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CN1028940C - 用于将直流电压转换成交流相电压的功率变流器 - Google Patents

用于将直流电压转换成交流相电压的功率变流器 Download PDF

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CN1028940C CN93105300A CN93105300A CN1028940C CN 1028940 C CN1028940 C CN 1028940C CN 93105300 A CN93105300 A CN 93105300A CN 93105300 A CN93105300 A CN 93105300A CN 1028940 C CN1028940 C CN 1028940C
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Abstract

一种用于三电平DC/AC变流器的装置，根据变流器的双极调制系统中两个DC电压间差分电压的DC成分调整与变流器输出相电压的基波极性相同的输出脉冲的宽度。藉此，方便而有效地抑制了两个DC电压间DC成分的不平衡。

Description

本发明涉及一种用于控制功率变流器的装置，该功率变流器将串联的直流分压电容上给出的直流电压转变成具有正、零和负三种电势的交流相电压。
在用脉宽调制（PWM）逆变器驱动感应电动机之类负载时，总希望逆变器的交流输出电压含有尽量少的谐波成分。
为了满足这种要求，提出了一种称为三电平逆变器的逆变器。
例如，“生成与优化三电平PWM波形的一种新途径”（PESC'88资料，1988年4月，第1255页至第1262页，后文称为文献1）一文中就举出这样的一种逆变器。文献1提出了一种交替输出经过零电压的正、负脉冲电压的双极调制系统，该系统适用于改善波形，并控制三电平逆变器的极小电压。
但是，若采用这种双极调制系统，电压利用因数会降低，因为极小的电压是用极性与输出相电压基波极性相反的脉冲来控制的。文献1还描述了一种具有高电压利用因数的控制系统，这种系统朝着单极调制系统转变，能输出多个仅具有与输出相电压基波相同极性的脉冲电压。
另一方面，三电平逆变器内在的问题体现在这些现象上，例如，将DC电压分成两部分的串接电容器的电容不平衡;以及由于逆变器输出脉冲的变动，流入和流出电容器串接点的电流中的DC成分，会引起被分出的两个DC电压DC成分之间的不平衡。抑制这种不平衡的技术可见于日本专利公开公报101969/1990号，以及 “NPC逆变器DC输入电容电压的平衡”一文（研究协会资料，日本电气工程协会，半导体电力转换研究会，SPC-91-37，1991/6，第111页至第120页，后文称为文献2）。
根据日本专利公开公报第101969/1990号中揭示的用于抑制两个DC电压之间DC成分不平衡的技术，文献1的双极调制系统中两个正弦调制波的振幅会被改变。但是，如后文将说明的那样，这种技术也会引起偏移量（偏置量）的变动。为了校正这种变动，偏移量必须在以后的控制步骤中再次调整，这使得控制操作变得复杂。
根据文献2中揭示的抑制两个DC电压间DC成分不平衡的技术，在文献1的单极调制系统中，将给逆变器电压指令叠加上一个信号，该信号对应于两个DC电压的差分电压中的DC成分。
当把上述三电平逆变器用于电车时，要求输出电压在从零一直到接近一个可能的最大电压的范围内得到持续的控制。因而，就必须将调制系统（调制模式）从双极调制系统（调制模式）转换为单极调制系统（调制模式）。
然而，若在调制系统基础上采用上述用于抑制两个DC电压间DC成分不平衡的技术，电路结构和控制操作会变得复杂。
本发明的目的在于在双极调制系统（调制模式）中简单而有效地抑制两个DC电平间DC成分的不平衡。
