JP5400955B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流側の力率を改善する回路を備えて交流／直流の電力変換により所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−９５１６０号公報

このような電力変換装置では、出力側の平滑コンデンサに直流負荷として、例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が直流負荷から平滑コンデンサに戻り、平滑コンデンサの直流電圧が上昇して過電圧となることがあった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、出力側の平滑コンデンサの直流電圧が上昇して過電圧となることを防止し、直流電圧を安定的に制御することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子を有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。
そして、上記制御回路は、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記平滑コンデンサの電圧に応じて上記力行モードと上記回生モードとを切り替えると共に、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の１周期内に有し、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従し、上記インバータ回路の直流電圧が設定電圧に追従するように、上記制御モードに応じて上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御し、上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記力行モードでは充電し、上記回生モードでは放電する。上記短絡期間は、上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を中央とする所定位相範囲のみであって、該所定位相範囲は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の充電電力と放電電力とが等しくなるように決定され、上記制御回路は、上記インバータ回路の直流電圧と設定電圧との偏差の比例量および比例積分量に基づいて上記所定位相範囲を調整し、上記力行モードと上記回生モードとの切り替え時に上記偏差の比例積分量を初期化するものである。
またこの発明に係る電力変換装置は、上記制御回路が、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記平滑コンデンサの電圧に応じて上記力行モードと上記回生モードとを切り替えると共に、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の１周期内に有し、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従し、上記インバータ回路の直流電圧が設定電圧に追従するように、上記制御モードに応じて上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御し、上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記力行モードでは充電し、上記回生モードでは放電する。そして、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させる上記短絡期間の制御と、上記コンバータ回路の上記各交流端子と上記平滑コンデンサとの間を導通させる制御との切り替え時に、上記インバータ回路の出力制御にフィードフォワード制御を用いて、直流電力の充電／放電動作を切り替えるものである。

この発明によると、制御回路は、平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、平滑コンデンサからの電力を交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有して、インバータ回路およびコンバータ回路を出力制御するため、平滑コンデンサに接続される直流負荷からの回生などにより平滑コンデンサの直流電圧が上昇しても、平滑コンデンサの電力を交流電源に回生するようインバータ回路およびコンバータ回路を制御することができ、平滑コンデンサの直流電圧が過電圧となることを防止し、直流電圧を安定的に制御できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるによる電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による制御回路におけるインバータ回路の直流電圧制御のブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して直流負荷２に出力するための主回路と制御回路２００とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル３とインバータ回路１００とコンバータ回路１１０と平滑コンデンサ９とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路１１０は、一方の交流端子がインバータ回路１１０の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続される。１４ａ、１４ｂはコンバータ回路１１０の直流母線であり、コンバータ回路１１０は、直流母線１４ａ、１４ｂ間に接続された平滑コンデンサ９に直流電力を出力する。

インバータ回路１００内の単相インバータは、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子４〜７および直流電圧源８から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。直流電圧源８は直流コンデンサ、電池等蓄電能力があるものであり、また、絶縁型の直流電源でも良い。
コンバータ回路１１０は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子１０〜１３を有して交流／直流の双方向に変換可能な回路であり、この場合、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型の半導体スイッチ素子１０〜１３をそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１０のエミッタと半導体スイッチ素子１２のコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子１１のエミッタと半導体スイッチ素子１３のコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。

なお、自己消弧形の半導体スイッチ素子４〜７、１０〜１３はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。
また、リアクトル３はインバータ回路１００とコンバータ回路１１０との間に直列接続しても良い。

制御回路２００は、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubと、平滑コンデンサ９の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ９の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc^＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路１１０内の各半導体スイッチ素子４〜７、１０〜１３へのゲート信号２１、２２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路１１０を出力制御する。
平滑コンデンサ９には直流負荷２が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc^＊に比べて低く、制御回路２００は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ９に直流電力を供給する力行モードでインバータ回路１００およびコンバータ回路１１０を出力制御する。そして、直流負荷２の状態により、平滑コンデンサ９の電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊より高くなると、制御回路２００は、平滑コンデンサ９に直流電力を交流電力に変換して交流電源１に回生する回生モードでインバータ回路１００およびコンバータ回路１１０を出力制御する。

