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CN102668426B - 数字广播接收装置及延迟分布生成方法 - Google Patents

数字广播接收装置及延迟分布生成方法 Download PDF

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CN102668426B CN201080053009.9A CN201080053009A CN102668426B CN 102668426 B CN102668426 B CN 102668426B CN 201080053009 A CN201080053009 A CN 201080053009A CN 102668426 B CN102668426 B CN 102668426B
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Abstract

将基于功率的延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留基于SP的延迟分布中的、与来波检测时间被偏移的基于功率的延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值，以作为接收到的OFDM信号的延迟分布而输出。

Description

数字广播接收装置及延迟分布生成方法
技术领域
本发明涉及使用OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用）方式来接收数字广播波的数字广播接收装置及延迟分布（delay profile）生成方法。
背景技术
在OFDM方式中，将要发送的信息分配到多个子载波，在各子载波中进行数字调制。作为数字调制方式,可举出例如QPSK（Quadrature Phase ShiftKeying：正交相移键控）方式、QAM（正交调幅：Quadrature AmplitudeModulation）方式或多值PSK（相移键控）方式等。
此外，在特定子载波中将已知信号进行多路复用，在接收侧，利用该已知信号，对子载波进行解调。
另一方面，利用逆傅里叶变换处理，对多路复用有已知信号的子载波进行正交变换，将频率转换成期望的发送频率之后进行传输。将进行这种逆傅里叶变换处理的传输单元称作码元。
将逆傅里叶变换处理后的信号的最后部进行复制并附加到码元的开头。这一附加的部分被称作保护间隔（guard interval），即使存在延迟时间为保护间隔长度以下的来波，在接收侧中也能再现信号且码元之间没有干扰。
若以日本国内的地面数字广播即ISDB－T方式或欧洲采用的DVB－T方式为例，作为预先插入到发送信号中的已知信号有分散导频（SP：Scattered Pilot）信号（下面称作SP信号）。将该SP信号周期性地插入到发送信号中。
接收侧预先具有周期性地插入到发送信号中的各SP信号的值作为已知SP信号，将接收到的SP信号除以已知SP信号，从而能对各SP信号中的振幅和相位的波动量（下面称作传输线路特性）进行推定（下面称作传输线路推定）。
此外，通过对该传输线路特性的值进行逆傅里叶变换，从而可获得延迟分布，该延迟分布表示每一到达时间的接收信号的强度。此处，将根据传输线路特性值求出的延迟分布称作基于SP的延迟分布。
作为求出延迟分布的另一方法，存在利用接收信号的功率谱的方法（例如，参照专利文献1）。在该方法中，在频域中将接收信号进行平方，转换成功率维度之后进行逆傅里叶变换，从而求出延迟分布。此处，将这一延迟分布称作基于功率的延迟分布。
若设有效码元长度为Ts，则基于功率的延迟分布中可检测出来波的最大延迟时间成为Ts/2，这是比基于SP的延迟分布中的±Ts/6要长的时间范围。
但是，在基于功率的延迟分布中存在的问题有：只能求出超前波和延迟波相对于主波的相对时间差，而不能分辨超前波和延迟波。此外，当存在多个来波时存在的问题有：来波彼此之间发生干扰，从而发生交叉调制，原本不存在的来波出现在延迟分布上。
另一方面，在专利文献2中公开了OFDM波延迟分布测定装置，该OFDM波延迟分布测定装置将利用传递函数法的延迟分布、和利用功率谱法的延迟分布进行组合来使用，其中，利用传递函数法的延迟分布相当于上述基于SP的延迟分布，利用功率谱法的延迟分布相当于基于功率的延迟分布。在该装置中，通过使用两种延迟分布，能去除延迟分布测定方法中的以下的量：可测定延迟波的最大延迟时间长度、可测定延迟波的时间分辨率、可测定延迟波的电平、延迟波电平的精度及伪脉冲响应。