本发明另一目的在于，在采用双极调制系统（调制模式）和另一调制系统（调制模式）的电车中简化抑制两个DC电压间DC成分不平衡的操作。
前一目的由一控制功率变流器的装置实现，该装置包括：将DC电压分割的串联电容器;将所述电容器给出的直流电转换成具有正、零和负电平的交流相电压的DC/AC变流器;一个调制装置，向所述DC/AC变流器提供一个信号，用以产生穿插有零电平脉冲的一串交变输出脉冲，该脉冲串对应于DC/AC变流器输出相电压 的基波的半个周期;以及一个根据所分割电压之间差值的DC成分，调整所述输出相电压的正输出脉冲或负输出脉冲的宽度的装置。
本发明的后一目的由一个控制电车的装置实现，该装置包括：分割一DC电压的串联电容器;用于将所述电容器给出的直流电转换成具有正、零和负电平的交流相电压的DC/AC变流器;由所述DC/AC变流器驱动的AC电动机;一调制装置，它具有一个第一调制模式，在该模式下，所述DC/AC变流器得到一个信号，以响应馈给所述DC/AC变流器的电压指令和频率指令，产生穿插有零电平脉冲的一串交变输出脉冲，该脉冲串对应于DC/AC变流器输出相电压的基波的半个周期，还具有一个第二调制模式，在该模式下，所述DC/AC变流器得到一个信号，以产生一串不同于所述第一调制模式下的输出脉冲串的输出脉冲;一个DC成分不平衡抑制装置，在所述第一和第二调制模式下，抑制所分出的DC电压之间DC成分的不平衡。
在双极调制系统中，为了控制流入或流出电容器串接点的电流中的DC成分，根据分出的两个DC电压的差分电压的DC成分，调整具有输出相电压的一个极性的输出脉冲的宽度。因而，利用简单的控制操作，有效地抑制了两个DC电压间DC成分的不平衡。
在采用双极调制系统和另一调制系统的电车上，在调制系统之外，还用到抑制两个DC电压间DC成分不平衡的装置，有助于简化控制操作。
图1是电路结构图，示出本发明的一个实施例。
图2示出双极调制的操作。
图3示出部分双极调制的操作。
图4示出单极调制的操作。
图5示出过调制的操作。
图6示出单脉冲调制的操作。
图7示出在双极调制过程中，流入或流出中性点的电流的动作。
图8示出双极调制采用已有技术的动作情形。
图9示出单极调制采用已有技术的动作情形。
图10示出基于本发明的双极调制的动作。
图11示出基于本发明另一实施例的双极调制的动作。
图12示出基于本发明的单极调制的动作。
图13示出对应于两个DC电压的差分电压中DC成分的信号。
图14示出不同于图2双极调制的双极调制动作。
图15是电路结构图，示出本发明另一实施例。
图1显示了基于本发明一个实施例的电路结构。
标号1为（电车的）DC架空线，21表示用于平滑电流的电感器，22和23表示串联的分压电容器，它们将DC架空线1的电压Vd分成两个DC电压Vdp和Vdn，标号3表示脉宽调制三电平逆变器，它将两个DC电压转变成三相AC电压，标号4表示由逆变器3驱动的感应电动机。
逆变器3包括U相、V相和W相三个电平开关支路。U相（V相、W相）的转换支路由能够自己消除电弧的开关元件（例如IG-BT、GTO、功率晶体管等等）G1U至G4U（G1V至G4V，G1W至G4W）、整流元件（飞轮二极管）D1U至D4U（D1V至D4V，D1W至D4W）和辅助整流元件（钳位二极管）D5U至D6U（D5V至D6V，D5W至D6W）构成。
把辅助整流元件D5U和D6U、D5V和D6V、以及D5W和D6W连接在一起的点都连到点N（后文称为中性点）上，分压电容器22和23也在该处串联。表1中列出的开关元件G1U至G4U、G1V至G4V和G1W至G4W，其开、关动作靠调制装置5的输出来 实现，在中性点N和输出端U、V和W之间输出三个电平的电压（相电压）Vdp、0和-Vdn。
表1
开关状态    输出相电压
G1U    G2U    G3U    G4U    U-N间压电
Figure 931053005_IMG2
Figure 931053005_IMG3
