JP2664275B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直流を交流、または、交流を直流に変換する
電力変換装置の改良に関し、特に装置の小型化に好適な
電力変換装置の構成技術に関わる。
電力変換装置の改良に関し、特に装置の小型化に好適な
電力変換装置の構成技術に関わる。
従来から、３レベルインバータと称し、直流電源の高
電位点と低電位点の外に、これら高電位点と低電位点の
間の中間電位点を設け、スイツチング素子群の選択的な
オンオフにより、前記高電位点，低電位点または中間電
位点の３レベルの電位を選択的に交流端子へ導出するよ
うに構成し、PWMスイツチング周波数を見かけ上高める
ことによつて、高調波含有率の少ない交流出力を得るイ
ンバータが公知である。
電位点と低電位点の外に、これら高電位点と低電位点の
間の中間電位点を設け、スイツチング素子群の選択的な
オンオフにより、前記高電位点，低電位点または中間電
位点の３レベルの電位を選択的に交流端子へ導出するよ
うに構成し、PWMスイツチング周波数を見かけ上高める
ことによつて、高調波含有率の少ない交流出力を得るイ
ンバータが公知である。
その例として、（１）特公昭51−47848号公報，
（２）特公昭53−14744号公報，（３）特開昭56−74088
号公報，（４）特開昭56−115182号公報，（５）特開昭
56−121374号公報，（６）特開昭57−177284号公報，
（７）特開昭63−502953号公報，（８）特開昭64−3418
2号公報並びに（９）特開平１−198280号公報などが知
られている。
（２）特公昭53−14744号公報，（３）特開昭56−74088
号公報，（４）特開昭56−115182号公報，（５）特開昭
56−121374号公報，（６）特開昭57−177284号公報，
（７）特開昭63−502953号公報，（８）特開昭64−3418
2号公報並びに（９）特開平１−198280号公報などが知
られている。
ところで、鉄道車両用VVVFインバータなど、比較的大
容量のインバータにおいては、各相のスイツチングアー
ムが、直線的な配置関係に並べられることが多い。
容量のインバータにおいては、各相のスイツチングアー
ムが、直線的な配置関係に並べられることが多い。
しかしながら、上記従来装置では、分圧コンデンサか
ら各相のスイツチング素子までの配線の長さが長く不均
等で、それらのインダクタンスによつて、各スイツチン
グ素子あるいは特定のスイツチング素子のスナバ回路に
過大な電圧が発生し、スイツチング素子の過電圧，スナ
バ損失の増大，スナバ回路の大形化といつた問題があつ
た。そのため、特に大容量の装置では、極力、配線を短
くかつ均等にすることが要求されている。
ら各相のスイツチング素子までの配線の長さが長く不均
等で、それらのインダクタンスによつて、各スイツチン
グ素子あるいは特定のスイツチング素子のスナバ回路に
過大な電圧が発生し、スイツチング素子の過電圧，スナ
バ損失の増大，スナバ回路の大形化といつた問題があつ
た。そのため、特に大容量の装置では、極力、配線を短
くかつ均等にすることが要求されている。
なお、直流フイルタコンデンサの配置として、特開昭
57−206279号公報の装置が知られている。これは、６ア
ームのスイツチング素子から構成される３相フルブリツ
ジインバータにおいて、直流フイルタコンデンサを各相
毎に配置して、直流フイルタコンデンサと各相のスイツ
チング素子との配線長を極力短くし、これにより、スナ
バ回路の損失を低減し、装置を小型化しようとするもの
である。
57−206279号公報の装置が知られている。これは、６ア
ームのスイツチング素子から構成される３相フルブリツ
ジインバータにおいて、直流フイルタコンデンサを各相
毎に配置して、直流フイルタコンデンサと各相のスイツ
チング素子との配線長を極力短くし、これにより、スナ
バ回路の損失を低減し、装置を小型化しようとするもの
である。
しかしながら、この従来技術は、インバータの出力相
電圧に直流電源の高電位点と低電位点の２つの電圧レベ
ルしか存在しない、いわゆる２レベルインバータに関す