このように構成される電力変換装置の動作について、図に基づいて説明する。図２は、力行モードでの各部の波形を示し、図３〜図８は、力行モードでの電流経路図を示す。また、図９は、回生モードでの各部の波形を示し、図１０〜図１５は、回生モードでの電流経路図を示す。
まず、電力変換装置の力行モードでの動作について、図２に基づいて以下に説明する。 交流電源１からの電圧Vin、電流Iinは、図２に示すような波形となる。Vdcは一定の目標電圧Vdc^＊に制御される平滑コンデンサ９の直流電圧であり、この場合、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcより高いものとする。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。

交流電源１の電圧位相をθとし、電圧Vinが正極性である０≦θ＜π／2での動作について図３〜図５を用いて説明する。π／2≦θ＜πの位相期間では、０≦θ＜π／2の位相期間と対称の動作をするので説明を省略する。
インバータ回路１００内の電流は、図３〜図５に示すように、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの時には、直流電圧源８を充電するように流れ、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの時には、直流電圧源８を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの時、および半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、直流電圧源８をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４〜７を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。なお、各半導体スイッチ素子４〜７に流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオードに電流を流しても良い。

交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ９の目標電圧Vdc^＊と等しくなる時の位相θ＝θ_２（０＜θ_２＜π／2）とし、位相θ＝０から０＜θ_１＜θ_２である所定位相θ_１まで、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１２、１３を短絡用スイッチとしてオン状態とし、半導体スイッチ素子１０、１１をオフ状態とする。コンバータ回路１１０では、半導体スイッチ素子１２、１３により交流端子間を短絡させるため、平滑コンデンサ９はバイパスされる。即ち図３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子１２→半導体スイッチ素子１３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合）とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。

なお、コンバータ回路１１０の交流端子間を短絡させる短絡用スイッチには、半導体スイッチ素子１０、１１をオン状態として用いても良い。また、コンバータ回路１１０でも、各半導体スイッチ素子１０〜１３に流れる電流がエミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオードに電流を流しても良い。

次に、位相θ＝θ_１の時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１２をオフして半導体スイッチ素子１０をオンする。
即ち位相θが、θ_１≦θ＜θ_２である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１０、１３をオン状態とし、半導体スイッチ素子１１、１２をオフ状態とすると、コンバータ回路１１０の交流端子間を流れる電流が平滑コンデンサ９を経由する。即ち図４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子１０→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの場合と、半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。

次に、位相θ＝θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ９の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、コンバータ回路１１０の制御は変わらず、即ち、半導体スイッチ素子１０、１３はオン状態、半導体スイッチ素子１１、１２はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、θ_２≦θ＜π／2である時、図５に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子１０→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９
の目標電圧Vdc^＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin−Vdc^＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。

次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜3π／2での動作について図６〜図８を用いて説明する。3π／2≦θ＜２πの位相期間では、π≦θ＜3π／2の位相期間と対称の動作をするので説明を省略する。
インバータ回路１００内の電流は、図６〜図８に示すように、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの時には、直流電圧源８を充電するように流れ、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの時には、直流電圧源８を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの時、および半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、直流電圧源８をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４〜７を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

交流電源１の電圧位相θが、π≦θ＜π＋θ_１である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１２、１３を短絡用スイッチとしてオン状態とし、半導体スイッチ素子１０、１１をオフ状態とする。コンバータ回路１１０では、半導体スイッチ素子１２、１３により交流端子間を短絡させるため、平滑コンデンサ９はバイパスされる。即ち図６に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→半導体スイッチ素子１３→半導体スイッチ素子１２→インバータ回路１００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝π＋θ_１の時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１３をオフして半導体スイッチ素子１１をオンする。
即ち位相θが、π＋θ_１≦θ＜π＋θ_２である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１１、１２をオン状態とし、半導体スイッチ素子１０、１３をオフ状態とすると、コンバータ回路１１０の交流端子間を流れる電流が平滑コンデンサ９を経由する。即ち図７に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→半導体スイッチ素子１１→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１２→インバータ回路１００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、−Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。

