CN102844973A

CN102844973A - 电力转换装置

Info

Publication number: CN102844973A
Application number: CN2011800165723A
Authority: CN
Inventors: 岛野裕基; 能登康雄; 八幡光一; 船场诚司; 赤石贤生
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2010-04-01
Filing date: 2011-04-01
Publication date: 2012-12-26
Anticipated expiration: 2031-04-01
Also published as: CN102844973B; JPWO2011125945A1; WO2011125945A1; US20130088279A1; EP2555397A1; JP5538523B2

Abstract

本发明是一种电力转换装置，包括：功率半导体元件；输出用于驱动功率半导体元件的驱动信号的驱动电路部；包括PNP晶体管和NPN晶体管、并且输出用于驱动功率半导体元件的栅极电压的缓冲电路部；取得驱动信号、并且基于该驱动信号的输入生成第一延迟信号的第一延迟电路部；和漏极侧与缓冲电路部的输出侧连接、并且基于第一延迟信号被驱动的第一MOSFET，其中，缓冲电路部和第一MOSFET，基于驱动信号的输入而在该缓冲电路部和该第一MOSFET中流动电流，第一延迟电路部，在缓冲电路部脱离过渡状态而成为导通状态后，输出第一延迟信号，功率半导体元件，通过基于第一延迟信号的第一MOSFET的开关动作，从缓冲电路部被施加栅极电压而成为导通状态。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及混合动力电动车（HEV）或电动车（纯电动车，EV）用的逆变器电路、使用该逆变器电路的电力转换装置和使用该电力转换装置的混合动力电动车，特别涉及适用于控制功率半导体元件的逆变器电路、使用该逆变器电路的电力转换装置和使用该电力转换装置的混合动力电动车或电动车。

背景技术

一直以来，作为混合动力电动车（HEV）或电动车（EV）中搭载的高压逆变器用的功率半导体元件，广泛使用IGBT。但是，IGBT具有开关损耗较大的倾向，在逆变器系统中使用的情况下，必须减少损耗。为了减少该开关损耗，例如专利文献1中记载了通过使IGBT的关断动作的前半高速化、后半低速化以实现低噪声化的内容。

但是，随着逆变器的载波频率的高速化，除了IGBT关断动作外，IGBT导通动作也对逆变器系统的损耗造成较大影响，要求进一步减少包括IGBT导通动作时在内的开关动作时的损耗。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-55696号公报

发明内容

发明要解决的问题

本发明的课题在于，进一步减少包括导通动作时在内的开关动作时的损耗。

解决问题的手段

根据本发明的第一方式，优选包括：功率半导体元件；输出用于驱动功率半导体元件的驱动信号的驱动电路部；包括PNP晶体管和NPN晶体管、并且输出用于驱动功率半导体元件的栅极电压的缓冲电路部；取得驱动信号、并且基于该驱动信号的输入生成第一延迟信号的第一延迟电路部；和漏极侧与缓冲电路部的输出侧连接、并且基于第一延迟信号被驱动的第一MOSFET，其中，缓冲电路部和第一MOSFET，基于驱动信号的输入而在该缓冲电路部和该第一MOSFET中流动电流，第一延迟电路部，在缓冲电路部脱离过渡状态而成为导通状态后，输出第一延迟信号，功率半导体元件，通过基于第一延迟信号的第一MOSFET的开关动作，从缓冲电路部被施加栅极电压而成为导通状态。

根据本发明的第二方式，优选在第一方式的电力转换装置中，缓冲电路部中，该PNP晶体管和该NPN晶体管形成图腾柱结构，并且该NPN晶体管与该PNP晶体管的连接部连接在功率半导体元件的栅极端子上。

根据本发明的第三方式，优选在第二方式的电力转换装置中，第一MOSFET由N沟道MOSFET构成，并且该N沟道MOSFET与NPN晶体管电串联连接，第一延迟电路部具有生成使驱动信号翻转而得的翻转信号的翻转电路部，并将该翻转信号作为第一延迟信号输出。

根据本发明的第四方式，优选在第一方式的电力转换装置中，取得驱动信号、并且基于该驱动信号的输入生成第二延迟信号的第二延迟电路部；和漏极侧与缓冲电路部的输出侧连接、并且基于第二延迟信号被驱动的第二MOSFET，缓冲电路部和第二MOSFET，基于驱动信号的输入而在该缓冲电路部和该第二MOSFET中流动电流，第二延迟电路部，在缓冲电路部脱离过渡状态而成为导通状态后，输出第二延迟信号，功率半导体元件，通过基于第二延迟信号的第二MOSFET的开关动作，从缓冲电路部被施加栅极电压而成为关断状态。