るもので、各相毎に分割設置されたコンデンサはあくま
でもフイルタ用コンデンサである。
電圧に直流電源の高電位点と低電位点の２つの電圧レベ
ルしか存在しない、いわゆる２レベルインバータに関す
るもので、各相毎に分割設置されたコンデンサはあくま
でもフイルタ用コンデンサである。
本発明の目的は、直流電圧源側が直列接続されたコン
デンサにより複数分割され、この直流電圧からスイツチ
ング素子のオン・オフ制御により多レベルの交流出力電
圧を得る小型で高効率の電力変換装置を提供することに
ある。また、第２の発明の目的は、交流電圧の高調波の
少ない電力変換装置を提供することである。
デンサにより複数分割され、この直流電圧からスイツチ
ング素子のオン・オフ制御により多レベルの交流出力電
圧を得る小型で高効率の電力変換装置を提供することに
ある。また、第２の発明の目的は、交流電圧の高調波の
少ない電力変換装置を提供することである。
本発明は、分圧コンデンサを各相毎独立に設け、該各
相の分圧コンデンサを各相のスイッチングアーム近傍に
それぞれ配置し、各相の分圧コンデンサの直列接続点と
対応する各相のスイツチングアームの分割点とを接続し
たことを特徴とする。また、第２の発明は、複数に分割
配置された分圧コンデンサの直列接続点を互いに接続す
ることを特徴とする。
相の分圧コンデンサを各相のスイッチングアーム近傍に
それぞれ配置し、各相の分圧コンデンサの直列接続点と
対応する各相のスイツチングアームの分割点とを接続し
たことを特徴とする。また、第２の発明は、複数に分割
配置された分圧コンデンサの直列接続点を互いに接続す
ることを特徴とする。
直流側の分圧コンデンサを分割配置することにより、
各相のスイツチング素子と分圧コンデンサとの配線長を
小さく設定できるため、スイツチング素子のオフの際に
配線のインダクタンスに起因して発生するスナバ回路の
過充電電圧が小さく抑制される。そのため、スナバ回路
で発生する損失を低減することができ、装置の小型化が
図れる。
各相のスイツチング素子と分圧コンデンサとの配線長を
小さく設定できるため、スイツチング素子のオフの際に
配線のインダクタンスに起因して発生するスナバ回路の
過充電電圧が小さく抑制される。そのため、スナバ回路
で発生する損失を低減することができ、装置の小型化が
図れる。
また、夫々の分圧コンデンサの直列接続点を互いに接
続することにより、スイツチング素子のスイツチングに
起因した高調波を各相間でキヤンセルでき、電圧脈動の
少ないコンデンサ電圧を得られるようになる。この結
果、素子の耐圧を低く抑えることによつて、より一層の
小型化を図るとともに、交流出力に含まれる高調波を低
減することができる。
続することにより、スイツチング素子のスイツチングに
起因した高調波を各相間でキヤンセルでき、電圧脈動の
少ないコンデンサ電圧を得られるようになる。この結
果、素子の耐圧を低く抑えることによつて、より一層の
小型化を図るとともに、交流出力に含まれる高調波を低
減することができる。
本発明の一実施例を第１図により説明する。本実施例
は、直流側を２分割して、３レベルの電位の間で変化す
る３相交流電圧を出力するインバータの例である。
は、直流側を２分割して、３レベルの電位の間で変化す
る３相交流電圧を出力するインバータの例である。
同図において、１は直流電源や直流電動機電機子など
の直流電圧源、2a〜2cはａ〜ｃ相の３レベルスイツチン
グアームである。ａ相について説明すれば、自己消弧可
能なスイツチング素子G1a〜G4a、整流素子D1a〜D4a及び
補助整流素子D5a〜D6aから成るスイツチング素子群であ
り、端子Taに交流電圧を出力する。ｂ相,c相も同様の構
成である。さて、3a〜3cは中間点で分割した分圧コンデ
ンサで、コンデンサの直列接続点（中間電位点）Oca〜O
ccは、夫々、補助整流素子D5a,D6a〜D5c,D6cの接続点す
なわち、スイツチング素子群の分割点あるいは中間電位
入力点Osa〜Oscに接続される。
の直流電圧源、2a〜2cはａ〜ｃ相の３レベルスイツチン
グアームである。ａ相について説明すれば、自己消弧可
能なスイツチング素子G1a〜G4a、整流素子D1a〜D4a及び