次に、位相θ＝π＋θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ９の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、コンバータ回路１１０の制御は変わらず、即ち、半導体スイッチ素子１１、１２はオン状態、半導体スイッチ素子１０、１３はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、π＋θ_２≦θ＜3π／2である時、図８に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→半導体スイッチ素子１１→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１２→インバータ回路１００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの場合と、半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９
の目標電圧Vdc^＊≦−Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin＋Vdc^＊にほぼ等しい大きさの電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。

以上のように力行モードでは、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１にて、コンバータ回路１１０の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲（以下、短絡期間３０と称す）でのみ、短絡用スイッチとなる半導体スイッチ素子１２、１３をオン状態として平滑コンデンサ９をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源８は充電される。そして、短絡期間３０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ９の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。

θ_１を大きくすると、直流電圧源８に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、絶対値の大きい電圧領域の電圧Vinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc^＊）を高くできる。
例えば０≦θ＜π／2の位相期間では、インバータ回路１００の直流電圧源８は、上述したように、０≦θ＜θ_１、θ_２≦θ＜π／2の期間で充電され、θ_１≦θ＜θ_２の期間で放電される。また、短絡期間３０の位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源８の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源８の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。

ここで、Vin＝Vp・sinθ、Iin＝Ip・sinθとすると、
Vdc^＊＝Vp・π／（４cosθ_１）
となる。このように、平滑コンデンサ９の目標電圧Vdc^＊は短絡期間３０の位相範囲を決定するθ_１により決まり、即ちθ_１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを、０≦θ＜θ_１、θ_１≦θ＜θ_２、θ_２≦θ＜π／2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp・sinθ_１≦Vsub、（Vdc^＊−Vp・sinθ_１）≦Vsub、（Vp−Vdc^＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。
なお、直流電圧源８の電圧Vsubは、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流電圧源８の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記３条件を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲のみを平滑コンデンサ９をバイパスする短絡期間３０とすることで、インバータ回路１００は、短絡期間３０でも、それ以外の期間でも入力力率が概１になるように電流Iinを制御し、かつ平滑コンデンサ９に所望の電圧の直流電力を出力できる。

次に、電力変換装置の回生モードでの動作について、図９に基づいて以下に説明する。 交流電源１からの電圧Vin、電流Iinは、図９に示すような波形となる。図に示すように、電圧Vin、電流Iinの各波形は、電流位相が電圧位相と半周期ずれる。即ち、インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。

交流電源１の電圧Vinが正極性である０≦θ＜π／2での動作について図１０〜図１２を用いて説明する。π／2≦θ＜πの位相期間では、０≦θ＜π／2の位相期間と対称の動作をするので説明を省略する。
インバータ回路１００内の電流は、図１０〜図１２に示すように、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの時には、直流電圧源８を放電するように流れ、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの時には、直流電圧源８を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの時、および半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、直流電圧源８をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４〜７を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

力行モードと同様に、交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ９の目標電圧Vdc^＊と等しくなる時の位相をθ_２とし、コンバータ回路１１０の交流端子間を短絡させる短絡期間３０を決定する位相をθ_１とする。
位相θが、０≦θ＜θ_１である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１０、１１を短絡用スイッチとしてオン状態とし、半導体スイッチ素子１２、１３をオフ状態とする。コンバータ回路１１０では、半導体スイッチ素子１０、１１により交流端子間を短絡させるため、平滑コンデンサ９はバイパスされる。即ち図１０に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→半導体スイッチ素子１１→半導体スイッチ素子１０→インバータ回路１００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合）とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８はエネルギが放電される。このとき、直流電圧源８のエネルギが、図１０に示す電流経路で交流電源１に回生される。
なお、コンバータ回路１１０の交流端子間を短絡させる短絡用スイッチには、半導体スイッチ素子１２、１３をオン状態として用いても良い。