根据本发明的第五方式，优选在第四方式的电力转换装置中，缓冲电路部中，该PNP晶体管和该NPN晶体管形成图腾柱结构，并且该NPN晶体管与该PNP晶体管的连接部连接在功率半导体元件的栅极端子上。

根据本发明的第六方式，优选在第五方式的电力转换装置中，第二MOSFET由P沟道MOSFET构成，并且该P沟道MOSFET与PNP晶体管电串联连接，第二延迟电路部，具有生成使驱动信号翻转而得的翻转信号的翻转电路部，并将该翻转信号作为第二延迟信号输出。

发明的效果

根据本发明，能够进一步减少开关动作时的损耗。

附图说明

图1是普遍使用的混合动力电动车（HEV）或电动车（EV）用的逆变器的输入输出接口电路图。

图2是表示一般的逆变器电路中使用的功率半导体元件驱动电路的具体结构的电路图。

图3是表示本发明第一实施方式的功率半导体元件驱动电路的具体结构的电路图。

图4是表示本发明第二实施方式的功率半导体元件驱动电路的具体结构的电路图。

图5是表示现有电路的输出部的波形的时序图。

图6是表示第一实施方式的输出部的波形的时序图。

图7是表示第二实施方式的输出部的波形的时序图。

图8（a）是本实施方式的功率模块370的立体图。（b）是本实施方式的功率模块370的截面图。

图9（a）是有助于理解图8的结构的分解图。（b）是功率模块370的电路图。

图10（a）是说明电感的降低效果的电路图，（b）是表示用于说明电感的降低效果的电流的流动的立体图。

具体实施方式

图1是普遍使用的混合动力电动车（HEV）或电动车（EV）用的逆变器的系统图。该逆变器系统包括将电池100的DC电压转换为AC电压的功率半导体元件104～109，电机102，检测来自上述功率半导体元件104～109的电流的电流传感器103，内置了CPU、计数器电路、输入输出电路等的PWM电路101，和用于驱动上述功率半导体元件104～109的栅极驱动电路（gate driver）110～115。用于降低逆变器损耗的电路包括在上述栅极驱动电路中。此处，栅极驱动电路110～115按各个臂构成。

图1所示的电路结构中，电流传感器103检测功率半导体元件104～109输出的电流，PWM电路101进行使检测到的电流值与设定值的偏差为零的PWM（脉冲宽度调制）运算，由此从该PWM电路101对栅极驱动电路110～115输出作为功率半导体元件104～109导通信号、关断信号的交替反复的PWM信号（脉冲信号）。上述栅极驱动电路110～115是负逻辑电路，所以输入逻辑“L”电平时输出导通信号，输入逻辑“H”电平时输出关断信号。

此外，PWM电路101对栅极驱动电路输出如上所述的PWM信号，控制该栅极驱动电路，进而通过该栅极驱动电路的输出控制功率半导体元件的输出电流，由此驱动控制电机102，所以PWM电路101具有进行电机驱动控制的功能。

图2是图1的逆变器的一个臂（上臂和下臂中的一个）。即功率半导体元件104～109与分别对它们进行驱动的栅极驱动电路110～115中的一个臂（上臂或者下臂）的电路结构图。栅极驱动电路110～115基本上具有同样的结构和功能，所以用表示1组功率半导体元件与栅极驱动电路的图2来说明栅极驱动电路的动作。

图2所示的栅极驱动电路340，从电源300供给用于驱动图1的栅极驱动电路110～115内的1个栅极驱动电路的电力。驱动电路302取得用于控制功率半导体元件的开关动作的控制信号301。

缓冲电路330由NPN晶体管305和PNP晶体管306构成，并且该NPN晶体管305与该PNP晶体管306以电串联连接的方式构成图腾柱结构。栅极电阻304与NPN晶体管305的漏极侧连接。此外，栅极电阻307与PNP晶体管306的源极侧连接。

从PWM电路101输出的控制信号301，经由驱动电路302作为驱动信号334输出。此处，驱动信号334起到用于驱动缓冲电路330的缓冲驱动信号的作用。

驱动信号334经由缓冲电路330作为栅极电压信号331输出。

功率半导体元件303在栅极与发射极之间具有栅极发射极间寄生电容309。功率半导体元件303的导通速度，根据由导通驱动晶体管（NPN晶体管305）一侧的栅极电阻304、NPN晶体管305和栅极发射极间寄生电容309构成的各部件的时间常数决定。

