大小是可变的。但是，IFFT的持续时间优选为恒定的。在优选实施例中，每个传输单元以广义前缀开头，并以另一个广义前缀结尾。实际中，传输通常是连续的，以致OFDM符号是一个接一个的。在该情况中，传输单元自动形成，即一个OFDM符号加上下一个OFDM符号的前缀作为一个传输单元。在分组传输的一些特定情况中，可能对于特定用户仅需要传送一个OFDM。在这种情况中，优选的是为该特定用户传送前缀和后缀(或插入一些0或1)。这是系统实施的考虑。 

图5示出第一组广义前缀结构选项。在第一配置90中，在广义前缀周期期间仅传送导频信道94，该广义前缀周期将在发射器和接收器都是已知的。在第二配置92中，在广义前缀期间同时传送导频96、信令98和业务100。使用各种码来分隔它们。在示例中，PN/Golay 102或Frank-Zadoff 104码用于导频。OVSF(正交可变扩展因子)106、FEC编码108或CRC 110用于信令98。最后，OVSF 112、FEC编码114或CRC 116用于业务。这三个信道的每个还任选地具有PN覆盖(PNcovering)。OVSF是3GPP/UMTS中的术语。该正交码扩展用于具有适当可靠性要求的信令数据或业务数据传输。PN、Golay或 Frank-Zadoffe全被视为具有不同相关特性的PN序列。因此，它们可以用作训练序列或导频。本文中它们用作前缀。注意本文中导频、信令和业务在前缀持续时间期间是时间重叠的。在该周期中它实际是CDMA信道的副本。 

图6示出广义前缀结构的又三个选项。在第一配置119中，仅传送导频信道。在第二选项121中，在时间方面划分该广义前缀，以具有三个传输周期。在第一周期期间，发送导频信号122。在第二周期期间，使用某个适当的信道分隔传送信令124和业务126。最后，在第三周期期间，再传送导频信道128。在第三例中，又将该广义前缀划分成三个时间周期。在第一周期期间，传送业务130。在第二周期期间，传送导频信道132。最后，在第三周期期间，传送信令134。 

在图5和图6的例子中，水平轴表示时间而垂直轴表示功率。因此，以大功率、短时间传送例119的导频120，而以较长时间但较低功率传送例90的导频94。 

注意在这些选项的任何一种中，根据部署环境，导频可以存在于每个广义前缀中，或可以仅定期出现。对于不需要导频的实施例，广义前缀中将不存在任何导频信道。 

对于帧/时隙定时、抽样频率和时间窗化存在各种选项。参考图7，一般在140标明第一例。利用该例，传送序列即IFFT 148、152、156，以及这些各包含相同数量的样本，即M。在每个IFFT 148、152、156前面的是各自的广义前缀146、150、154，以及在IFFT 156之后示出另一个广义前缀158。在本例中，示出的第一、第二和第四广义前缀是146、150、158，各包含L个样本，而示出第三广义前缀154包含(L-v)个样本。这旨在说明在广义前缀期间传送的样本的数量无需是恒定值。 

一般在142标明第二例。示出相同序列即广义前缀146、150、154、158和IFFT 148、152、156。在该例中，示出所有的广义前缀具有等于L的恒定数量的样本。但是示出第一和第三IFFT 148、156具有M 个样本，而第二IFFT 152在本例中具有(M-v)个样本。该例旨在说明在IFFT期间传送的样本的数量无需是固定的。所用的IFFT的大小可以从一个传输周期到另一个传输周期发生变化。 

一般在144标明第三例。本例又示出相同序列即IFFT 148、152、156和广义前缀146、150、154、158。但是，在本例中，每个IFFT和每个广义前缀之间有各自的保护带。例如，在广义前缀146的两侧示出保护带160和162。这些保护带可以用于至少两个目的。首先保护带在广义前缀与IFFT周期之间提供在时间上的额外分隔，以及由此将减少这两个分量之间的干扰。再者，可以插入保护带以得到IFFT的最佳适合(fit)。例如，如果IFFT不包含适当数量的样本来用于快速IFFT(即2的幂)，则可以插入这些保护带，以使样本数适用于快速IFFT。 

上述论述着重于在发射器生成的发射信号的内容。下文将为广义前缀和IFFT的定时提供各种选项的其他细节。这些实施例中的一些具有允许在现有传输标准内容易地覆盖(overlay)这些IFFT时隙的目的。因为广义前缀和IFFT是无关的，所以这是可能的。 