次に、位相θ＝θ_１の時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１１をオフして半導体スイッチ素子１３をオンする。
即ち位相θが、θ_１≦θ＜θ_２である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１０、１３をオン状態とし、半導体スイッチ素子１１、１２をオフ状態とすると、コンバータ回路１１０の交流端子間を流れる電流が平滑コンデンサ９を経由する。即ち図１１に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→半導体スイッチ素子１３→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１０→インバータ回路１００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆極性となるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。このとき、平滑コンデンサ９のエネルギが、図１１に示す電流経路で回生されて直流電圧源８を充電し、さらに交流電源１にも回生される。

次に、位相θ＝θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ９の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、コンバータ回路１１０の制御は変わらず、即ち、半導体スイッチ素子１０、１３はオン状態、半導体スイッチ素子１１、１２はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、θ_２≦θ＜π／2である時、図１２に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→半導体スイッチ素子１３→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１０→インバータ回路１００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９
の目標電圧Vdc^＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin−Vdc^＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。このとき、平滑コンデンサ９および直流電圧源８のエネルギが、図１２に示す電流経路で交流電源１に回生される。

次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜3π／2での動作について図１３〜図１５を用いて説明する。3π／2≦θ＜２πの位相期間では、π≦θ＜3π／2の位相期間と対称の動作をするので説明を省略する。
インバータ回路１００内の電流は、図１３〜図１５に示すように、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの時には、直流電圧源８を放電するように流れ、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの時には、直流電圧源８を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの時、および半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、直流電圧源８をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４〜７を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

交流電源１の電圧位相θが、π≦θ＜π＋θ_１である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１０、１１を短絡用スイッチとしてオン状態とし、半導体スイッチ素子１２、１３をオフ状態とする。コンバータ回路１１０では、半導体スイッチ素子１０、１１により交流端子間を短絡させるため、平滑コンデンサ９はバイパスされる。即ち図１３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子１０→半導体スイッチ素子１１→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８はエネルギが放電される。このとき、直流電圧源８のエネルギが、図１３に示す電流経路で交流電源１に回生される。

次に、位相θ＝π＋θ_１の時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１０をオフして半導体スイッチ素子１２をオンする。
即ち位相θが、π＋θ_１≦θ＜π＋θ_２である時、コンバータ回路１１０の半導体スイッチ素子１１、１２をオン状態とし、半導体スイッチ素子１０、１３をオフ状態とすると、コンバータ回路１１０の交流端子間を流れる電流が平滑コンデンサ９を経由する。即ち図１４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子１２→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１１→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子４、７がオン、半導体スイッチ素子５、６がオフの場合と、半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、−Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆極性になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。このとき、平滑コンデンサ９のエネルギが、図１４に示す電流経路で交流電源１に回生されると共に、直流電圧源８に充電される。

次に、位相θ＝π＋θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ９の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、コンバータ回路１１０の制御は変わらず、即ち、半導体スイッチ素子１１、１２はオン状態、半導体スイッチ素子１０、１３はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、π＋θ_２≦θ＜3π／2である時、図１５に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路１００→半導体スイッチ素子１２→平滑コンデンサ９→半導体スイッチ素子１１→交流電源１の経路で流れる。
この時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、半導体スイッチ素子５、６がオン、半導体スイッチ素子４、７がオフの場合と、半導体スイッチ素子４、５がオン、半導体スイッチ素子６、７がオフの場合（あるいは半導体スイッチ素子６、７がオン、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合）とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ９
の目標電圧Vdc^＊≦−Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin＋Vdc^＊にほぼ等しい大きさの電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。このとき、直流電圧源８および平滑コンデンサ９のエネルギが、図１５に示す電流経路で交流電源１に回生される。

以上のように回生モードにおいても、力行モード時と同様に、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１にて、コンバータ回路１１０の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の短絡期間３０でのみ平滑コンデンサ９をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源８は放電される。そして、短絡期間３０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ９の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源８は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源８は放電される。