现有电路中，为了使功率半导体元件303的导通速度高速化，通过减小栅极电阻304的值以进行应对。但是，功率半导体元件303的导通速度，无论栅极电阻304多么小，都取决于缓冲电路330的NPN晶体管305脱离过渡状态完全导通所需的过渡响应时间，不能够超过该限度地高速化。此处，过渡响应时间指的是，从晶体管开始向导通状态变化，直到达到完全的导通状态即放大区的时间。

图5表示一般的逆变器的功率半导体的时序图。图5中，驱动电路输出电压表示图2所示的驱动信号334，IGBT栅极电压表示图2所示的栅极电压信号335，IGBT发射极电流表示功率半导体元件303的发射极与集电极之间流过的电流，IGBT集电极电压表示功率半导体元件303的集电极-发射极间电压。另外，图中的VBB是电池电源100供给的DC电压，VCC是从电源300供给的DC电压。

导通时间T0是从驱动信号334被输入到缓冲电路330至功率半导体元件303的发射极电流开始流动的时间。其中，IGBT发射极电流与IGBT集电极电压的积分区域（图5斜线区域）是开关导通损耗L0。

图3是本发明第一实施方式的栅极驱动电路。

N沟道MOSFET310，连接在功率半导体元件303的栅极端子333与GND之间。进而，N沟道MOSFET310被连接成与NPN晶体管305电串联、并且与PNP晶体管306电并联。

此外，延迟电路320从将驱动电路302与缓冲电路330连接的配线取得驱动信号334，在驱动信号334输入后经过规定时间后输出导通延迟信号336。其中，延迟电路320也可以从上述配线之外的配线取得来自驱动电路302的驱动信号334。于是，本实施方式中，延迟电路320具备生成使驱动信号334翻转而得的翻转信号的翻转电路部。该翻转信号作为导通延迟信号336输出。

本实施方式中，从驱动电路302输出的驱动信号334，被输入到缓冲电路330和延迟电路320。导通延迟信号336，被控制为使得N沟道MOSFET310的导通状态一直持续，直到缓冲电路330中的NPN晶体管305完全脱离过渡状态（电流路径A）。即，延迟电路320作为输出导通延迟信号336而控制N沟道MOSFET310的电路工作。

通过在NPN晶体管305完全导通的状态下，使N沟道MOSFET310关断，从而在NPN晶体管305完全导通的状态下对功率半导体元件303施加栅极电压进行驱动（电流路径B）。

此外，导通晶体管（NPN晶体管305）一侧的栅极电阻304的选定，设定为不超过NPN晶体管305的最大额定电流的值。驱动能力（最大额定电流）较小的晶体管或者响应性非常差（低速）的晶体管难以得到本实施方式的效果。

图6表示图3的栅极驱动电路的时序图。图6中，驱动电路输出电压表示图3的驱动信号334，N沟道MOSFET驱动信号表示图3的导通延迟信号336，IGBT发射极电流表示图3的功率半导体元件303中流过的主电流，IGBT集电极电压表示图3的功率半导体元件303的集电极-发射极间电压。

此处，图6中的导通延迟时间T1，表示延迟电路320中的延迟时间。此外，该导通延迟时间T1，设定为比由各功率半导体元件303的特性和寄生电容309决定的图5中的导通延迟时间T0更长。

另外，N沟道MOSFET驱动信号的VCC电压的输出在自驱动电路输出电压成为0V的时刻起延迟了规定时间的时刻进行，但图中并未图示。

通过使对IGBT施加的栅极电压的速度高速化，IGBT的发射极电流、IGBT集电极电压都能够高速响应，其结果能够减小导通损耗L1。导通损耗L1相当于IGBT发射极电流与IGBT集电极电压的积分区域（图6斜线区域）。其中，IGBT栅极电压、IGBT发射极电流、IGBT集电极电压的各虚线部分是现有的驱动电路（图2）工作的情况下的波形。

图4是表示本发明第二实施方式的栅极驱动电路的图。本实施方式的栅极驱动电路，在图3所示的栅极驱动电路中，在功率半导体元件303的栅极端子333与电源300之间连接P沟道MOSFET410。进而，延迟电路420从将驱动电路302与缓冲电路330连接的配线取得驱动信号334，在驱动信号334输入后经过规定时间后生成关断延迟信号436。