補助整流素子D5a〜D6aから成るスイツチング素子群であ
り、端子Taに交流電圧を出力する。ｂ相,c相も同様の構
成である。さて、3a〜3cは中間点で分割した分圧コンデ
ンサで、コンデンサの直列接続点（中間電位点）Oca〜O
ccは、夫々、補助整流素子D5a,D6a〜D5c,D6cの接続点す
なわち、スイツチング素子群の分割点あるいは中間電位
入力点Osa〜Oscに接続される。
なお、Ｐは直流電源の高電位点、Ｎは同じく低電位点
を示す。
を示す。
ここで、ａ相のコンデンサ31a,32aの電圧をEd1,Ed2と
すれば、スイツチング素子G1a〜G4aを下表のようにオン
・オフ制御することにより、出力端子Taに高電位点の電
位Ed1,中間電位点の電位０、または低電位点の電位−Ed
2の３レベルの電圧を交流側電圧eaとして導出できる。S
pa〜Sna及びSaは各スイツチング素子の導通状態を1,0,
−１で表現するスイツチング関数であり、Ed1＝Ed2＝Ed
/2のとき、出力電圧eaは ea＝SpaEd1−SnaEd2 ＝SaEd/2 で表せる。eaは大きさがEd/2（高電位）,0（中間電
位），−Ed/2（低電位）のパルス状電圧を組み合わせた
波形となるが、一般には、eaが正弦波に近づくようにSa
をパルス幅変調（PWM）制御する。
すれば、スイツチング素子G1a〜G4aを下表のようにオン
・オフ制御することにより、出力端子Taに高電位点の電
位Ed1,中間電位点の電位０、または低電位点の電位−Ed
2の３レベルの電圧を交流側電圧eaとして導出できる。S
pa〜Sna及びSaは各スイツチング素子の導通状態を1,0,
−１で表現するスイツチング関数であり、Ed1＝Ed2＝Ed
/2のとき、出力電圧eaは ea＝SpaEd1−SnaEd2 ＝SaEd/2 で表せる。eaは大きさがEd/2（高電位）,0（中間電
位），−Ed/2（低電位）のパルス状電圧を組み合わせた
波形となるが、一般には、eaが正弦波に近づくようにSa
をパルス幅変調（PWM）制御する。
本実施例では、直流側の分圧コンデンサを各相毎に分
割配置しているため、スイツチング素子群の近くにこれ
らのコンデンサを配置することができ、配線長を極力短
くすることが可能となる。その結果、分圧コンデンサと
スイツチング素子との間の配線インダクタンスを小さく
できるので、スイツチング素子の耐圧低減やスナバ回路
（第１図では図示せず）の小型化等が可能となる。
割配置しているため、スイツチング素子群の近くにこれ
らのコンデンサを配置することができ、配線長を極力短
くすることが可能となる。その結果、分圧コンデンサと
スイツチング素子との間の配線インダクタンスを小さく
できるので、スイツチング素子の耐圧低減やスナバ回路
（第１図では図示せず）の小型化等が可能となる。
本実施例は３相の場合の例であるが、当然ながら、２
相あるいは３相以上の多相であつても同様の効果が得ら
れる。
相あるいは３相以上の多相であつても同様の効果が得ら
れる。
第２図は、本発明の他の実施例を示すものである。各
相に配置した分圧コンデンサの接続点Oca〜Occが各相間
で接続されている以外は、第１図の実施例と同様であ
る。以下、分圧コンデンサの接続点間を接続しない場合
と接続した場合の回路動作について説明する。
相に配置した分圧コンデンサの接続点Oca〜Occが各相間
で接続されている以外は、第１図の実施例と同様であ
る。以下、分圧コンデンサの接続点間を接続しない場合
と接続した場合の回路動作について説明する。
直流電圧源の電圧をEd、直流電圧源から供給される電
流をｉs、各相の個々の分圧コンデンサ容量をＣとすれ
ば、次の関係が得られる。
流をｉs、各相の個々の分圧コンデンサ容量をＣとすれ
ば、次の関係が得られる。
ここに、Ct:全分圧コンデンサ容量（＝3C/2） ｉsp:G1a〜G1cに流れる電流ｉspa〜ｉspcの総和 ｉo：分圧コンデンサの接続点に流れ込む電流ｉoa〜ｉo
cの総和 ａ相の上側分圧コンデンサに流れ込む電流icpaが、 ｉcpa＝（ｉs−ｉsp−ｉo/2）/3＋ｉoa/2 …（３） となることから、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖcp
aは次のようになる。
cの総和 ａ相の上側分圧コンデンサに流れ込む電流icpaが、 ｉcpa＝（ｉs−ｉsp−ｉo/2）/3＋ｉoa/2 …（３） となることから、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖcp
aは次のようになる。
上式より明らかなように、ｖcpaはｉoaによつて脈動
する。出力電圧が正弦波となるようにPWM制御を行う場
合、ｉoaには主にインバータ出力周波数成分（基本波成
分）と第３調波成分が多く含まれるため、分圧コンデン
サの接続点電圧はこれらの周波数で脈動することにな
る。
する。出力電圧が正弦波となるようにPWM制御を行う場
合、ｉoaには主にインバータ出力周波数成分（基本波成
分）と第３調波成分が多く含まれるため、分圧コンデン
サの接続点電圧はこれらの周波数で脈動することにな
る。
一方、各相の分圧コンデンサの中間点間を接続した場
合には、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖcpaは次の
ように表せる。
合には、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖcpaは次の
ように表せる。
したがつて、この場合、ｖcpaはｉoに依存することに
なる。ｉoは分圧コンデンサの中間点に流れ込む電流ｉo
a〜ｉocの総和であるから、ｉoa〜ｉocの零相電流以外
の成分はｉoには含まれない。したがつて、基本波成分
による脈動は除去される。
なる。ｉoは分圧コンデンサの中間点に流れ込む電流ｉo
a〜ｉocの総和であるから、ｉoa〜ｉocの零相電流以外
の成分はｉoには含まれない。したがつて、基本波成分
による脈動は除去される。
以上のように、本実施例によれば、第１図の実施例の
効果に加えて、安定した分圧コンデンサ電圧を得られる
ため、素子の耐圧を低め、かつ交流出力の高調波成分を
低減できる特徴がある。また、各中間電位点の接続イン
ピーダンスを等しく設定することにより、確実に高調波
をキヤンセルさせることができる。
効果に加えて、安定した分圧コンデンサ電圧を得られる
ため、素子の耐圧を低め、かつ交流出力の高調波成分を
低減できる特徴がある。また、各中間電位点の接続イン
ピーダンスを等しく設定することにより、確実に高調波
をキヤンセルさせることができる。
第３図は、第２図の実施例において直流側電圧を３分
割した場合の実施例である。このように、直流側電圧の
分圧数を増加させることにより、安定した分圧コンデン
サ電圧から多レベルの交流出力電圧を得ることができ
る。
割した場合の実施例である。このように、直流側電圧の
分圧数を増加させることにより、安定した分圧コンデン
サ電圧から多レベルの交流出力電圧を得ることができ
る。
さらに、第４図の実施例の直流電源１内の個別電源10
1,102のように、直流電圧源が独立に複数存在する場合
には、これらの直流電圧源の分割点と分圧コンデンサの
接続点とを接続することにより、上下分圧コンデンサの
電圧分担を確実に均等化することができる。
1,102のように、直流電圧源が独立に複数存在する場合
には、これらの直流電圧源の分割点と分圧コンデンサの
接続点とを接続することにより、上下分圧コンデンサの
電圧分担を確実に均等化することができる。
また、第５図に示すように、各相の分圧コンデンサの
中間接続点をインピーダンス要素41〜43を介して接続す
ることにより、第１図の実施例よりも安定した分圧コン
デンサ電圧を得ることができる。例えば、インピーダン
ス要素として、コンデンサ（容量Co、この例では星形結
線）を用いた場合、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖ
cpaは次のように表わせる。
中間接続点をインピーダンス要素41〜43を介して接続す
ることにより、第１図の実施例よりも安定した分圧コン
デンサ電圧を得ることができる。例えば、インピーダン
ス要素として、コンデンサ（容量Co、この例では星形結