但是，对于仅出现在利用传递函数法的延迟分布（基于SP的延迟分布）中的来波而言存在的问题有：由于按原样作为测定结果而输出，因此不能删除装载有该接收装置的移动体高速移动时发生的伪来波。
在专利文献3所记载的OFDM接收装置中，通过对装载有该OFDM接收装置本身的移动体高速移动时发生的伪来波进行判定，从而防止高速移动时的误控制。
但是，可检测出来波的时间范围被限制在±Ts/6，因此存在有可能对延迟时间较长的来波进行误控制的问题。
此外，专利文献3所记载的接收装置不具备输出不出现伪来波的正确的延迟分布的功能。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种数字广播接收装置和延迟分布生成方法，这种数字广播接收装置和延迟分布生成方法即使在装载有该装置本身的移动体高速移动的环境下，或在基于SP的延迟分布中存在超过可检测出来波的时间范围的来波的情况下，也能提供没有误差的延迟分布从而消除误控制，能提高接收性能。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国专利特开2005－268831号公报
专利文献2：日本国专利特开2006－93760号公报
专利文献3：日本国专利特开2008－72224号公报
发明内容
本发明所涉及的数字广播接收装置，包括：傅里叶变换部，该傅里叶变换部对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换；子载波功率计算部，该子载波功率计算部根据利用傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据；第一逆傅里叶变换部，该第一逆傅里叶变换部对利用子载波功率计算部计算出的子载波功率数据进行逆傅里叶变换，从而生成第一延迟分布；导频信号提取部，该导频信号提取部从利用傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；除法部，该除法部将利用导频信号提取部提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；时间方向内插部，该时间方向内插部将利用除法部计算出的对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插；第二逆傅里叶变换部，该第二逆傅里叶变换部对利用时间方向内插部在时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换，从而生成第二延迟分布；以及延迟分布合成部，该延迟分布合成部将第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使由第一逆傅里叶变换部生成的第一延迟分布和由第二逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留第二延迟分布中的、与所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值，从而作为接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
若采用本发明，则能带来以下效果：即使在装载有本发明的装置本身的移动体高速移动的环境下，或在第二延迟分布（基于SP的延迟分布）中存在超过检测时间范围的来波的情况下，也能提供没有误差的延迟分布作为接收到的正交频分复用信号的延迟分布，从而可消除误控制，能提高接收性能。
附图说明
图1是表示SP信号在发送信号中的配置模式的图。
图2是表示在时间方向进行内插后的SP信号的传输线路特性的推定结果的图。
图3是表示在时间方向和频率方向进行内插后的SP信号的传输线路特性的推定结果的图。
图4是表示基于SP的延迟分布的一示例的图。
图5是表示在时间方向进行的内插中包含误差的传输线路特性的推定结果的图。
图6是表示基于SP的延迟分布及其中产生的伪来波的图。
图7是表示基于SP的延迟分布中的超过检测范围的延迟波所引起的问题的一示例的图。
图8是表示基于功率的延迟分布的一示例的图。
图9是表示本发明的实施方式1的数字广播接收装置的结构的框图。