Figure 931053005_IMG4
V-N间电压
W-N间电压
开 开 关 关 Vdp
关    开    开    关    O
关 关 开 开 -Vdn
下面将参照图1和2说明调制装置5的构成和双极调制。这些图只示出它们的一个相。
将电动机4的旋转频率加上或减去根据电动机4的电流指令和实际电流间的偏差而获得的差频，便给出逆变器3的输出频率指令F＊ inv。在基波电压指令发生装置51中，基波（正弦）发生装置511在接收到逆变器输出频率指令F＊ inv后输出一正弦基波，幅值计算装置512根据DC架空线1的电压Vd和正比于逆变器输出频率指令F＊ inv的输出电压有效值指令E＊ m，计算且输出基波电压幅值指令K。基波电压幅值指令K和正弦基波在乘法器513中相乘后，输出一瞬时基波电压指令e＊ 0，如图2（a）所示。
在电压指令分割装置52中，从基波电压指令发生装置51输入的基波电压指令e＊ 0由除法器521折半相除，再由加法器523或减法器524加上或减去一个偏置量B（该幅度是双极调制的一个条件），偏置量B大于K/2而小于0.5，由一偏置设置装置522设定。由此形成两个分开的正弦电压指令e＊ op和e＊ on，如图2（a）所示。从这 样分出的电压指令e＊ op和eon\+＊由极性区分/分配器526p、526n和加法器528p形成图2（b）所示的正侧电压指令e＊ p，而图2（c）所示的负侧电压指令e＊ n则由极性区分/分配器527p、527n和加法器528n形成。
在脉冲发生装置53中，比较装置532比较从电压指令分离装置52输入的正侧电压指令e＊ p、负侧电压指令e＊ n和从载波发生装置531输出的如图2（b）和2（c）所示的三角波，并输出如图2（d）所示的脉冲信号Gp和如图2（g）所示的脉冲信号Gn。
脉冲信号Gp和Gn用作开关元件G1和G4的门信号，而由反相器533和534将它们反相后获得的图2（e）和2（f）所示的信号则用作开关元件G3和G2的门信号。因此，如图2（h）所示，逆变器3经由零电压交替地输出幅值等于电容器22的电压Vdp的正脉冲电压，和幅值等于电容器23的电压Vdn的负脉冲电压，作为输出相电压。
在图2的双极调制中，若偏置设置装置522设定的偏置量B变得小于基波电压幅值指令K/2，则分出的电压指令e＊ op和e＊ on将如图3（a）所示，正侧电压指令e＊ p变成为图3（b）所示，负侧电压指令e＊ n变成为图3（c）所示。结果，逆变器3完成所谓的部分双极调制输出，作为输出相电压，将输出如图3（d）所示的脉冲电压，其中既有经由零电压交替输出正和负脉冲电压的周期，也有输出与基波极性相同的脉冲电压的周期。
在图2的双极调制中，若偏置设置装置522设定的偏置量B变成零，则分出的电压指令e＊ op和e＊ on将如图4（a）所示，正侧电压指令e＊ p变成如图4（b）所示，而负侧电压指令e＊ n变成如图4（c）所示。而在图3（b）和3（c）中，因为有相反极性的电压输出，使与基波电压指令e＊ o有相同极性的电压指令受到扭曲。结果，逆变器3进行所谓的单极调制，输出与基波极性相同的脉冲电压，如图4（d）所示。
在图4的单极调制中，若基波电压指令e＊ o的幅值K，即正侧电压指令e＊ p和负侧电压指令e＊ n的峰值K，变得大于三角载波的峰值（＝1），如图5（a）、5（b）和5（c）所示，则作为输出相电压，逆变器3将输出一个脉冲电压，它与基波有相同极性，但其脉冲数量在基波的半个周期中减少了，如图5（d）所示。这就是所谓的过调制。
在图5的过调制中，若基波电压指令e＊ o的幅值K，即正侧电压指令e＊ p和负侧电压指令e＊ n的峰值K变得更加大于三角载波的峰值（＝1），如图6（a）、6（b）和6（c）所示，则逆变器3产生的脉冲电压如图6（d）所示，它与基波有同一极性，并且，在基波的半个周期中其脉冲数为1。这就是所谓的单脉冲调制。