θ_１の調整で直流電圧源８の充放電を操作し、直流電圧源８の直流電圧を制御している。θ_１を小さくすると、直流電圧源８の直流電圧を大きくすることができるので、高い電圧領域の電圧Vinにインバータ回路１００の発生電圧を重畳して、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc^＊）を高くできる。
例えば０≦θ＜π／2の位相期間では、インバータ回路１００の直流電圧源８は、上述したように、０≦θ＜θ_１、θ_２≦θ＜π／2の期間で放電され、θ_１≦θ＜θ_２の期間で充電される。また、短絡期間３０の位相範囲は、力行モード時と同様に、インバータ回路１００の直流電圧源８の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。

また、力行モード時と同様に、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを、０≦θ＜θ_１、θ_１≦θ＜θ_２、θ_２≦θ＜π／2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp・sinθ_１≦Vsub、（Vdc^＊−Vp・sinθ_１）≦Vsub、（Vp−Vdc^＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持でき、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。
なお、直流電圧源８の電圧Vsubは、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流電圧源８の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記３条件を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲のみを平滑コンデンサ９をバイパスする短絡期間３０とすることで、インバータ回路１００は、短絡期間３０でも、それ以外の期間でも入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御し、かつ平滑コンデンサ９が所望の電圧となるように平滑コンデンサ９のエネルギを交流電源１に回生する。

次に、インバータ回路１００の制御の詳細について図１６に基づいて以下に説明する。 図１６は、制御回路２００によるインバータ１００回路の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００は、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保ち、また入力力率が力行モードでは概１に、回生モードでは概（−１）になるように電流Iinを制御する。
まず、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との差３１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３２ａを演算する。また、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保つため、該電圧Vsubとその設定電圧である目標電圧Vsub^＊との差３１ｂをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３２ｂを演算する。そして、回生モードでは極性切り替え器３２にて出力３２ｂを正負反転させ、両出力３２ａ、３２ｃの和から電流Iinの振幅目標値３３を決定する。

そして、この振幅目標値３３に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin^＊を生成する。次に、電流指令Iin^＊と検出された電流Iinとの差３４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令３５とする。この時、コンバータ回路１１０の交流端子間を短絡させる短絡期間３０の制御と、コンバータ回路１１０の各交流端子と平滑コンデンサ９との間を導通させる制御、即ち短絡期間以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令３５を補正する。そして、補正後の電圧指令３６（上記切り替え時以外は補正前電圧指令３５）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子４〜７へのゲート信号２１、２２を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１の特定位相において、コンバータ回路１１０の交流端子間を短絡させる短絡期間３０の制御と、コンバータ回路１１０の各交流端子と平滑コンデンサ９との間を導通させる制御とを切り換えるが、このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源８を充電／放電の制御が切り替わる。上記のように、この切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令３５を補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。なお、フィードフォワード補正電圧ΔVは、例えば電圧Vinが正のとき、短絡期間３０から外れる際には正極性の電圧で、短絡期間３０に入る際には負極性の電圧である。

以上のように、この実施の形態では、電力変換装置の制御において、力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、通常時の力行モードでは平滑コンデンサ９が所望の電圧になるように直流電力を出力し、平滑コンデンサ９の電圧が上昇すると回生モードにて交流電源１に電力を回生する。平滑コンデンサ９に直流負荷２として、例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が直流負荷２から平滑コンデンサ９に戻り、平滑コンデンサ９の電圧が上昇する。このように平滑コンデンサ９の電圧が上昇しても、回生モードにて平滑コンデンサ９の電力を交流電源１に回生することで平滑コンデンサ９は所望の電圧に安定的に制御することができ、放電抵抗などを要することなく過電圧を防止できる。

また、上述したような電流指令を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を力行モードでは１に、回生モードでは（−１）に近づくように制御する。コンバータ回路１１０は高周波スイッチングが不要であり、入力力率を制御し平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル３を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。
また平滑コンデンサ９をバイパスする短絡期間３０において、インバータ回路１００は、力行モードでは直流電圧源８を充電し、回生モードでは直流電圧源８を放電する。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流０となるのが回避できると共に、力行モードでは直流電圧源８に充電されたエネルギを平滑コンデンサ９への放電に使える。また回生モードでは短絡期間３０前に平滑コンデンサ９から回生されて直流電圧源８に充電されたエネルギを交流電源１に回生する。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
なお、この場合リアクトル３は、エネルギを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路１００の直流電圧となる直流電圧源８の電圧Vsubを、Vinのピーク電圧Vp以下に設定することにより、上記高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得る。