图10是表示实施方式1的延迟分布合成部所进行的动作的流程的流程图。
图11是说明实施方式1中的延迟分布的合成处理的说明图。
图12是表示实施方式2的延迟分布合成部所进行的动作的流程的流程图。
图13是说明实施方式3中的延迟分布的合成处理的说明图。
图14是表示本发明的实施方式4的数字广播接收装置的结构的框图。
图15是表示本发明的实施方式5的数字广播接收装置的结构的框图。
具体实施方式
下面，为了更详细地说明本发明，根据附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1
首先，对插入到OFDM方式的发送信号中的SP信号、基于SP的延迟分布、以及基于功率的延迟分布进行说明。
图1是表示SP信号在发送信号中的配置模式的图，图1中的黑圆圈记号表示SP信号，白圆圈记号表示数据等信号。如图1所示，在时间方向上对每4个码元，在频率方向上对每12个载波，分散配置SP信号，并且配置成每一码元各偏移3个载波以使这些插入位置以4个码元为周期、位于相同频率位置。在接收侧将接收到的SP信号除以已知的SP信号，从而推定各SP信号中的传输线路特性。
图2是表示在时间方向进行内插后的SP信号的传输线路特性的推定结果的图，图2中的黑圆圈记号表示SP信号的传输线路特性的推定值，黑三角记号表示在时间方向进行内插后的传输线路特性的推定值，白圆圈记号表示数据等信号。
此外，图3是表示在时间方向和频率方向进行内插后的SP信号的传输线路特性的推定结果的图，图3中的黑圆圈记号表示SP信号的传输线路特性的推定值，黑三角记号表示在时间方向进行内插后的传输线路特性的推定值，黑方块记号表示在频率方向进行内插后的传输线路特性的推定值。
如图2所示那样将SP信号的传输线路特性的推定值在时间方向进行内插后，如图3所示那样进一步将SP信号的传输线路特性的推定值在频率方向进行内插，从而能够获得对于所有子载波的传输线路特性。
此处，如图2所示，通过将对每12个载波分散配置1个SP信号的SP信号传输线路推定值在时间方向进行内插，从而在频率方向对每3个载波分散1个传输线路推定值。因此，可推定出传输线路特性的时间范围从Ts/12扩展到Ts/3，即使在来波的到达时间之差较大的环境下，只要在扩展后的时间范围内，也能正确地推定出传输线路特性。
图4是表示基于SP的延迟分布的一示例的图。对上述传输线路特性值进行逆傅里叶变换，从而获得如图4所示那样的、表示每一到达时间的接收信号的强度的延迟分布（基于SP的延迟分布）。如图4所示，利用OFDM信号的数字广播中，主波是接收信号所包含的多个来波中电平最高的来波。此外，由于接收信号所包含的多路径、再发送中的绕行等，而产生主波的延迟波和超前波（图4中未图示）。在装载有接收装置的移动体（例如车辆）高速移动的环境下，接收装置的接收信号受到多普勒波动，从而每个码元的传输线路特性发生波动。
图5是表示在时间方向进行的内插中包含误差的传输线路特性的推定结果的图，图5中的黑圆圈记号表示SP信号的传输线路特性的推定值，大叉记号表示在时间方向进行的内插中包含误差的传输线路特性的推定值，白圆圈记号表示数据等信号。若因多普勒波动而引起的传输线路特性波动的最大频率（还称作最大多普勒频率）超过可利用时间方向的内插进行插补的最大频率即1/（（Ts+Tg）/8）（Hz），则如图5所示，成为包含误差的传输线路特性，不能正确地在时间方向进行内插。此处，Ts是有效码元长度，Tg是保护间隔长度，且从采样定理、以及以4个码元为周期内插SP信号的情况导出上式，上式表示可利用内插进行插补的最大频率。
图6是表示基于SP的延迟分布及其中产生的伪来波的图。因装载有接收装置的移动体高速移动，如图5所示，错误地进行时间方向的内插，若根据错误地进行内插后的传输线路特性的推定结果求出基于SP的延迟分布，则如图6所示，在可检测出来波的±Ts/6的时间范围内，原本不存在的来波作为伪来波出现在延迟分布上。若接收装置因该伪来波进行误控制，则其结果是接收性能变差。
此外，若在基于SP的延迟分布中存在延迟时间超过来波的检测范围即±Ts/6的时间范围的来波，则发生下述问题。
图7是表示基于SP的延迟分布中的超过检测范围的延迟波所引起的问题的一示例的图。如图7所示那样，若在基于SP的延迟分布中存在延迟时间超过±Ts/6的时间范围的来波，则该来波在延迟分布上呈现为从原本的延迟时间作为检测范围内的信号折回的折回信号。因此，原本相对于主波是延迟波的来波成为超前波那样，变得难以分辨超前波和延迟波。