调制系统的上述变化是依据诸如改变基波电压指令e＊ o的幅值K来实现的。采用哪种调制系统取决于电动机的应用情况。但是，在用于控制电车的场合，则希望以上述次序控制其运行和制动（再生）。
下面，联系双极调制系统，参照图7说明在电容器22和23分割的DC电压Vdp和Vdn直流成分平衡的情况下，流入或流出中性点N的电流。
图7（b）的正侧电压指令e＊ p和图7（c）的负侧电压指令e＊ n从基于图7（a）的基波电压指令e＊ o的两个分出的电压指令e＊ op和e＊ on获得，它们与前文说明的三角载波进行比较，以得到图7（d）所示的逆变器输出相电压。此时，若忽略谐波成分，则流入感应电动机4的是一个没有DC成分的正弦波形电流，如图7（e）所示。
图7（f）示出了开关特性，用1和0表示流入或流出中性点N的电流状况。数字1表示有电流流动的状况，对应于图7（d）的逆变器输出相电压为零的时期。数字0表示无电流流动的状况，对应于图7（d）的逆变器输出相电压不为零的时期。
开关特性与电动机4的电流的乘积表示逆变器3流入中性点N 的一个相的电流，如图7（g）所示，该电流在正、负周期上是平衡的，不含有DC成分。
因为，从电容器22和23分出的DC电压Vdp和Vdn的DC成分是平衡的。
但是，若电容器22和23的电容量不平衡，或者由于逆变器3因开关元件的开关操作而引起输出脉冲宽度的变动，流入或流出中性点的电流中引入了DC成分，则电容器22和23分出的DC电压Vdp和Vdn的DC成分将失去平衡。结果，在逆变器3DC电压较高一侧的开关元件上加了一个过电压，换句话说，开关元件可能损坏。
在上述涉及双极调制系统的日本专利公开公报第101969/1990号和涉及单极调制系统的文献2中，揭示了用于抑制电容器22和23分出的DC电压Vdp和Vdn间DC成分不平衡的已有技术。下文将要描述将文献2中揭示的抑制技术用于双极调制系统，以及将日本专利公开公报101969/1990中的抑制技术用于单极调制系统。
文献2中揭示的抑制技术使用这样一种系统，它给逆变器输出电压指令加上一个信号，该信号对应于由电容器22和23所分出的DC电压Vdp和Vdn的差分电压中的DC成分。
若将该抑制技术用于上述双极调制系统（在图7中因Vdp＜Vdn产生了不平衡），在基波DC电压指令e＊ o上叠加一个对应于电压Vdp和Vdn的差分电压（Vdp-Vdn）中DC成分的信号△V，则分出的电压指令e＊ op、e＊ on正侧电压指令e＊ p和负侧电压指令e＊ n将从图7（a）至7（c）改变为图8（a）至8（c）。结果，逆变器输出相电压就变成如图8（d）所示。
在这种情况下，逆变器输出相电压中含有的DC成分被逆变器3输出线间（例如U-V之间）的电压所抵消，不再出现。流向电动机4的电流中也不再含有DC成分。此外，表示中性点N处电流状况的开关特性也变成如图8（f）所示。但是，从基波电压指令e＊ o的 正、负周期来看，电流在开关特性为1的时期中是平衡的。因而，将开关特性与图8（e）中电动机4的电流相乘而得到的中性点N处的电流在正、负周期中也得到平衡，如图8（g）所示，不含有DC成分。所以，DC电压Vdp和Vdn的DC成分将保持不平衡。就是说，即使将文献2中的抑制技术用于双极调制系统，也得不到抑制效果。
日本专利公报101969/1990中揭示的抑制技术是这样一种系统，它根据电容器22和23分出的DC电压Vdp和Vdn的差分电压中的DC成分，调节正弦波形两个调制波的幅值和偏移量（偏置量）。
即使该种抑制技术用在单极调制系统中，按照对应于DC电压Vdp和Vdn的差分电压（Vdp-Vdn）中DC成分的信号△V，来调整图9（a）所示的两个分电压指令eop\+＊和e＊ on的幅值，正侧电压指令e＊ p和负侧电压指令e＊ n最后也不会改变，因为在单极调制中它们是叠加的。因而，不平衡依然存在，如图9（b）和9（c）所示。
因此，日本专利公开公报101969/1990中揭示的抑制技术在单极调制系统中也不能抑制DC电压Vdp和Vdn中DC成分的不平衡。