また交流電源１の電圧の特定位相でのみコンバータ回路１１０の各半導体スイッチ素子１０〜１３を動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、電力損失も殆ど無い。またゼロクロス位相であるθ＝０、πを中央として±θ_１の短絡期間３０でのみ平滑コンデンサ９をバイパスさせるため、電圧Vinの絶対値が低い領域でのみインバータ回路１００が電圧Vinと同等の電圧を出力すれば良く、インバータ回路１００の直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化の効果が確実に得られる。
また、平滑コンデンサ９の目標電圧Vdc^＊は、短絡期間３０のθ_１により制御できるため、目標電圧Vdc^＊を容易に制御でき、設計上および制御上の自由度が向上する。

また、コンバータ回路の交流端子間を短絡させる制御と、各交流端子と平滑コンデンサ９との間を導通させる制御との切り替え時に、インバータ回路１００は、フィードフォワード制御を用いて、直流電圧源８の充電／放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。
また、電流指令を変化させて直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保つ様に制御するため、電力変換装置を安定に制御することができる。また、直流電圧源８の充放電をバランスさせることができ、外部から直流電力の供給が不要で装置構成が簡便となる。
なお、外部から直流電圧源８の電圧制御をしても良く、その場合、インバータ回路１００の出力制御では、電圧Vsubを一定に保つ制御をしなくても良い。

上記実施の形態では、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcより高いものとしたが、低くても良い。その場合、上述したθ_２≦θ＜π／2の位相範囲での動作はなく、力行モードでは、０≦θ＜θ_１で直流電圧源８は充電、θ_１≦θ＜π／2で直流電圧源８は放電する動作をする。また、回生モードでは、０≦θ＜θ_１で直流電圧源８は放電、θ_１≦θ＜π／2で直流電圧源８は充電する動作をする。

また、制御回路２００は平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcに応じて力行モード／回生モードを切り替えるが、ヒステリシス幅を設けて切り替えても良い。例えば、平滑コンデンサの直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊＋αを超えると回生モードに切り替え、直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊−αより下降すると力行モードに切り替える。これにより、制御モードが他頻度に切り替わり電圧、電流の制御が不安定になることがなく、制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路１００の出力制御において、直流電圧源８の電圧制御をせず、平滑コンデンサ９の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との偏差をＰＩ制御した出力から電流指令Iin^＊を演算する場合は、電流指令Iin^＊の極性に応じて力行モード／回生モードを切り替えることもできる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図１７に示すように、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの交流側を直列接続してインバータ回路１００ｃを構成しても良い。各単相インバータ１００ａ、１００ｂは、上記実施の形態１の単相インバータ１００と同様に、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子４ａ〜７ａ、４ｂ〜７ｂおよび直流電圧源８ａ、８ｂから構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００ａ、１００ｂの出力の総和が、インバータ回路１００ｃの出力となる。
制御回路２００ａは、各単相インバータ１００ａ、１００ｂの直流電圧源８ａ、８ｂの電圧Vsub1、Vsub2と、平滑コンデンサ９の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記実施の形態１と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ９の直流電圧を目標電圧に追従させ、交流電源１からの入力力率を力行モードでは１に、回生モードでは（−１）に近づくように制御する。そして、インバータ回路１００ｃの交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Vinに重畳する。

平滑コンデンサ９には直流負荷２が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc^＊に比べて低く、制御回路２００ａは、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ９に直流電力を供給する力行モードでインバータ回路１００ｃおよびコンバータ回路１１０を出力制御する。そして、直流負荷２の状態により、平滑コンデンサ９の電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊より高くなると、制御回路２００ａは、平滑コンデンサ９に直流電力を交流電力に変換して交流電源１に回生する回生モードでインバータ回路１００ｃおよびコンバータ回路１１０を出力制御する。