本发明的另一个实施例提供适于接收包含广义前缀和IFFT块周期的信号的接收器。该接收器不同于常规接收器，因为它需要可以处理广义前缀以及移除它们对IFFT块的影响，用GP ISI表示。再者，在要执行定时和频率同步或信道测量的情况中，这些功能会被包括在该接收器中。最后，如发明背景部分中所论述的，如果在接收器可以将IFFT视为与信道的循环卷积，则是有利的。本发明的一些实施例采用一种将线性卷积转换到循环卷积的新颖方法。下文将进一步展开描述其优点。要理解，不同的接收器实施将采用这些功能特征的各种不同组合以及不一定需要把它们全部包括在给定实施中。 

在一个实施例中，在接收器使用广义前缀来基于先验已知的广义前缀或广义前缀中的嵌入式导频执行基于相关的定时同步。基于广义前缀中的嵌入式导频或在检测广义前缀之后执行频率偏移估计。最 后，在另一个实施例中使用信号强度测量来协助波束赋形/MIMO处理。当前缀是已知的或可以是已知的训练序列时。常规的波束赋形算法可以应用于那些已知的数据部分，以及然后可以计算波束赋形权重。MIMO处理可以通过对不同的天线指定不同的前缀来实现，以便可以估计MIMO信道矩阵。可以在时间上重叠地或以TDM方式(那些前缀将在时间上不重叠)指定那些前缀。用于2个发射器的前缀的一个例子是：TxA：(Al 0 A2 0...An 0)，TxB：(0 Bl 0 B2...0 Bn)] 

图8示出使用广义前缀执行信道估计的第一方法的流程图。首先，接收一般在180标明的接收信号。这包含如前所述的广义前缀、IFFT和各种ISI分量。在步骤182，在时域中执行耙指(finger)搜索和信道估计。这是基于在广义前缀期间传送的已知导频信道信息来进行的，且通常使用相关方法来进行。这相当于确定多径分量位于接收信号中什么位置以及每个多径分量的信号强度是什么。使用此，可以根据以下等式确定良好的信道估计： 

$\mathrm{ch}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{i}p(t-{\mathrm{\τ}}_i)$ 等式1 

其中ch(t)是与时间t成函数关系的信道响应，L是多径分量的数量，α_i是第i个多径分量的强度，以及p(t-τ_i)是按第i个多径分量的延迟n延迟的整形滤波器响应。通过在各种信道估计周期期间对信道响应抽样，产生多个时域信道估计。在示例中，在h_k-1、h_k和h_k+1标明这些。通过产生各自频域信道响应H_k-1、H_k和H_k+1的FFT函数184馈送这些。在步骤186，在时间和/或频率上对这些进行插值以产生给定信道估计的整个频域信道估计H^* _k。使用该信道估计H^* _k解调一般在192标明的第k个OFDM符号。下文提供如何解调OFDM符号的各种例子。还注意到，可以通过利用IFFT函数190将信道估计转换回到时域并使用这作为耙指搜索和信道估计器的输入以得到更好的时域信道响应估计来改善信道估计。可以重复步骤182、184、186和190的循环以改善信道估计。该流程图中还示出的是在步骤188使用在步骤182输 出的时域信道响应或IFFT 190生成的时域信道响应的广义前缀的解调。 

注意到，在一些实施例中，仅跟踪较强的耙指以生成信道响应估计 可以在时间和频率域中执行插值，如在图8的186所标明的，以执行更好的信道响应估计。 

现在将参考图9描述执行信道估计的另一种方法。该方法可以被视为上文参考图8所述的方法的替代。显然要理解，可以采用其他信道估计方法。首先将描述要使用的各种符号表示。示出一般在205标明的发射器输出依次包括广义前缀GP_k-1200、IFFT_k-1202、广义前缀GP_k 204。广义前缀GP_k-1200中所含的样本一般在206标明并由g(0)、g(1)、...、g(J-1)组成。IFFT_k-1202中所含的样本一般在208标明并由s(0)、s(1)、...、s(N-l)组成。随后的广义前缀GP_k 204中所含的样本在210标明并由p(0)、p(1)、...、p(J-l)组成。通过信道对发射器输出205进行卷积，如在211所标明的。这是与信道响应的线性卷积。信道响应在离散时域中标明为{h(0),h(1),...,h(L-l)}。序列h′(i)是信道脉冲响应的离散时间抽样版本。 

一般在213标明接收器输入。在接收器，执行开眼搜索(open eye searching)以查找最强的耙指/多径，并使用最强耙指开眼位置对齐接收样本。示出接收信号包括GP_k-1212的接收版本、IFFT_k-1214的接收版本和GP_k 216的接收版本。GP_k-1212的接收样本在218标明并由u(0)、u(1)、...、u(J-l)组成。IFFT_k-1214的接收器样本在220标明并由y(0)、y(1)、...、y(N-l)组成。最后，GP_k 216的接收样本在222标明并由v(0)、v(1)、...、v(J-l)组成。在接收器，样本g(0)、...、g(J-1)和p(0)、...、p(J-l)是已知的或通过在广义前缀上执行解码/解调过程可知道它们。可以与接收符号和抽样信道响应成函数关系地生成这些样本的等式。更具体地，就第一广义前缀200中的样本，可以定义以下的等式组： 