所以，为了抑制电容器22和23分出的DC电压Vdp和V\-dn间的不平衡（例如，Vdp＜Vdn），根据图1的实施例，正弦波发生装置511输出的正弦基波的极性由调制装置5的电压失衡抑制装置54中的极性区分/分配器542p和542n所鉴别、分配并输出为1和0。这些输出在乘法器543p与543n中，同差分电压检测装置541输出的、对应于DC电压Vdp和Vdn差分电压（Vdp-Vdn）的直流成分信号△V相乘，将信号△V分为△Vp与△Vn并且输出，如图10（b）所表示。
分出的信号△Vp和△Vn分别叠加在图10（a）的分电压指令e＊ op和e＊ on上，以获得图10（c）所示的正侧电压指令e＊ p和图10（d）所示的负侧电压指令e＊ n。
逆变器输出相电压因而成为图10（e）所示。即，逆变器的正输 出脉冲降低，与基波电压指令e＊ o具有同样极性，而负检出脉冲增高，与基波电压指令e＊ o具有同样极性，这时，正侧的中性点周期增加，而负侧的中性点周期减少，因而，表示中性点N处电流状况的开关特性成为图10（g）所示。即，在对应于开关特性1的时期，从基波电压指令e＊ o的正、负周期来看，发生了不平衡。因而，图10（f）的电动机4的电流叠加在开关特性上而给出的中性点N处的电流失去平衡，如图10（h）所示，带有一正的DC成分，如虚线所示。该正的DC成分对电容器22充电，使电容器23放电，增大DC电压Vdp，而降低DC电压Vdn，从而抑制了DC电压Vdp和Vdn间DC成分的不平衡（Vdn＜Vdn）。此外，逆变器输出相电压中含有的DC成分为输出线之间（例如U-V之间）的电压所消除，不会出现。电动机4的电流中也不含有DC成分。
图10示出运行方式下的情形。在再生方式的情况下，电动机4的电流具有与图10（f）相反的极性。因而，中性点N的电流中含有的DC成分具有与图10（h）虚线所示相反的极性。所以，从对应于差分电压（Vdp-Vdn）的信号△V中分出的信号△Vp和△Vn必须进行切换，以获得与图10（b）相反的极性。
如上所述，本实施例方便而有效地实现了双极调制系统中对DC电压Vdp和Vdn间DC成分不平衡的抑制。
利用一个适用于双极调制系统的经过修改的实施例，可得到同样的抑制效果。方法是从电压指令e＊ on中减去△Vp，从电压指令e＊ op中减去△Vn，如图11所示，以便调整与基波电压指令e＊ o极性相反的逆变器输出脉冲的宽度（当基波电压指令e＊ o为正时，负侧脉宽减小，而当其为负时，正侧脉宽增大），而不是如图10所示那样，在电压指令e＊ op上加△Vp，在电压指令e＊ on上加△Vn，从而调节与基波电压指令e＊ o有相同极性的逆变器输出脉冲的宽度。此外，以图10和11中，即使只对一侧的脉宽采取行动，即只用到△Vp或 △Vn，也能获得同样的抑制效果。
当把偏置量B设为0，转换为单极调制系统时，分电压指令e\-op＊和e＊ on变成如图12（a）所示。此外，将图12（b）的△Vp和△Vn叠加在上述电压指令上而获得的正侧电压指令e＊ p和负侧电压指令e＊ n将如图12（c）和12（d）中的粗线所表示。因此，逆变器的输出相电压变成如图12（e）所示。在这种情况下，逆变器输出相电压中含有的DC成分为逆变器3的输出线之间（例如U-V之间）的电压所消除，不再出现。因而，电动机4的电流中也不含有DC成分。
表示中性点N处电流状况的开关特性如图12（g）所示，在对应于开关特性1的时期，从基波电压指令e＊ o正、负周期的起点开始发生不平衡。因而，将开关特性乘以图12（f）的电动机4的电流而获得的中性点N处的电流在正、负周期中失去平衡，如图12（h）所示，带有虚线所示的正的DC成分。该正的DC成分对电容器22充电，使电容器23放电，增大DC电压Vdp，降低DC电压Vdn，从而抑制了DC电压Vdp和Vdn间DC成分的不平衡（Vdp＜Vdn）。
可以进一步理解，即使在图3的部分双极调制系统，图5的过调制系统和图6的单脉冲调制系统中，也可用相同方式抑制DC电压Vdp和Vdn间DC成分的不平衡。