線）を用いた場合、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖ
cpaは次のように表わせる。
この場合、分圧コンデンサの中間接続点に流入する電
流に含まれる基本波成分は2C/（2C＋Co）倍に低減され
る。第５図の実施例では、インピーダンス要素は星形結
線であるが、デルタ結線であつてもよい。
流に含まれる基本波成分は2C/（2C＋Co）倍に低減され
る。第５図の実施例では、インピーダンス要素は星形結
線であるが、デルタ結線であつてもよい。
さらに、第６図に示す実施例のように、直流電圧源側
にフイルタコンデンサ５を並列配置することにより、安
定した直流電圧を確立することができる。特に、直流電
圧源１が、交流電源11と整流回路12のように直流出力に
高調波を含む直流電圧源の場合に効果的である。図中、
121〜124はGTOサイリスタ、125〜128はダイオードであ
り、公知のPWMコンバータを略示している。
にフイルタコンデンサ５を並列配置することにより、安
定した直流電圧を確立することができる。特に、直流電
圧源１が、交流電源11と整流回路12のように直流出力に
高調波を含む直流電圧源の場合に効果的である。図中、
121〜124はGTOサイリスタ、125〜128はダイオードであ
り、公知のPWMコンバータを略示している。
第７図は、第１図〜第６図の実施例に共通した各相ス
イツチングアーム2a〜2cと、分圧コンデンサ3a〜3cの、
車両の艤装装置の外観斜視図である。
イツチングアーム2a〜2cと、分圧コンデンサ3a〜3cの、
車両の艤装装置の外観斜視図である。
第８図は、各相の単位インバータ（電力変換装置）ユ
ニツト６を示す。
ニツト６を示す。
すなわち、第１図〜第６図の実施例においては、いず
れも、ａ〜ｃ相の単位インバータの構成は、分圧コンデ
ンサを含めて完全に同一である。従つて、これらをユニ
ツト化し、直流端子P,N及びOc、並びに交流端子Ｔを設
けて量産することにより、それらの組合せによつて任意
の相数の電力変換装置を構成することができる。
れも、ａ〜ｃ相の単位インバータの構成は、分圧コンデ
ンサを含めて完全に同一である。従つて、これらをユニ
ツト化し、直流端子P,N及びOc、並びに交流端子Ｔを設
けて量産することにより、それらの組合せによつて任意
の相数の電力変換装置を構成することができる。
第９図は、本発明の更に他の実施例を示す。第２図の
実施例と異なる点は、３相３レベルインバータに対し
て、分圧コンデンサは3bと3cの２組のみに分割して配置
した点である。そして、各分圧コンデンサの中間接続点
OcbとOcc、並びに各相スイツチングアーム2a〜2cの中間
電圧入力点（スイツチング素子群の分割点）Osa,Osb及
びOscとをすべて接続している。
実施例と異なる点は、３相３レベルインバータに対し
て、分圧コンデンサは3bと3cの２組のみに分割して配置
した点である。そして、各分圧コンデンサの中間接続点
OcbとOcc、並びに各相スイツチングアーム2a〜2cの中間
電圧入力点（スイツチング素子群の分割点）Osa,Osb及
びOscとをすべて接続している。
第10図は、第９図の実施例におけるスイツチングアー
ム2a〜2c及び分圧コンデンサ3bと3cの、車両への艤装装
置の外観斜視図である。
ム2a〜2c及び分圧コンデンサ3bと3cの、車両への艤装装
置の外観斜視図である。
すなわち、各相スイツチングアーム2a〜2cを直線的な
配置関係に並べると共に、分圧コンデンサ3bおよび3cを
２つの相のスイツチングアーム2aと2bおよび2bと2cとで
狭まれる２つの位置に分割して配置している。
配置関係に並べると共に、分圧コンデンサ3bおよび3cを
２つの相のスイツチングアーム2aと2bおよび2bと2cとで
狭まれる２つの位置に分割して配置している。
また、第11図も、第９図の実施例におけるスイツチン
グアーム2a〜2c及び分圧コンデンサ3bと3cの、車両への
艤装装置の異る配置例の外観斜視図である。
グアーム2a〜2c及び分圧コンデンサ3bと3cの、車両への
艤装装置の異る配置例の外観斜視図である。
すなわち、各相スイツチングアーム2a〜2cを直線的な