另一方面，在基于功率的延迟分布中，虽然可检测出来波的时间范围为Ts/2，但只能求出延迟波与超前波相对于主波的相对时间差。因此，如图8所示，在基于功率的延迟分布中，无法分辨超前波和延迟波。此外，当存在多个来波时，在基于功率的延迟分布中，由于来波彼此间的干扰而产生交叉调制，原本不存在的来波出现在延迟分布上。
由于专利文献1利用基于功率的延迟分布，因此存在上述问题。此外，专利文献2的装置虽然将基于SP的延迟分布和基于功率的延迟分布进行组合来使用，但将仅出现在基于SP的延迟分布中的来波按原样作为检测结果。因此，无法除去高速移动时在基于SP的延迟分布上产生的伪来波。此外，虽然专利文献3所记载的接收装置对高速移动时产生的伪来波进行判定，从而防止误控制，但来波的检测范围被限制在±Ts/6，有可能对延迟时间较长的来波进行误控制。
因此，本发明的实施方式1中，利用基于功率的延迟分布，消除基于SP的延迟分布所包含的误差信号，并且新生成消除了该误差信号的基于SP的延迟分布、即所谓的合成了两种延迟分布的优点的延迟分布。通过这样，在高速移动环境下，或存在延迟时间超过检测范围的来波的情况下，新生成的延迟分布中也不会有误差，而且也不会进行现有延迟分布所引起的误控制，能进行正确的接收动作。下面，说明其详细情况。
图9是表示本发明的实施方式1的数字广播接收装置的结构的框图。实施方式1的数字广播接收装置1是使用OFDM方式来接收数字广播波的接收装置，如图9所示，包括傅里叶变换部2、导频信号提取部3、已知信号生成部4、除法部5、时间方向内插部6、频率方向内插部7、均衡部8、子载波功率计算部9、第一逆傅里叶变换部10a、第二逆傅里叶变换部10b、以及延迟分布合成部11。
傅里叶变换部2是从接收到的信号截取出1码元期间的时域信号（传输单元的信号）并实施傅里叶变换、从而生成频域信号的结构部，具体而言，进行快速傅里叶变换（FFT：Fast Fourier Transform）。通过实施该傅里叶变换，接收到的时域信号被转换成频域信号的载波单元即每一子载波的信号。
导频信号提取部3是从利用傅里叶变换部2获得的每一子载波的信号中提取出插入到规定子载波位置的SP信号的结构部。已知信号生成部4是生成与利用导频信号提取部3提取出SP信号的规定子载波位置相对应的SP信号的已知值的结构部。已知值的SP信号是发送时的SP信号的值，在下面称作已知SP信号。除法部5是将利用导频信号提取部3提取出的SP信号的值除以与其相对应的已知SP信号的值、从而获得传输线路特性值的结构部。
在OFDM信号中，由于对每12个载波分散插入SP信号，因此，为了获得所有子载波的传输线路特性，需要进行内插处理。首先，在OFDM信号中，由于在时间方向每隔4个码元配置有SP信号，因此，在时间方向进行内插处理。时间方向内插部6是在时间方向将除法部5生成的传输线路特性值进行内插的结构部，利用直线内插或多码元FIR（有限脉冲响应：Finite impulse response）滤波器等进行时间方向的内插处理。通过在时间方向进行内插处理，从而如图2所示那样，可获得频率方向的每3个载波的传输线路特性信号。
频率方向内插部7是利用直线内插或多码元的FIR滤波器等、对利用时间方向内插部6所获得的传输线路特性信号进行频率方向的内插处理的结构部。通过实施该频率方向的内插处理，从而如图3所示那样，可获得所有子载波的传输线路特性。均衡部8是将利用傅里叶变换部2获得的每一子载波的信号除以利用频率方向内插部7获得的每一子载波的传输线路特性值、从而对接收信号进行均衡的结构部。在均衡部8的后级中存在信号再现部，该信号再现部从利用均衡部8获得的均衡结果，再现出原始发送数据。
子载波功率计算部9是从利用傅里叶变换部2获得的每一子载波的信号、计算出子载波功率的结构部。第一逆傅里叶变换部10a是根据子载波功率计算部9的运算结果、生成基于功率的延迟分布（第一延迟分布）的结构部。第二逆傅里叶变换部10b是利用对时间方向内插部6中获得的传输线路特性信号实施逆傅里叶变换后的结果、生成基于SP的延迟分布（第二延迟分布）的结构部。
延迟分布合成部11是从第一逆傅里叶变换部10a输入基于功率的延迟分布、从第二逆傅里叶变换部10b输入基于SP的延迟分布的结构部，保留基于功率的延迟分布中的、与具有阈值以上的值的到达时间相对应的基于SP的延迟分布的值，将除此之外的基于SP的延迟分布的值替换成最小值，从而生成新延迟分布。