如上所述，本发明的实施例改进了抑制双极调制系统中DC电压Vdp和Vdn间DC成分的不平衡的系统，并且可以容易地适用于其它调制系统。
此外，在采用双极调制系统和另一调制系统来控制电车的装置中，本发明的实施例实现了在所有调制系统中抑制DC电压Vdp和Vdn间DC成分的不平衡的操作控制，对简化抑制控制作出了贡献。
无需指出，根据本实施例，即使信号△V-它对应于调制装置5的电压失衡抑制装置54中差分电压检测装置541所输出的DC电 压Vdp与Vdn间差分电压中的DC成分-被分成正弦半波形状的△Vp和△Vn，如图13所示，而不是分成图10（b）的方波形△Vp和△Vn，也可以获得前述抑制效果。为此，图1实施例的电压平衡装置54中极性区分/分配器542p和542n应改成类似于电压指令分割装置52中极性区分/分配器526p和527p那样的装置。
当然，本发明还可以适用于与图2所描述的双极调制系统不同的双极调制系统。即，本发明还可适用于这样的双极调制系统，它形成图14（a）所示那样的两个正弦半波形分电压指令eop\+＊和e＊ on，并从电压指令e＊ op和e＊ on产生图14（b）的正侧电压指令e＊ p和图14（c）的负侧电压指令e\-n＊，交替产生图14（d）所示的经过零电压的逆变器正和负输出脉冲，同时维持与逆变器输出相电压的基波极性相反的输出脉冲的宽度。
在采用双极调制系统和另一调制系统的三电平逆变器中，无需指出，它还可以配备一种装置，该装置能依照所用的调制系统来切换用于抑制DC电压Vdp和Vdn间DC成分的不平衡的系统。（例如日本专利公开公报101969/1990中用于双极调制系统的技术和文献2中用于单极调制系统的技术）。
图15示出本发明另一实施例，除了调制装置5中的电压失衡抑制装置54之外，与图1的结构相同。
在图1所示的实施例中，电容器间的不平衡电压主要在感应电动机4运行时得到抑制。而在图15所示实施例中，电容器间的不平衡电压不仅在感应电动机4运行时，还可在其制动时得到抑制。
如图15所示，电压换衡抑制装置54中增加了极性选择装置544和乘法器545，并且改变了电压△Vp和△Vn的极性。
即，根据操作者的运行/制动指令，当电动机4运转时，极性选择装置544输出信号“1”，而电动机4制动时，输出信号“-1”。乘法器545根据极性选择装置511的输出改变基波发生装置的输 出，从而改变运行和制动时电压△Vp和△Vn的极性。
此外，也可以采用由输出电压和输出电流获得的电力极性，或者采用DC电压和DC电流，来取代所述的操作者的运行/制动指令。
在图15所示的实施例中，失衡电压在电动机4运转和制动时都得到抑制。
本发明方便而有效地抑制了双极调制系统中两个DC电压间DC成分的不平衡。
在用于控制采用双极调制系统和另一调制系统的电车的装置中，还可以简化抑制两个DC电压间DC成分的不平衡的操作。

Claims (24)

1、一种功率变流器：包括：
串联的电容器，用于将一直流电压分压；
一直流/交流变流器，用于将所述电容器上的直流充电电压转换成具有正、零和负电平的交流相电压，供给负载；
一个调制装置，用于向所述直流/交流变流器提供一个信号，从而在直流/交流变流器输出相电压的基波的半个周期内生成一串穿插有零电平脉冲的交变输出脉冲，
其特征在于，还包括：
根据所述电容器上电压之差的直流成分，调整所述输出相电压的正和负输出脉冲中任何一方的宽度的装置。
2、如权利要求1所述的功率变流器，其特征在于，宽度调整装置根据负载运行或制动状态进行调整。
3、如权利要求1所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置配置在所述调制装置中。
4、一种功率变流器：包括：
串联的电容器，用于将一直流电压分压;
一直流/交流变流器，用于将所述电容器上的直流充电电压转换成具有正、零和负电平的交流相电压，供给负载;