$\left[\begin{array}{cccc}p\left(0\right)& p\left(1\right)& ...& p(L-1)\\ p\left(1\right)& p\left(2\right)& ...& p\left(L\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ p(J-L)& p(J-L+1)& ...& p(J-1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}h(L-1)\\ h(L-2)\\ .\\ .\\ .\\ h\left(0\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}^{\′}\left(0\right)\\ N^{\′}\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ N^{\′}(L-1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}v(L-1)\\ v\left(L\right)\\ .\\ .\\ .\\ v(J-1)\end{array}\right]$

等式2 

再者，就广义前缀204的样本，可以定义以下的等式组： 

$\left[\begin{array}{cccc}g\left(0\right)& g\left(1\right)& ...& g(L-1)\\ g\left(1\right)& g\left(2\right)& ...& g\left(L\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ g(J-L)& g(J-L+1)& ...& g(J-1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}h(L-1)\\ h(L-2)\\ .\\ .\\ .\\ h\left(0\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}N\left(0\right)\\ N\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ N(L-1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}u(L-1)\\ u\left(L\right)\\ .\\ .\\ .\\ u(J-1)\end{array}\right]$

等式3 

在上述等式中，值N(0)、...、N(L-l)是第一广义前缀期间的噪声样本，以及值N′(0)、...、N′(L-l)是下一个广义前缀周期的噪声样本。每个广义前缀可以用于生成J-L个等式，其中L是离散脉冲响应中样本的数量以及J是已知样本的数量。可以解这些等式得到离散信道脉冲响应{h(0),...,h(L-l)}。在优选实施例中，将J设计为远大于L，如J=2L的情况。这样得到具有L个未知项的2L个等式。当有噪声项时，解将是最小均方解。所以等式的数量越大，估计精确度越好。因此，可以将附加的等式交错在一起来提高估计精确度。这给出可用于生成频域信道响应的整个时域信道响应。 

参考图10，现在将描述另外的接收器功能，它使接收器输入可以被转换成本发明另一个实施例所提供的循环卷积。对于循环卷积，样本序列s₀、s₁、...、s_N-1与序列h₀、...、h_L-1卷积，其中L小于或等于N，这样得到按如下定义的结果序列z_n： 

$z_n=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k{h}_{n-k},n=0,...,N-1$ 等式4 

其中(h_k)是填充零的且循环展开的。这要与相同两个序列的线性卷积对照，该线性卷积会被定义为使用与上述相同的等式，但是对于线性卷积，序列{h_k}不是填充零的和循环展开的。确切地，如果k小于0，则h_k＝0，以及如果k大于或等于L，则h_k=0。 

循环卷积的优点是，在频域中有适用的非常简单的卷积定理。该 卷积定理如下： 

Z_n＝S_n·H_n

其中 

$Z=\mathrm{DFT}\left(\begin{array}{c}{z}_0\\ .\\ .\\ .\\ .z_{N-1}\end{array}\right)$

$S=\mathrm{DFT}\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ .\\ .\\ .\\ s_{N-1}\end{array}\right)$

$H=\mathrm{DFT}\left(\begin{array}{c}{h}_0\\ .\\ .\\ .\\ h_{N-1}\end{array}\right)$

等式5 

其中DFT是离散傅立叶变换。 

该方程式仅对循环卷积适用。其优点是，如果在此等式中H被视为信道响应，S是发射信号以及Z是接收信号，则可以通过只是将接收信号除以确定的信道响应来移除信道的影响。同样地，这仅对循环卷积适用。 

本发明的实施例提供一种预先处理接收器输入使得在数学上新接收器输入与信道循环卷积的方法，以及因此上面论述的卷积定理适用并可以容易地移除信道响应的影响。为了说明此调整是如何进行的，将使用图10中引入的符号表示。图10实际与图9相同，但只示出GP的部分。为了索引方便，对照图9使用了不同的符号表示。这里使用的符号表示仅示出最后L个样本即g(0)、g(1)、...、g(J-1)，为索引方便使用新符号表示a(0)=g(J-L)、...、a(L-l)=g(J-l)。对于IFFT的数据部分s(0)、...、s(N-l)，与图9没有不同之处。最后，对于IFFT之后的第二广义前缀的样本，b(0)=p(J-L)、...、b(L-l)=p(J-1)。如上 文，这与具有离散化信道响应{h(0),...,h(L-l)}的多径信道卷积。在与最强耙指对齐之后，对于第一广义前缀，接收器输入是x(0)、...、x(L-l)。对于IFFT，接收器输入是y(0)、...、y(N-l)。对于下一个广义前缀，接收器输入是z(0)、...、z(L-l)。 