其中，延迟电路420也可以从上述配线之外的配线取得来自驱动电路302的驱动信号334。于是，本实施方式中，延迟电路420具备生成使驱动信号334翻转而得的翻转信号的翻转电路部。该翻转信号作为关断延迟信号436输出。

本实施方式中，在第一实施方式的基础上，从驱动电路302输出的驱动信号334，被输入到缓冲电路330和延迟电路420。关断延迟信号436，被控制为使得P沟道MOSFET410的导通状态一直持续，直到缓冲电路330中的PNP晶体管306完全脱离过渡状态（电流路径C）。即，延迟电路420作为输出关断延迟信号436而控制P沟道MOSFET410的电路工作。

通过在PNP晶体管405完全导通的状态下，使P沟道MOSFET410关断，从而在PNP晶体管405完全导通的情况下对功率半导体元件303施加栅极电压进行驱动（电流路径D）。

此外，关断晶体管（PNP晶体管306）一侧的栅极电阻307的选定，设定为不超过PNP晶体管306的最大额定电流的值。驱动能力（最大额定电流）较小的晶体管或者响应性非常差（低速）的晶体管难以得到本实施方式的效果。

图7表示本发明电路的各部时序图。图7中，驱动电路输出电压表示图4的驱动信号334，P沟道MOSFET驱动信号表示图4的关断延迟信号436，IGBT发射极电流表示流过功率半导体元件303的主电流，IGBT集电极电压表示功率半导体元件303的集电极-发射极间电压。

此处，图7中的关断延迟时间T2，表示驱动P沟道MOSFET410的延迟电路420中的延迟时间。

此外，P沟道MOSFET驱动信号的VCC电压的输出在自驱动电路输出电压成为VCC的时刻起延迟了规定时间的时刻进行，但图中并未图示。此外，如图4所示，在使用N沟道MOSFET和P沟道MOSFET这两者的情况下，不会使这两个MOSFET同时为导通。例如，在图7的关断延迟时间T2后，进行N沟道MOSFET驱动信号的VCC电压输出。

通过使IGBT栅极电压的速度高速化，IGBT的发射极电流、IGBT集电极电压都能够高速响应，其结果能够减小关断损耗L2。关断损耗L2相当于IGBT发射极电流与IGBT集电极电压的积分区域（图7斜线区域）。其中，IGBT栅极电压、IGBT发射极电流、IGBT集电极电压的各虚线部分是现有的驱动电路（图2）工作的情况下的波形。

但是，在有代表性的功率半导体元件IGBT的情况下，关断损耗中IGBT自身的尾电流引起的部分较大，即使在驱动电路一侧实现高速化也难以产生效果。

通过使用本发明的第二实施方式的电路，能够在因为IGBT的开关损耗（发热）较大而难以使用的高载波频率下使用，能够具备较广的逆变器的控制区域。

另一方面，由于功率半导体元件303的导通时间实现了高速化，为了抑制浪涌电压的增大，优选使用降低了配线电感的功率模块。于是，对于适合本发明第一实施方式和第二实施方式的栅极驱动电路的功率模块，在以下进行说明。

用图8～图10说明功率模块370的详细结构。图8（a）是具备本发明第一实施方式或第二实施方式的电力转换装置的功率模块370的立体图。图8（b）是该功率模块370的截面图。

构成上下臂串联电路的功率半导体元件（IGBT328、IGBT374、二极管156、二极管166），如图9所示，被导体板315和导体板318、或者导体板316和导体板319从两面夹着固定。这些导体板上，安装有使作为信号端子325U和信号端子325L的信号配线一体成型而形成的辅助模塑体600。

导体板315等，在其散热面露出的状态下被第一密封树脂348密封，在该散热面上热压接绝缘膜378。被第一密封树脂348密封的模块一次密封体371，被插入模块外壳372中，隔着绝缘膜378与作为CAN型冷却器的模块外壳372的内表面热压接。此处，CAN型冷却器，指的是一面具有插入口375、另一面具有底的呈筒形状的冷却器。

模块外壳372由铝合金材料例如Al、AlSi、AlSiC、Al-C等构成，并且一体成型为没有接缝的状态。模块外壳372呈除插入口375以外不设置开口的结构，插入口375的外周被凸缘372B包围。此外，如图8（b）所示，具有比其他面更宽的面的第一散热面376a和第二散热面376b以彼此相对的状态配置，与该相对的第一散热面376a和第二散热面376b连接的3个面，构成宽度比该第一散热面376a和第二散热面376b更窄的密闭的面，在剩余一边的面上形成插入口375。