一个调制装置，用于向所述直流/交流变流器提供一个信号，从而在直流/交流变流器输出相电压的基波的半个周期内生成一串穿插有零电平脉冲的交变输出脉冲，
其特征在于，还包括：
根据所述电容器上电压之差的DC成分，调整与所述输出相电压的基波有相同极性的所述输出脉冲的宽度的装置。
5、如权利要求4所述的功率变流器，其特征在于，宽度调整装置根据负载运行或制动状态进行调整。
6、如权利要求4所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置配置在所述调制装置中。
7、如权利要求4所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置调整对应于所述输出相电压基波的正和负两极的所述输出脉冲的宽度。
8、如权利要求4所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置调整基于所述输出相电压基波的正极或负极的所述输出脉冲的宽度。
9、一种功率变流器：包括：
串联的电容器，用于将一直流电压分压;
一直流/交流变流器，用于将所述电容器上的直流充电电压转换成具有正、零和负电平的交流相电压，供给负载;
一个调制装置，用于向所述直流/交流变流器提供一个信号，从而在直流/交流变流器输出相电压的基波的半个周期内生成一串穿插有零电平脉冲的交变输出脉冲，
其特征在于，还包括：
根据所述分压之差的DC成分，调整与所述输出相电压基波有相反极性的所述输出脉冲的宽度的装置。
10、如权利要求9所述的功率变流器，其特征在于，宽度调整装置根据负载运行或制动状态进行调整。
11、如权利要求9所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置配置在所述调制装置中。
12、如权利要求9所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置调整对应于所述输出相电压基波的正和负两极的所述输出脉冲的宽度。
13、如权利要求9所述的功率变流器，其特征在于，所述输出脉冲的宽度调整装置调整对应于所述输出相电压基波的正极或负极的所述输出脉冲的宽度。
14、一种功率变流器，包括：
串联起来将一直流电压分压的电容器;
用于将所述电容器给出的直流电转换成具有正、零和负电平的交流相电压的直流/交流变流器;
其特征在于，还包括：
一个调制装置，将在输出给直流/交流变流器的电压幅值指令和频率指令的基础上形成的基波电压指令分割成用于在所述直流/交流变流器的相上产生正输出脉冲的正侧电压指令，和用于产生负输出脉冲的负侧电压指令，然后在这些电压指令基础上形成一个信号，接通或关断构成所述直流/交流变流器的开关元件;
根据所述基波电压指令的极性，分配与所述电容器上电压之差的DC成分对应的信号的装置;
将所述分配装置的输出叠加在所述正侧电压指令或负侧电压指令上的装置。
15、如权利要求14所述的功率变流器，其特征在于，分配装置根据所述极性和负载的运行或制成状态来分配信号。
16、如权利要求14所述的功率变流器，其特征在于，所述叠加装置在所述正侧电压指令或负侧电压指令上叠加与这些电压指令具有相同极性的所述分配装置的输出。
17、如权利要求14所述的功率变流器，其特征在于，所述叠加装置在所述正侧电压指令或负侧电压指令上叠加与这些电压指令极性相反的所述分配装置的输出。
18、一种用于控制电车的装置，包括：
串联起来将一直流电压分压的电容器;
用于将所述电容器上给出的直流电转换成具有正、零和负电平的交流相电压的直流/交流变流器;
由所述直流/交流变流器驱动的交流电动机;
其特征在于，还包括：
一个调制装置，它有一个第一调制方式，在该方式下，所述直流/交流变流器得到一个信号，以响应传给该直流/交流变流器的电压指令和频率指令，产生穿插有零电平脉冲的一串交变输出脉冲，该脉冲串对应于直流/交流变流器输出相电压基波的半个周期，还有一个第二调制方式，在该方式下，所述直流/交流变流器得到一个信号，以产生一串与所述第一调制方式下输出脉冲串不同的输出脉冲;