如上文参考图9论述的，可以通过解上述等式来确定离散化信道响应。注意到，备选地可以采用确定离散化信道响应的其他方法。现在，将(L-l)×(L-l)上矩阵U和下矩阵W分别定义为： 

$U=\left[\begin{array}{cccc}h(L-1)& h(L-2)& ...& h\left(1\right)\\ 0& h(L-1)& ...& h\left(2\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& ...& h(L-1)\end{array}\right],$ $W=\left[\begin{array}{cccc}h\left(0\right)& 0& ...& 0\\ h\left(1\right)& h\left(0\right)& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...\\ h(L-2)& h(L-3)& ...& h\left(0\right)\end{array}\right]$

将y(0)、y(1)、...、y(L-2)重新定义为 

$\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]-U\left[\begin{array}{c}a\left(1\right)\\ a\left(2\right)\\ .\\ .\\ .\\ a(L-1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}z\left(0\right)\\ z\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ z(L-2)\end{array}\right]-W\left[\begin{array}{c}b\left(0\right)\\ b\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ b(L-2)\end{array}\right]$

等式6 

然后{y(0),y(1)，...,y(N-l)}={s(0),s(1),...,s(N-l)}{h(0),h(1),..,h(L-l)}表示循环卷积。换言之，通过在接收样本y(0)、...、y(N-l)上执行上文论述的变换以得到新的接收器输入(在上述等式中对新输入使用相同符号表示)，这些样本则表示发射样本与信道之间的循环卷积。 

为了说明该过程背后的原理，可以书写以下等式来描述系统输出，该系统输出为发射器输出…a(0)a(1)s(0)s(1)s(2)s(4)s(5)s(6)b(0)b(1)...与信道h(0)h(1)h(2)(在这种情况中L=3)之间的线性卷积： 

x(0)＝s(0)h(0)+a(1)h(1)+a(0)h(2) 

x(1)＝s(1)h(0)+s(0)h(1)+a(1)h(2) 

x(2)＝s(2)h(0)+s(1)h(1)+s(0)h(2) 

x(3)＝s(3)h(0)+s(2)h(1)+s(1)h(2) 

x(4)＝s(4)h(0)+s(3)h(1)+s(2)h(2) 

x(5)＝s(5)h(0)+s(4)h(1)+s(3)h(2) 

x(6)＝s(6)h(0)+s(5)h(1)+s(4)h(2) 

x(7)＝b(0)h(0)+s(6)h(1)+s(5)h(2) 

x(8)＝b(1)h(0)+b(0)h(1)+s(6)h(2) 

现在将此与循环卷积的输出进行比较，发射的IFFT序列{s(0),...,s(6)}与信道{h(0)h(1)h(2)}进行循环卷积，如下： 

z(0)＝s(0)h(0)+s(6)h(1)+s(5)h(2) 

z(1)＝s(0)h(1)+s(1)h(0)+s(6)h(2) 

z(2)＝s(2)h(0)+s(1)h(1)+s(0)h(2) 

z(3)＝s(3)h(0)+s(2)h(1)+s(1)h(2) 

z(4)＝s(4)h(0)+s(3)h(1)+s(2)h(2) 

z(5)＝s(5)h(0)+s(4)h(1)+s(3)h(2) 

z(6)＝s(6)h(0)+s(5)h(1)+s(4)h(2) 

我们的目标是将矢量x(0)、x(1)、...、x(6)转换为{s(0),...,s(6)}和{h(0)h(1)h(2)}的循环卷积的输出。. 

将上述等式与线性卷积定义的系统输出比较，我们可以看到z(2)、...、z(6)的等式与线性卷积输出x(2)、...、x(6)相同以及由此可以从系统输出直接获得。但是，x(0)、x(1)的等式不同于循环卷积的系统输出(参考等式6)，我们需要重新定义这2个样本以强使它们成为循环卷积的输出，即z(0)和z(1)。但是，可以分别从线性卷积系统的输出即从x(7)和x(0)的组合和x(8)和x(1)的组合获得z(0)和z(1)。实际上，z(0)=[x(7)-b(0)h(0)]+[x(0)-a(1)h(1)-a(0)h(2)]和z(1)=[x(1)-a(1)h(2)]+[x(8)-b(1)h(0)+b(0)h(1)]。 

上述对接收样本所作的调整设计为将系统输出从线性卷积改为上文论述的循环卷积。在上述例子中，上文论述的调整的结果仅是利用接收数据样本x(0)、x(1)、x(7)和x(8)以及已知的数据h(0)、h(1)、 h(2)以及a(0)、a(1)以及b(0)、b(1)计算y(0)、y(1)。 