一般而言，在从发送站发送后直到接收装置接收为止的期间，发生反射和衰减，而且由于从多个发送站同时发送，从而有多个来波到达接收装置即成为多径信号。表示多径信号所包含的各来波的到达时间和强度（D/U比）的数据被称作延迟分布。在延迟分布中，强度最强的来波被称作主波，比主波晚到的来波被称作延迟波，比主波早到的来波被称作超前波。
接下来，对动作进行说明。
首先，子载波功率计算部9将傅里叶变换部2中获得的每一子载波的频域信号（复数信号）的I轴（实轴）和Q轴（虚数轴）分别求平方并相加，并将该相加结果作为第一逆傅里叶变换部10a进行的逆傅里叶变换的I轴输入，向Q轴输入零。
第一逆傅里叶变换部10a执行逆傅里叶变换，将逆傅里叶变换后的I轴和Q轴分别求平方并相加，将该相加结果作为基于功率的延迟分布（第一延迟分布）输出到延迟分布合成部11。
基于功率的延迟分布的特征为：主波在中心，可检测出来波的时间范围为从0到Ts/2，延迟波和超前波都以主波为中心呈现出左右对称。另外，也可对此处获得的基于功率的延迟分布进行平滑处理后使用。
第二逆傅里叶变换部10b对时间方向内插部6的输出（复数信号）进行逆傅里叶变换，将逆傅里叶变换的输出的I轴和Q轴分别求平方并相加，将该相加结果作为基于SP的延迟分布（第二延迟分布）输出到延迟分布合成部11。此外，基于SP的延迟分布中的、可检测出来波的时间范围的中心位置被称作解调基准点。即，在基于SP的延迟分布中，在以解调基准点为中心的±Ts/6的范围内可检测出来波。另外，也可对此处获得的基于SP的延迟分布进行平滑处理后使用。
此外，基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布这两种延迟分布中的各数据顺序被称作索引，各索引相当于到达时间。
图10是表示实施方式1的延迟分布合成部所进行的动作的流程的流程图，图11是说明延迟分布的合成处理的说明图。参照图11，顺着图10对新延迟分布的生成处理进行说明。
延迟分布合成部11检测出基于SP的延迟分布的主波的索引（步骤ST1）。由于在延迟分布中主波具有最大值，因此，检测出基于SP的延迟分布的各数据中的、与最大值相对应的索引作为主波的索引。
接着，延迟分布合成部11计算出主波偏移值（步骤ST2），该主波偏移值相当于基于SP的延迟分布的主波的索引、与基于SP的延迟分布的中心（解调基准点）的索引之差。在图11（a）中，用虚线表示的基于SP的延迟分布的中心（解调基准点）与主波的索引之差即α是主波偏移值。因此，延迟分布合成部11从基于SP的延迟分布的主波的索引减去基于SP的延迟分布的中心（解调基准点）的索引，求出减去后的值作为主波偏移值α。此外，如图11（b）所示，在基于功率的延迟分布中，主波必定成为延迟分布的中心。
接着，延迟分布合成部11使基于功率的延迟分布的索引偏移（步骤ST3）。此处，使基于功率的延迟分布的索引偏移了主波偏移值α的大小，从而更换各数据。由此，如图11（c）所示，使基于SP的延迟分布的主波的索引与基于功率的延迟分布的主波的索引相一致。
延迟分布合成部11按每一索引读出在步骤ST3中使索引偏移后的基于功率的延迟分布的值（步骤ST4），并与规定阈值（临界值）相比较，对读出的值是否小于阈值进行判定（步骤ST5）。此处，在读出值为阈值以上的情况下（步骤ST5：否），不对与该读出值的到达时间（索引）相应的基于SP的延迟分布的数据进行任何处理，而转移到步骤ST7的处理。
另一方面，若读出值小于阈值（步骤ST5：是），则延迟分布合成部11将与该读出值的到达时间（索引）相应的基于SP的延迟分布的数据替换成0（或者替换成不作为来波处理的最小值）（步骤ST6）。
此外，根据逆傅里叶变换的点数，有时基于SP的延迟分布与基于功率的延迟分布之间的延迟时间不唯一相对应。在该情况下，选择最接近的延迟时间（索引）的值并替换成0或上述最小值。此外，若基于SP的延迟分布中不存在与延迟时间相对应的值，则不进行处理。这是因为基于功率的延迟分布的延迟时间范围（检测时间范围）为Ts/2，与此不同的是，基于SP的延迟分布的延迟时间范围是±Ts/6。
每次执行上述处理时，延迟分布合成部11对基于功率的延迟分布的所有索引，判定是否结束（步骤ST7）。此处，若对基于功率的延迟分布的所有索引的处理未结束（步骤ST7：否），则回到步骤ST4的处理，读出与基于功率的延迟分布的下一索引相对应的值，重复进行从步骤ST4到步骤ST7的处理。