配置関係に並べると共に、その両端に２分割した分圧コ
ンデンサ3bと3cを夫々配置している。
配置関係に並べると共に、その両端に２分割した分圧コ
ンデンサ3bと3cを夫々配置している。
第10図や第11図のように構成すれば、３相すべてのス
イツチング素子群の条件が完全に同一とはならないが、
従来技術に比べ、小型化の効果は著しい。
イツチング素子群の条件が完全に同一とはならないが、
従来技術に比べ、小型化の効果は著しい。
以上は、全てインバータにおける実施例を示したが、
これらのインバータの出力端子をリアクタンス要素を介
して交流電源と接続し、交流を直流に変換する自励式コ
ンバータとして動作させることも可能である。この場合
も、インバータの場合と同様の効果が期待できる。
これらのインバータの出力端子をリアクタンス要素を介
して交流電源と接続し、交流を直流に変換する自励式コ
ンバータとして動作させることも可能である。この場合
も、インバータの場合と同様の効果が期待できる。
本発明によれば、直流側を分圧コンデンサによつて複
数に分割し、多レベルの交流電圧を得る電力変換装置に
おいて、小型で高効率な電力変換装置を実現できる効果
がある。また、交流出力に含まれる高調波成分を低減し
た電力変換装置を得ることもできる。
数に分割し、多レベルの交流電圧を得る電力変換装置に
おいて、小型で高効率な電力変換装置を実現できる効果
がある。また、交流出力に含まれる高調波成分を低減し
た電力変換装置を得ることもできる。
第１図〜第６図および第９図は、本発明による夫々異な
る実施例を示す３相電力変換装置の結線図、第７図は第
１図〜第６図に共通のスイツチングアームと分圧コンデ
ンサの配置例を示す外観斜視図、第８図は同じく単位イ
ンバータユニツトの結線図、第10図および第11図は第９
図のスイツチングアームと分圧コンデンサの夫々異る配
置例を示す外観斜視図である。 １……直流電圧源、2a〜2c……ａ〜ｃ相のスイツチング
アーム、3a〜3c……分圧コンデンサ、５……フイルタコ
ンデンサ、６……単位インバータユニツト（部品）、41
〜43……インピーダンス要素、Ｐ……直流電圧源の高電
位点、Ｎ……同低電位点、Oc……中間電位点、Os……中
間電位入力点（分割点）、Ｔ……交流端子。
る実施例を示す３相電力変換装置の結線図、第７図は第
１図〜第６図に共通のスイツチングアームと分圧コンデ
ンサの配置例を示す外観斜視図、第８図は同じく単位イ
ンバータユニツトの結線図、第10図および第11図は第９
図のスイツチングアームと分圧コンデンサの夫々異る配
置例を示す外観斜視図である。 １……直流電圧源、2a〜2c……ａ〜ｃ相のスイツチング
アーム、3a〜3c……分圧コンデンサ、５……フイルタコ
ンデンサ、６……単位インバータユニツト（部品）、41
〜43……インピーダンス要素、Ｐ……直流電圧源の高電
位点、Ｎ……同低電位点、Oc……中間電位点、Os……中
間電位入力点（分割点）、Ｔ……交流端子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭57−206279（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−164070（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−283470（ＪＰ，Ａ)
Claims (14)
- 【請求項１】直流電圧源側が、直列接続された２以上の
分圧コンデンサにより分圧され、２相以上のスイツチン
グアームのスイツチング素子群のオン・オフ制御によ
り、前記分圧コンデンサの直流電圧から３以上のレベル
の電位を持つ交流出力電圧を得る電力変換装置におい
て、 前記分圧コンデンサを各相毎独立に配置し、前記各相の
分圧コンデンサの直列接続点と対応する前記各相のスイ
ツチングアームの分割点とを接続したことを特徴とする
電力変換装置。 - 【請求項２】第１項において、前記各相の分圧コンデン
サの直列接続点を各相間で接続したことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項３】第１項において、前記各相の分圧コンデン