现在参考图11，示出本发明实施例提供的turbo广义前缀移除的方法的流程图。这通过在步骤11-1生成OFDM块#(k-l)的GP ISI_k-1副本来开始。在步骤11-2，从GP_k减去OFDM块#(k-l)ISI_k-1副本。在步骤11-3，使用GP_k导频进行信道估计。在步骤11-4，将其输出用于GP_k数据的相干检测。然后在11-5重新编码并调制该数据。在步骤11-6，使用GP_k MAC信道进行信道估计。在11-7，将步骤11-3和11-6的输出一起用于执行信道平滑函数。使用该函数的输出来生成GP ISI副本。 

图12是通用接收过程的流程图。在步骤12-1，通过已知方法来执行耙指检测，例如通过使用嵌入在广义前缀内的已知导频。在步骤12-2，通过累积每个耙指上的导频能量来执行信道估计。在步骤12-3，如果数据内容是未知的，则执行广义前缀的基于RAKE的相干检测。在步骤12-4，执行CRC检查，以确认当前的广义前缀是否可以用于信道估计。在步骤12-5，重新编码/调制该广义前缀。在步骤12-6，例如使用最小均方算法、使用已知的广义前缀数据来执行信道脉冲估计。在步骤12-7，将上述去卷积定理应用于接收信号的IFFT数据部分，以将其转换到循环卷积。在步骤12-8，将FFT函数应用于该转换的数据，以将其转换回到数据块#k的频域。在步骤12-9，还将FFT应用于信道脉冲响应。在步骤12-10，解调OFDM块#k。这可以与除信道脉冲响应的FFT一样简单，因为循环卷积的原因，所以卷积定理适用。 

有利地，新系统和方法可以适用于许多不同现有标准的场合。将马上描述各种系统实施例。要理解，虽然本发明可应用于所有这些系统实施例，但是可以备选地采用其他应用。 

图13示出适于在lxEV/DO前向链路上使用的第一系统实施例。在该实施例中，单个时隙持续时间为2048个码片。该时隙结构的特点是800个点的DFT，其中一半时隙支路(leg)DFT调制和解调。优选 地，将MAC信道扩展增益选择为足够应对最坏延迟扩展信道情况中的ISI，且具有高度成功的MAC信道解码速率。除了OFDM调制和解调，该新时隙结构/帧结构允许现有的IS-856物理层和MAC层的100%重用。该时隙结构起始于400个子载波的OFDM周期240。这之后是标明为GP_k的广义前缀，它具有三个TDM部分，即依次为第一MAC段252、导频段254、第二MAC段256。这之后依次是两个400个子载波的OFDM周期242、244、另一个广义前缀GP_k+1，它具有MAC段258、导频段260和MAC段262。这之后是另一个400个子载波的OFDM周期246。要理解，在本例的场合中，仅以示例形式提供各种FFT段和MAC段及导频段的大小，以及备选地可以采用其他值。 

在本实施例中，第二IFFT 244优选地使用来自第一IFFT 242的不同子载波集，总计800个子载波。然后，可以将OFDM传输视为单个800个子载波的OFDM符号，以及对于前缀的用途，单个广义前缀将用于组合的OFDM传输。 

图14示出示范广义前缀信道结构的框图。注意该信道结构与信道中使用的完全相同。则在传输中唯一的区别是通常会使用CDMA传送的数据部分以IFFT段替代。这使该方法与现有技术完全向后兼容。 

在图15所示的第二系统实施例中，lxEV/DO前向链路延伸到MIMO应用。这里所示的时隙结构基本与图13的结构相同，虽然仅示出一部分。示出两个发射天线324和326。在这些天线的每个上发射该时隙结构。可以使用这种多天线系统来增加数据速率，例如在两个天线的情况中倍增它，或者备选地通过在两个不同的天线上发送相同的数据来采用发射分集。每个天线发射与参考图13所论述的相似的FFT。另外，每个天线发射天线专用导频信号308和320。在第一天线324上发射信令数据306和310，而示出在第二天线326上发射信令数据318、322。使用天线专用正交导频来协助在接收器的MIMO 信道估计。在本例中，又示出在第一天线324上发射400个子载波FFT300、302和304，还示出在第二天线326上发射FFT 312、314、316。 