对基于功率的延迟分布的所有索引结束了上述处理的情况下（步骤ST7：是），延迟分布合成部11将基于功率的延迟分布中的、与未达到阈值的值相对应的值替换成0或最小值，并将替换后形成的基于SP的延迟分布作为合成了两种延迟分布的优点的即合成延迟分布而输出。
即，即使在原始的基于SP的延迟分布中包含伪来波的情况下，也利用不出现伪来波的基于功率的延迟分布的优点，除去基于SP的延迟分布的伪来波，从而作为合成延迟分布能获得图11（d）所示的延迟分布，伪来波不再出现。
此外，虽然在基于功率的延迟分布中无法分辨超前波和延迟波，但通过利用能分辨超前波和延迟波的基于SP的延迟分布，从而在合成延迟分布中能如图11（d）所示那样分辨超前波和延迟波。
而且，存在多个来波的情况下，在基于功率的延迟分布中形成交叉调制，具有在延迟分布上会出现原本不存在的来波的缺点，但合成延迟分布中则不会出现。由此，与现有技术相比，实施方式1能正确地求出延迟分布。
如上所述，根据本实施方式1，包括：傅里叶变换部2，该傅里叶变换部2对接收到的OFDM信号按每一传输单元进行傅里叶变换；子载波功率计算部9，该子载波功率计算部9根据利用傅里叶变换部2进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据；第一逆傅里叶变换部10a，该第一逆傅里叶变换部10a对子载波功率数据进行逆傅里叶变换，从而生成基于功率的延迟分布；导频信号提取部3，该导频信号提取部3从利用傅里叶变换部2进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；除法部5，该除法部5将导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；时间方向内插部6，该时间方向内插部6将对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插；第二逆傅里叶变换部10b，该第二逆傅里叶变换部10b对在时间方向内插的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换，从而生成基于SP的延迟分布；以及延迟分布合成部11，该延迟分布合成部11将基于功率的延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留基于SP的延迟分布中的、与来波检测时间被偏移的基于功率的延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值（0或不作为来波处理的最小值），从而作为接收到的OFDM信号的延迟分布而输出。
这样，通过利用基于功率的延迟分布来删除基于SP的延迟分布的伪来波，从而能获得合成了基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布这两种延迟分布的优点的延迟分布，即使在高速移动环境下，也能获得具有正确到达时间和正确功率的延迟分布。
实施方式2
本实施方式2的数字广播接收装置基本上与上述实施方式1的结构相同，但合成延迟分布的生成方法不同。
因此，对于实施方式2的数字广播接收装置的结构，参照上述实施方式1所示的图9，在下文中对上述实施方式2的合成延迟分布的生成处理进行详细说明。
图12是表示本发明的实施方式2的延迟分布合成部所进行的动作的流程的流程图，顺着该图来说明新延迟分布的生成处理。
延迟分布合成部11检测出基于SP的延迟分布的主波的索引（步骤ST1a）。由于在延迟分布中主波具有最大值，因此，检测出基于SP的延迟分布的各数据中的、与最大值相对应的索引作为主波的索引。
接着，延迟分布合成部11计算出主波偏移值（步骤ST2a），该主波偏移值相当于基于SP的延迟分布的主波的索引、与基于SP的延迟分布的中心（解调基准点）的索引之差。此处，从基于SP的延迟分布的主波的索引减去基于SP的延迟分布的中心（解调基准点）的索引，求出减去后的值作为主波偏移值α。
接着，延迟分布合成部11使基于功率的延迟分布的索引偏移（步骤ST3a）。此处，使基于功率的延迟分布的索引偏移了主波偏移值α的大小，从而更换各数据，使基于SP的延迟分布和基于功率的延迟分布的主波的索引相一致。
延迟分布合成部11按每一索引读出在步骤ST3a中使索引偏移后的基于功率的延迟分布的值（步骤ST4a），将该读出值和与该读出值的到达时间（索引）相应的基于SP的延迟分布的值相乘（步骤ST5a）。