通过使用这样形状的金属性的外壳，即使将模块外壳372插入流通水或油等冷却介质的流路内，也能够利用凸缘372B确保对冷却介质的密封，所以能够用简单的结构防止冷却介质进入模块外壳372的内部。此外，在相对的第一散热面376a和第二散热面376b上，分别均匀地形成散热片（翅片）373。进而，在第一散热面376a和第二散热面376b的外周，形成有厚度非常薄的弯曲部372A。弯曲部372A因为厚度薄至简单通过对散热片373加压即可变形的程度，所以插入模块一次密封体371后的生产效率得到提高。

在残存于模块外壳372内部的空隙中，填充第二密封树脂351。此外，如图9所示，设置有用于与电容器电连接的直流正极配线315A和直流负极配线319A，在其前端部形成直流正极端子315B和直流负极端子319B。并设置有对电机供给交流电力的交流配线377，在其前端形成交流端子321。本实施方式中，直流正极配线315A与导体板315一体成型，直流负极配线319A与导体板319一体成型，交流配线377与导体板316一体成型。

如上所述，通过使导体板315等隔着绝缘膜378与模块外壳372的内壁热压接，能够减少导体板与模块外壳372的内壁之间的空隙，能够使功率半导体元件发出的热高效地传导至散热片373。进而，通过使绝缘膜378具有一定程度的厚度和柔软性，能够利用绝缘膜378吸收热应力的产生，适用于温度变化激烈的车辆用的电力转换装置。

图9（a）是有助于理解图8的结构的分解图。图9（b）是功率模块370的电路图。此外，图10（a）是说明电感的降低效果的电路图，图10（b）是表示用于说明电感的降低作用的电流的流动的立体图。

首先，对于功率半导体元件（IGBT328、IGBT374、二极管156、二极管166）和导体板的配置，与图9（b）所示的电路关联地进行说明。如图8（a）所示，直流正极侧的导体板315和交流输出侧的导体板316配置为大致同一平面状。在导体板315上，固定上臂侧IGBT328的集电极和上臂侧的二极管156的阴极。在导体板316上，固定下臂侧的IGBT374的集电极和下臂侧的二极管166的阴极。

同样，交流导体板318和导体板319配置为大致同一平面状。在交流导体板318上，固定上臂侧的IGBT328的发射极和上臂侧的二极管156的阳极。在导体板319上，固定下臂侧的IGBT374的发射极和下臂侧的二极管166的阳极。各功率半导体元件，通过金属接合材料160分别固定在设置于各导体板上的元件固定部322上。金属接合材料160，例如是焊料或包括银膜和金属微粒的低温烧结接合材料等。

各功率半导体元件呈板状的扁平结构，该功率半导体元件的各电极在正反面上形成。功率半导体元件的各电极，被导体板315和导体板318、或者导体板316和导体板319夹着。即，导体板315和导体板318，成为隔着IGBT328和二极管156大致平行相对的层叠配置。同样，导体板316和导体板319，成为隔着IGBT374和二极管166大致平行相对的层叠配置。此外，导体板316和导体板318通过中间电极329连接。通过该连接使上臂电路与下臂电路电连接，形成上下臂串联电路。

直流正极配线315A与直流负极配线319A，形成为在隔着由树脂材料成型的辅助模塑体600相对的状态下大致平行地延伸的形状。信号端子325U和信号端子325L一体成型于辅助模塑体600，并且在与直流正极配线315A和直流负极配线319A同样的方向上延伸。辅助模塑体600所使用的树脂材料，适用具有绝缘性的热硬化性树脂或者热塑性树脂。由此，能够确保直流正极配线315A、直流负极配线319A、信号端子325U与信号端子325L之间的绝缘性，能够进行高密度配线。进而，通过使直流正极配线315A与直流负极配线319A以大致平行相对的方式配置，而使功率半导体元件开关动作时瞬间流过的电流在相对且相反的方向上流动。由此，具有使电流产生的磁场相互抵消的作用，通过该作用能够降低电感。