可以直接在现有的lxEV/DO前向链路结构上覆盖该时隙结构。但是，在该特定前向链路结构的范围之外，用于GP和OFDM FFT的定时可以有所不同。 

在图16所示的第三系统实施例中，将广义前缀应用于具有调度和对现有IS-856规范的向后兼容性的lxEV/DO前向链路的场合。这通过调度使遗留的IS-856终端可以共存于相同网络中。在本实施例中，又采用上文参考图13所论述的时隙结构。但是这里不同的是不一定使用所有数据段来传送FFT。确切地，可以使用这些数据段中的一些来为遗留的终端传送CDMA数据。在示例中，示出第一和第四数据段340和346用于传送CDMA数据，而示出第二和第三数据段342、344传送400个子载波OFDM FFT。与先前一样传送广义前缀350、352。这与现有的IS-856规范向后兼容，并通过适当的调度使遗留的IS-856终端可以与新的终端共存于同一个网络上。 

图17示出第四系统实施例，特点是可变的扩展因子CDMA和OFDM复用。在本例中，在数据段360、362、364和366期间传送的FFT仅是208个子载波FFT。但是，它们仍在该时隙内的完整400个码片持续时间期间传送，以使该时隙仍与现有标准兼容。 

图18是将广义前缀应用于lxEV/DO反向链路的第五系统实施例。OFDM替代CDMA来用于数据。采用OFDM子带之间的跳频来分隔不同用户的传输。图18示出用该实施例为两个用户在单个天线上发射的信号。要理解这可以容易地延伸到容纳附加的用户。在该实施例中，使用OFDM数据传输周期的至少一些来在不同的子载波子集上传送来自多个用户的数据。例如，在第一OFDMA传输周期300期间，将在303标明的一些子载波用于用户1，而将在307标明的一些子载波用于用户2。类似地，在下一个OFDMA传输周期302期间，改变了用于用户1的子载波以及现在在305示出。类似地，改变了用于用 户2的子载波，以及现在在309示出。由此，对于给定用户从一个OFDMA传输周期到另一个OFDMA传输周期在子载波块(sub-carrier baron)之间有跳频。又采用先前引入的GP结构，其中信令段之后是导频段，导频段之后是另一个信令段。在示例中，第一段304用于动态速率控制，这之后是导频段和在308标明的用于动态速率控制的另一个段。优选地，使用码分隔来将为用户1传送的信令与为用户2传送的信令分隔。因此，在为用户1传送传输304、306、308的同时，为用户2生成传输310、312、314。然后有用户1专用DRC、用户2专用DRC和用户1专用导频和用户2专用导频。这些可以与彼此、与CDMA信号重叠。为了容纳附加的用户，在广义前缀期间，附加的控制信号/信道可以在CDMA空间中被覆盖，以及可以在附加的用户之间再对OFDMA传输周期的子载波进行细划分。 

图19是根据第六系统实施例与现有IS-856功率控制的CDMA规范向后兼容的示范OFDM信令调度。在该实施例中，将16时隙帧细划分为8个功率控制组，其中每个第二时隙用于以功率控制的方式传送CDMA，而每个奇数时隙用于OFDM猝发传输。有利地，这与现有的IS-856功率控制的CDMA向后兼容。 

图20中示出第七系统实施例。这示出GSM/GPRS/EDGE下行链路覆盖。示出可以用58个点的OFDM IDFT替代下行链路帧结构的58个比特的情况。一般在400标明GSM时隙结构。每个时隙依次具有三个尾比特402、57个比特的数据、单个窃用标志406、26个比特的训练序列408、另一个窃用标志410、另一57个比特的数据412、三个尾比特414、8.25比特的保护416。使用GMSK调制以TDMA方式传送这些。在本发明的该实施例中，在某些传输周期期间，以用于OFDM传输的58个点的IDFT替代57个比特的数据加窃用比特。一般在420标明新的OFDM-GSM下行链路时隙结构。这里我们可以看到现在有两个被传送的且替代数据404、412以及窃用标志406、410的IDFT 422、424。通过调度常规的GSM时隙连同新的下行链路 OFDM-GSM时隙，遗留的GSM终端可以与新装备的终端共存于相同的网络中。在本实施例中，如前所述，可以使用尾比特和/或训练序列来提供用于将接收的IDFT从线性形式转换到循环形式的已知/可知道的内容。 