一个直流成分失衡抑制装置，在所述第一和第二调制方式下，抑制所述分出的直流电压间直流成分的不平衡。
19、如权利要求18所述的用于控制电车的装置，其特征在于，所述调制装置具有至少包括下列方式之一的所述第二调制方式：
部分双极调制方式，在该方式下，在所述输出相电压基波的每半个周期内，所述直流/交流变流器的相电压包含穿插着零电平脉冲的一串交变输出脉冲，和一系列与所述输出相电压基波有同样极性的脉冲;
单极调制方式，在该方式下，所述直流/交流变流器的相电压包含一串与所述输出相电压基波有同样极性的输出脉冲，在所述输出相电压基波的半个周期内有多个输出脉冲;
过调制方式，在该方式下，与所述输出相电压基波极性相同并包括在该基波半个周期中的输出脉冲的数量小于在所述单极调制方式下所述输出相电压基波的半个周期中所包含的输出脉冲的数量;
单脉冲调制方式，在该方式下，作为所述直流/交流变流器的一个相电压，该直流/交流变流器的输出脉冲串与所述输出相电压的基波极性相同，在所述输出相电压的每半个周期中只输出一个输出脉冲。
20、如权利要求18所述的用于控制电车的装置，其特征在于，所述直流成分失衡抑制装置根据所分出的直流电压间差值的直流成分，调整与所述直流/交流变流器的输出相电压基波极性相同的输出脉冲的宽度。
21、如权利要求18所述的用于控制电车的装置，其特征在于，所述调制装置包括一个装置，该装置将在输出给所述直流/交流变流器的电压幅值指令和频率指令的基础上形成的基波电压指令分割成用于所述直流/交流变流器产生正输出脉冲的正侧电压指令和用于所述直流/交流变流器产生负输出脉冲的负侧电压指令;所述调制装置还包括一个能给出一个偏置量，并将它改变成这些电压指令的装置，和在这些电压指令基础上形成一能使所述直流/交流变流器的开关元件接通或关断的信号的装置;所述直流成分失衡抑制装置包括一个根据所述基波电压指令的极性分配与所分出的直流电压间差值的直流成分相对应的信号的装置，和一个将该分配装置的输出叠加于所分出的正侧和负侧电压指令之上的装置。
22、一种功率变流器，包括：
串联起来将一直流电压分压的电容器;
用于将所述电容器给出的直流电转换成具有正、零和负电平的交流相电平的直流/交流变流器;
一个调制装置，用于向所述直流/交流变流器提供一种信号，以产生穿插有零电平脉冲的一串交变输出脉冲，该输出脉冲具有与输出相电压基波相反的极性，并具有预定宽度，所述输出脉冲串对应于直流/交流变流器输出相电压的基波的半个周期，
其特征在于，所述调制装置配备有一个装置，该装置在所述输出相电压的基波电压指令上叠加一个与所分出的直流电之间差值的直流成分相对应的信号。
23、一种功率变流器，包括：
串联起来将一直流电压分压的电容器;
用于将所述电容器给出的直流电转换成具有正、零和负电平的交流相电压的直流/交流变流器;
其特征在于，还包括：
一个调制装置，它有一个第一调制方式，在该方式下，所述直流/交流变流器得到一个信号，以产生穿插有零电平脉冲的一串交变输出脉冲，该脉冲串对应于直流/交流变流器输出相电压基波的半个周期，还有一个第二调制方式，在该方式下，所述直流/交流变流器得到一个信号，以产生与所述直流/交流变流器输出相电压的基波极性相同的输出脉冲串;
一个第一抑制装置，它在第一调制方式下抑制所分出的直流电压间直流成分的不平衡;
一个第二抑制装置，它在第二调制方式下抑制所分出的直流电压间直流成分的不平衡;
用于根据所述第一和第二调制方式，转换所述抑制装置的装置。
24、如权利要求23所述的功率变流器，其特征在于，所述第一抑制装置根据分出的直流电之间差分电压的直流成分，调整所述正和负脉冲的宽度。
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