サの直列接続点を各相間でインピーダンス要素を介して
接続したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】第１項において、直流電圧源と並列にフイ
ルタコンデンサを接続したことを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項５】第２項において、前記直流電圧源を前記コ
ンデンサ分圧数と等しく分割し、これらの分割点と各相
の分圧コンデンサの直列接続点を接続したことを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項６】直流電圧源と、この直流電圧源の高電位点
と低電位点との間に中間電位点を設ける手段と、前記
高，中間及び低電位点に接続され、スイツチング素子群
の選択的オンオフにより、前記高，中間または低電位点
の電位を選択的に交流端子へ導出する２相以上のスイツ
チングアームとを備えた電力変換装置において、 前記中間電位点を設ける手段は、各相の前記スイツチン
グアームの夫々の近傍に配設された複数のコンデンサの
直列接続体を備え、その直列接続点を前記中間電位点と
することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項７】請求項６において、前記各相の中間電位点
を各相間で接続したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項８】直流電源に対して、直列接続した一対の分
圧コンデンサと４直列接続した単位スイツチング素子を
並列接続し、上側２個と下側２個の単位スイツチング素
子の各接続点と前記分圧コンデンサの接続点をそれぞれ
整流素子を介して接続し、前記４直列接続した単位スイ
ツチング素子を上下２個ずつ２分割する点に交流出力端
子を設けたものを１相分のユニットとし、該ユニットを
２相以上前記直流電源に並列接続し、各相の前記分圧コ
ンデンサの直列接続点間を電気的に接続した電力変換装
置。 - 【請求項９】直流電圧源と、この直流電圧源の高電位点
と低電位点との間に中間電位点を設ける分圧コンデンサ
と、前記高，中間及び低電位点に接続され、スイツチン
グ素子群の選択的オンオフにより、前記高，中間または
低電位点の電位を選択的に交流端子へ導出する２相以上
のスイツチングアームとを備えた電力変換装置におい
て、 前記分圧コンデンサを各相毎に独立に設け、該各相分圧
コンデンサと前記各相スイツチングアームとの相対位置
関係が夫々同一となるよう配置した電力変換装置。 - 【請求項１０】直流電圧源と、この直流電圧源の高電位
点と低電位点との間に中間電位点を設ける分圧コンデン
サと、前記高，中間及び低電位点に接続され、スイツチ
ング素子群の選択的オンオフにより、前記高，中間また
は低電位点の電位を選択的に交流端子へ導出する２相以
上のスイツチングアームとを備えた電力変換装置におい
て、前記各相スイツチングアームを直線的な配置関係に
並べると共に、前記分圧コンデンサを２つの相のスイツ
チングアームで挟まれる２以上の位置に分割して配置し
たことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項１１】２つの直流端子（Ｐ），（Ｎ）と、ひと
つの交流端子（Ｔ）と、前記直流端子間に直列接続され
た一対の分圧コンデンサ（３）と、前記分圧コンデンサ
の直列接続点の中間電位端子（Oc）と、前記２つの直流
端子及び前記分圧コンデンサの直列接続点に接続され、
内蔵したスイツチング素子群の選択的オンオフにより前
記交流端子に前記２つの直流端子または前記直列接続点
の電位を選択的に導出するスイツチングアーム（２）と
を備えた電力変換装置用部品。 - 【請求項１２】交流を直流に変換するコンバータと、こ
のコンバータの直流側の高電位点と低電位点との間に接
続されたフイルタコンデンサと、前記フイルタコンデン
サの両端である前記高電位点と低電位点との間に接続さ
れた各相毎のインバータ単位とを備え、前記インバータ
単位は、前記高及び低電位点に接続された直流端子と、
ひとつの交流端子と、前記直流端子間に直列接続された