图21示出将UMTS下行链路修改为包括OFDM覆盖的第八系统实施例。图22和23示出该覆盖结构的更多细节。在该实施例中，一般在500标明标准的UMTS信道，以及它包括主SCH、辅助SCH导频信道和专用信道。还在502示出OFDM信道。图22示出配合图21的系统使用的第一UMTS OFDM时隙结构例。在该系统中，每个OFDM时隙在开始依次传送128个零、18×128IFFT、又是128个零的后缀。该时隙结构允许OFDM与UMTS共存，并与3GPP/UMTS完全向后兼容。对于前缀的用途，因在每个时隙的第一部分期间传送零，所以其余的CDMA信号是可直接检测的，并可以起与先前实施例中广义前缀相同的作用，由此使FFT可以转换到循环卷积。更具体地，其余的CDMA信号可以被解码然后重新生成以起非零前缀的作用。在这种重新生成时的任何错误将仅作为噪声出现，未考虑(factor)到该重新生成中的CDMA分量将也仅作为噪声出现。图23示出本发明另一个实施例提供的另一个UMTS OFDM时隙结构。在该时隙结构中，每个2560个码片的时隙被划分成两半时隙，各包含128个码片的前缀、1024个点的FFT和128个码片的后缀。可以使用前缀和/或后缀中每个来传送设计的训练序列或系统信息、或用于广播、或用于发送短消息。只要可以在接收器可靠地解码这些，就可以基于前述的广义前缀概念来使用上文论述的线性卷积到循环卷积的转换。在此情况中，前缀由设计的训练序列加其他CDMA信道的内容组成。如上所述，未考虑进来的任何CDMA内容将作为噪声出现。 

图24中示出第九系统实施例，它示出具有可变广义前缀和/或广义前缀盲检测的IEEE-802.11a/g系统。在此情况中，在该标准中使用前缀来包含下一个IFFT块的副本的地方，改为使用广义前缀来传送 在接收器可以需要或可以不需要盲检测的可变广义前缀。 

图25示出可应用于IEEE 802.16a系统的第十系统实施例。与图24类似，又使用该前缀来传送可变广义前缀而不是下一个IFFT块的一部分的副本。 

在上述实施例中，广义前缀被称为“前缀”是因为大多数情况中它在OFDM IFFT之前。更一般地，它可以被称为非OFDM段，它将以使上文论述的从线性到循环卷积的转换可以执行的方式置前和/或置后。 

另外，允许在线性和循环卷积之间转换的OFDM IFFT和前缀/后缀/非OFDM数据的组合可以被称为传输单元。然后，信号包括传输单元序列。一个传输单元的后缀可以是另一个传输单元的前缀。 

再者，在适于支持遗留的设备的系统中，传输单元序列则可以包含OFDM传输单元和非OFDM传输单元，在OFDM传输单元中，传输单元内的数据段是OFDM IFFT，以及在非OFDM传输单元中，传输单元的数据段不是OFDM。说明书中给出的例子包括了CDMA传输单元和GSM传输单元。 

但是在本发明的最简单实施中，所需要的是单个OFDM传输单元。 

提供了新颖的传输方案，这些方案允许在接收器执行从线性卷积到循环卷积的转换。从发射器的角度来看，一旦建立了这种传输方案，则对于本领域技术人员相对直接的是实施发射器来生成该方案。CDMA发射器是众所周知的，OFDM发射器也是众所周知的。对于OFDM符号，会需要OFDM信号生成电路，以及类似地对于非OFDM段，会需要非OFDM信号生成电路。这可以是CDMA电路、GSM电路等，所有这些都是众所周知的。 

根据上面的论述，对本发明的多种修改和变化都是可能的。因此应该理解，在所附权利要求的范围内，可以以非本文专门描述的其他方式来将本发明付诸实践。 

Claims (21)

1.一种为接收的OFDM符号将线性卷积转换到循环卷积的方法，包括

将(L-l)×(L-l)上矩阵U和下矩阵W分别定义为：

$U=\left[\begin{array}{cccc}h(L-1)& h(L-2)& ...& h\left(1\right)\\ 0& h(L-1)& ...& h\left(2\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& ...& h(L-1)\end{array}\right],$ $W=\left[\begin{array}{cccc}h\left(0\right)& 0& ...& 0\\ h\left(1\right)& h\left(0\right)& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...\\ h(L-2)& h(L-3)& ...& h\left(0\right)\end{array}\right]$

以及将样本y(0)、y(1)、...、y(L-2)的新集合定义为

$\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ y(L-2)\end{array}\right]-U\left[\begin{array}{c}a\left(1\right)\\ a\left(2\right)\\ .\\ .\\ .\\ a(L-1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}z\left(0\right)\\ z\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ z(L-2)\end{array}\right]-W\left[\begin{array}{c}b\left(0\right)\\ b\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ b(L-2)\end{array}\right]$

其中，h(.)是离散化信道响应，a(.)是在所述OFDM符号之前的非OFDM周期的已知或高度可靠值，b(.)是在所述OFDM符号之后的非OFDM周期的已知或高度可靠值，z(.)是所述OFDM符号之后的非OFDM周期的接收值，所述等式右边的y(.)是所述OFDM符号的接收样本，以及所述等式左边的y(.)是所述新集合的接收样本。