电感的进一步的降低由图10所示的环流电流带来。

图10（a）中令下臂侧的二极管166为以正向偏置状态导通的状态。该状态下，上臂侧IGBT328成为ON（导通）状态时，下臂侧的二极管166成为反向偏置，因载流子移动引起的恢复电流贯通上下臂。此时，各导体板315、316、318、319中，流过如图10（b）所示的恢复电流360。恢复电流360如虚线所示，通过与直流负极端子319B相对配置的直流正极端子315B，接着流过由各导体板315、316、318、319形成的环状的路径，并再次通过与直流正极端子315B相对配置的直流负极端子319B如实线所示地流动。由于电流在环状路径中流动，在模块外壳372的第一散热面376a和第二散热面376b中会流动涡动电流361。通过该涡动电流361的电流路径的等价电路362所产生的磁场抵消效果，降低环状路径中的配线电感363。

其中，恢复电流360的电流路径越接近环状，电感降低作用越增大。本实施方式中，环状的电流路径如虚线所示，在导体板315的接近直流正极端子315B一侧的路径中流动，通过IGBT328和二极管156内。然后，环状的电流路径如实线所示，在导体板318的距离直流正极端子315B一侧较远的路径中流动，之后，如虚线所示在导体板316的距离直流正极端子315B一侧较远的路径中流动，通过IGBT374和二极管166内。进而，环状的电流路径如实线所示，在导体板319的接近直流负极配线319A一侧的路径中流动。这样，环状的电流路径，相对于直流正极端子315B和直流负极端子319B，通过较近一侧和较远一侧的路径，由此形成更接近环状的电流路径。

通过使用以上说明的功率模块370，能够抑制浪涌电压。从而，能够实现对图3或图4中说明的栅极驱动电路引起的开关损耗的抑制，与对该功率模块370引起的浪涌电压的抑制之间的平衡。

此外，由上述说明可知，图4所示的栅极驱动电路中，能够采用删除第一MOSFET（N沟道MOSFET310）和延迟电路320、仅设置第二MOSFET即P沟道MOSFET410和延迟电路420的结构，以仅减少关断损耗。

以上说明了各种实施方式和变形例，但本发明不限定于这些内容。本发明的技术思想的范围内可以考虑到的其他方式也包括在本发明的范围内。

以下优先权基础申请的公开内容通过援引而加入本申请中。

日本国专利申请2010年第084774号（2010年4月1日递交）。

Claims

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

功率半导体元件；

输出用于驱动所述功率半导体元件的驱动信号的驱动电路部；

包括PNP晶体管和NPN晶体管、并且输出用于驱动所述功率半导体元件的栅极电压的缓冲电路部；

取得所述驱动信号、并且基于该驱动信号的输入生成第一延迟信号的第一延迟电路部；和

漏极侧与所述缓冲电路部的输出侧连接、并且基于所述第一延迟信号被驱动的第一MOSFET，其中，

所述缓冲电路部和所述第一MOSFET，基于所述驱动信号的输入而在该缓冲电路部和该第一MOSFET中流动电流，

所述第一延迟电路部，在所述缓冲电路部脱离过渡状态而成为导通状态后，输出所述第一延迟信号，

所述功率半导体元件，通过基于所述第一延迟信号的所述第一MOSFET的开关动作，从所述缓冲电路部被施加所述栅极电压而成为导通状态。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述缓冲电路部中，该PNP晶体管和该NPN晶体管形成图腾柱结构，并且该NPN晶体管与该PNP晶体管的连接部连接在所述功率半导体元件的栅极端子上。

3.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述第一MOSFET由N沟道MOSFET构成，并且该N沟道MOSFET与所述NPN晶体管电串联连接，

所述第一延迟电路部具有生成使所述驱动信号翻转而得的翻转信号的翻转电路部，并将该翻转信号作为所述第一延迟信号输出。

4.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，包括：

取得所述驱动信号、并且基于该驱动信号的输入生成第二延迟信号的第二延迟电路部；和

漏极侧与所述缓冲电路部的输出侧连接、并且基于所述第二延迟信号被驱动的第二MOSFET，

所述缓冲电路部和所述第二MOSFET，基于所述驱动信号的输入而在该缓冲电路部和该第二MOSFET中流动电流，

所述第二延迟电路部，在所述缓冲电路部脱离过渡状态而成为导通状态后，输出所述第二延迟信号，

所述功率半导体元件，通过基于所述第二延迟信号的所述第二MOSFET的开关动作，从所述缓冲电路部被施加所述栅极电压而成为关断状态。

5.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：

6.如权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于：

所述第二MOSFET由P沟道MOSFET构成，并且该P沟道MOSFET与所述PNP晶体管电串联连接，

所述第二延迟电路部，具有生成使所述驱动信号翻转而得的翻转信号的翻转电路部，并将该翻转信号作为所述第二延迟信号输出。