なお、インバータ回路１００ｃは、複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御して、その他の単相インバータから階段状の波形を出力させても良い。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、インバータ回路１００の直流電圧源８が充放電エネルギが等しくなるように、コンバータ回路１１０の交流端子間を短絡させる短絡期間３０の位相範囲（π±θ_１）を決定した。
この実施の形態では、上記実施の形態１による電力変換装置において、短絡期間３０を調整してインバータ回路１００の直流電圧を制御するものを説明する。
図１８は、制御回路２００によるインバータ回路１００の直流電圧制御の制御ブロック図である。
図１８に示すように、短絡期間３０を決定する位相θ_１は、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubとその目標電圧Vsub^＊との偏差の比例量４１と比例積分量４２との加算値で決定する。力行／回生信号は、力行時は１、回生時は−１であり、制御モード（力行モード／回生モード）が継続しているとき、直前の信号1／Zも同じ値となるため、力行／回生信号に直前信号1／Zを乗じて１を加算した後、0.5倍したリセット信号は１となり、比例積分量４２はそのまま採用される。そして、制御モードが切り替わるとき、力行／回生信号は、直前の信号1／Zが異なり、力行／回生信号に直前信号1／Zを乗じて１を加算した後、0.5倍したリセット信号は０となり、比例積分量４２はリセットされる。
なお、Ｋpは比例ゲイン、Ｋはゲイン、ｓはラプラス変換の演算子、Ｔは時定数である。

このように、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubが目標電圧Vsub^＊に追従するように短絡期間３０を調整するため、短絡期間３０を、直流電圧源８が充放電エネルギが等しくなるように容易に調整でき、また電圧Vsubも信頼性良く目標電圧Vsub^＊に制御できる。
また、力行モード／回生モードの切り替え時、比例積分量４２には、直前の制御モードでの積分量が含まれており、そのまま用いると、電力の流れは逆方向になるため直流電圧源８の電圧Vsubを目標電圧Vsub^＊から乖離する方向に制御する懸念がある。この実施の形態では、力行モード／回生モードの切り替え時に比例積分量４２を初期化するため、直流電圧源８の電圧Vsubを目標電圧Vsub^＊に追従する制御が継続して信頼性よく行える。

Claims (5)

1. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
   直流母線間に複数の半導体スイッチ素子を有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
   上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
   上記制御回路は、
   上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記平滑コンデンサの電圧に応じて上記力行モードと上記回生モードとを切り替えると共に、
   上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の１周期内に有し、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従し、上記インバータ回路の直流電圧が設定電圧に追従するように、上記制御モードに応じて上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御し、
   上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記力行モードでは充電し、上記回生モードでは放電し、
   上記短絡期間は、上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を中央とする所定位相範囲のみであって、該所定位相範囲は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の充電電力と放電電力とが等しくなるように決定され、
   上記制御回路は、上記インバータ回路の直流電圧と設定電圧との偏差の比例量および比例積分量に基づいて上記所定位相範囲を調整し、上記力行モードと上記回生モードとの切り替え時に上記偏差の比例積分量を初期化する、
   電力変換装置。
2. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
   直流母線間に複数の半導体スイッチ素子を有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
   上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
   上記制御回路は、
   上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記平滑コンデンサの電圧に応じて上記力行モードと上記回生モードとを切り替えると共に、
   上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の１周期内に有し、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従し、上記インバータ回路の直流電圧が設定電圧に追従するように、上記制御モードに応じて上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御し、
   上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記力行モードでは充電し、上記回生モードでは放電し、
   上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させる上記短絡期間の制御と、上記コンバータ回路の上記各交流端子と上記平滑コンデンサとの間を導通させる制御との切り替え時に、上記インバータ回路の出力制御にフィードフォワード制御を用いて、直流電力の充電／放電動作を切り替える、
   電力変換装置。
3. 上記短絡期間は、上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を中央とする所定位相範囲のみである請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記短絡期間の上記所定位相範囲は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の充電電力と放電電力とが等しくなるように決定される請求項３に記載の電力変換装置。
5. 上記コンバータ回路は、２直列の半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成される請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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