2.一种发射器，包括：

第一发射天线；

OFDM信号生成电路，用于生成供传输的OFDM符号；

非OFDM信号生成电路，用于生成非OFDM段；

其中所述OFDM信号生成电路和所述非OFDM信号生成电路适于生成包括OFDM传输单元的第一信号并通过所述第一发射天线发射，每个OFDM传输单元包括OFDM符号以及在所述OFDM符号之前/和/或/之后的包含已知数据和/或未知的高度可靠数据的相应的非OFDM段，所述非OFDM段允许在接收器的所述OFDM符号的线性卷积与循环卷积之间的转换。

3.如权利要求2所述的发射器，其特征在于每个OFDM符号的非OFDM段至少足够长以遮盖前一个OFDM符号引入的任何显著ISI。

4.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述非OFDM段包括码分隔的导频信道、信令信道和业务信道。

5.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述非OFDM段包含时分复用的多个信道。

6.如权利要求5所述的发射器，其特征在于所述多个信道按照次序包括导频信道时间段、信令和业务信道时间段以及另一个导频信道段，在所述信令和业务信道时间段期间所述信令信道和业务信道是码分隔的。

7.如权利要求5所述的发射器，其特征在于所述多个信道按照次序包含业务信道时间段、导频信道时间段和信令信道时间段。

8.如权利要求5所述的发射器，适于使用不随变化的IFFT大小变化的持续时间来生成所述OFDM符号。

9.如权利要求2所述的发射器，其特征在于OFDM传输单元被包含在持续时间为2048个码片的时隙中，以及每个时隙依次包括持续时间为400个码片的第一OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间各为400个码片的第二OFDM符号和第三OFDM符号、224个码片持续时间的非OFDM段、持续时间为400个码片的第四OFDM符号。

10.如权利要求2所述的发射器，其特征在于每个非OFDM段按照次序包括64个码片的MAC段、96个码片的导频段和64个码片的MAC段。

11.如权利要求10所述的发射器，其特征在于所述非OFDM段完全遵守lxEV/DO前向链路结构，以及所述第一信号具有完全遵守lxEV/DO前向链路结构的时隙定时。

12.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述非OFDM信号生成电路包括适于传送作为所述第一信号的一部分的CDMA传输单元的CDMA信号生成电路，每个CDMA传输单元包括CDMA数据段，以及在每个CDMA数据段之前/和/或/之后包含相应的非OFDM段，所述非OFDM段包含已知的非零数据和/或未知的高度可靠数据；

所述第一信号包含传输单元序列，其中一些传输单元被安排为OFDM传输单元以及一些传输单元被安排为CDMA传输单元。

13.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述OFDM传输单元被包含在序列中，包括：

3个尾比特；

作为OFDM符号的58个点的IDFT；

26个比特的训练序列；

作为另一个OFDM符号的第二58个点的IDFT；

3个尾比特；

8.25个比特持续时间的保护周期，其中所述尾比特和或所述训练序列起所述非OFDM段的作用。

14.如权利要求2所述的发射器，其特征在于

所述非OFDM信号生成电路包括适于传送作为所述信号的一部分的GSM传输单元的GSM信号生成电路，所述信号包含传输单元序列，其中一些传输单元被安排为OFDM传输单元以及一些传输单元被安排为CDMA传输单元；

所述传输单元被包含在序列中，包括：

3个尾比特；

作为OFDM传输单元的OFDM符号的58个点的IDFT，或GSM传输单元的57个比特的数据和一个比特的窃用标志；

26个比特的训练序列；

作为OFDM传输单元的另一个OFDM符号的第二58个点的IDFT，或GSM传输单元的57个比特的数据和一个比特的窃用标志；

3个尾比特；

8.25个比特持续时间的保护周期，其中所述尾比特和或所述训练序列起非OFDM段的作用。

15.如权利要求2所述的发射器，它配合修改为包括OFDM覆盖的UMTS下行链路使用。

16.如权利要求2所述的发射器，它适于配合具有可变非OFDM段和/或非OFDM段盲检测的IEEE-802.11a/g系统使用。

17.如权利要求2所述的发射器，它适于配合IEEE 802.16a系统使用。

18.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述非OFDM信号生成电路包括lxEV/DO信号生成电路。

19.如权利要求2所述的发射器，还包括：

第二发射天线；

其中所述OFDM信号生成电路和所述非OFDM信号生成电路还适于生成包括OFDM传输单元的第二信号并通过所述第二天线发射，每个OFDM传输单元包括相应的OFDM符号以及在每个OFDM符号之前/和/或/之后的包含已知数据和/或未知的高度可靠数据的相应的非OFDM段，所述非OFDM段允许在接收器的线性卷积与循环卷积之间的转换。

20.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述非OFDM信号生成电路与IS-856规范兼容。

21.如权利要求2所述的发射器，其特征在于所述非OFDM信号生成电路与GSM规范兼容。

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