一対の分圧コンデンサと、前記直流端子及び前記コンデ
ンサの直列接続点に接続され、スイツチング素子群の選
択的オンオフにより前記交流端子に前記高，低電位点ま
たは前記直列接続点の電位を導出するスイツチングアー
ムとを備えた電力変換装置。 - 【請求項１３】直流電圧源と、この直流電圧源の高電位
点と低電位点との間に中間電位点を設ける分圧コンデン
サと、前記高，中間及び低電位点に接続され、スイツチ
ング素子群の選択的オンオフにより、前記高，中間また
は低電位点の電位を選択的に交流端子へ導出する２相以
上のスイツチングアームとを備えた電力変換装置におい
て、 前記分圧コンデンサを各相毎に独立に設け、該各相分圧
コンデンサと前記各相スイツチングアームとの間を接続
する配線長をほぼ同一としたことを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項１４】直流電圧源と、この直流電圧源の高電位
点と低電位点との間に中間電位点を設ける分圧コンデン
サと、前記高，中間及び低電位点に接続され、スイツチ
ング素子群の選択的オンオフにより、前記高，中間また
は低電位点の電位を選択的に交流端子へ導出する２相以
上のスイツチングアームとを備えた電力変換装置におい
て、前記各相スイツチングアームを直線的な配置関係に
並べると共に、その両端に前記分圧コンデンサを２分割
配置したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (7)
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|---|---|---|---|
| JP2242370A JP2664275B2 (ja) | 1990-09-14 | 1990-09-14 | 電力変換装置 |
| EP91115136A EP0476463B1 (en) | 1990-09-14 | 1991-09-06 | Power converter |
| DE69115188T DE69115188T2 (de) | 1990-09-14 | 1991-09-06 | Leistungswandler. |
| AU83860/91A AU636795B2 (en) | 1990-09-14 | 1991-09-12 | Power converter |
| KR1019910016027A KR100209924B1 (ko) | 1990-09-14 | 1991-09-13 | 전력 컨버터 |
| CN91109059A CN1021866C (zh) | 1990-09-14 | 1991-09-14 | 电源转换器 |
| US08/329,374 US5481448A (en) | 1990-09-14 | 1994-10-25 | Multilevel inverter having voltage dividing capacitors distributed across multiple arms |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2242370A JP2664275B2 (ja) | 1990-09-14 | 1990-09-14 | 電力変換装置 |
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|---|---|---|---|
| JP9067709A Division JP2998683B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04125072A JPH04125072A (ja) | 1992-04-24 |
| JP2664275B2 true JP2664275B2 (ja) | 1997-10-15 |
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|---|---|---|---|
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