此外，根据逆傅里叶变换的点数，有时基于SP的延迟分布与基于功率的延迟分布之间的延迟时间不唯一相对应。在该情况下，选择最接近的延迟时间（索引）的值并相乘。
此外，若基于SP的延迟分布中不存在与延迟时间相对应的值，则不进行处理。这是因为基于功率的延迟分布的延迟时间范围（检测时间范围）为Ts/2，与此不同的是，基于SP的延迟分布的延迟时间范围是±Ts/6。
每次执行上述处理时，延迟分布合成部11对基于功率的延迟分布的所有索引，判定是否结束（步骤ST6a）。此处，若对基于功率的延迟分布的所有索引的处理未结束（步骤ST6a：否），则回到步骤ST4a的处理，读出与基于功率的延迟分布的下一索引相对应的值，重复进行从步骤ST4a到步骤ST6a的处理。
对基于功率的延迟分布的所有索引结束了上述处理的情况下（步骤ST6a：是），延迟分布合成部11在基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布之间，将相应的索引的值彼此进行相乘，并将相乘后的结果作为接收到的OFDM信号的延迟分布而输出。
通过这样生成延迟分布，从而即使在基于SP的延迟分布中包含伪来波的情况下，也由于基于功率的延迟分布中不出现伪来波，因此，能通过乘法降低伪来波的电平。
此外，虽然在基于功率的延迟分布中无法分辨超前波和延迟波，但通过与基于SP的延迟分布进行合成，从而也能分辨超前波和延迟波。
而且，存在多个来波的情况下，在基于功率的延迟分布中形成交叉调制，具有在延迟分布上会出现原本不存在的来波的缺点，但由于是不存在于基于SP的延迟分布中的来波，因此，若利用乘法进行合成，则能降低该来波的电平。
由此，与现有技术相比，实施方式2能正确地求出延迟分布。此外，由于不必对基于功率的延迟分布的值和规定阈值进行比较，也不必调整该阈值，因此，与上述实施方式1相比，能简化装置结构。
如上所述，根据本实施方式2，包括：傅里叶变换部2，该傅里叶变换部2对接收到的OFDM信号按每一传输单元进行傅里叶变换；子载波功率计算部9，该子载波功率计算部9根据利用傅里叶变换部2进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据；第一逆傅里叶变换部10a，该第一逆傅里叶变换部10a对子载波功率数据进行逆傅里叶变换，从而生成基于功率的延迟分布；导频信号提取部3，该导频信号提取部3从利用傅里叶变换部2进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；除法部5，该除法部5将提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；时间方向内插部6，该时间方向内插部6将对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插；第二逆傅里叶变换部10b，该第二逆傅里叶变换部10b对在时间方向内插的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换，从而生成基于SP的延迟分布；以及延迟分布合成部11，该延迟分布合成部11将基于功率的延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布的主波的到达时间相一致，并且将来波的检测时间被偏移的基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布的相对应的到达时间的值相乘，从而作为接收到的OFDM信号的延迟分布而输出。
这样，通过合成基于功率的延迟分布的值和基于SP的延迟分布，从而使基于功率的延迟分布所包含的误差信号和基于SP的延迟分布所包含的误差信号相抵消，即使在高速移动环境下，也能检测出具有正确到达时间的延迟分布。此外，由于不需要具有阈值，与上述实施方式1相比，能简化装置结构。
实施方式3
本实施方式3的数字广播接收装置基本上与上述实施方式1的结构相同，但合成延迟分布的生成方法不同。
因此，对于实施方式3的数字广播接收装置的结构，参照上述实施方式1所示的图9，在下文中对上述实施方式3的合成延迟分布的生成处理进行详细说明。
图13是说明本发明的实施方式3中的延迟分布的合成处理的说明图。如上述实施方式1中利用图7进行说明那样，在基于SP的延迟分布中，若来波的到达时间相距解调基准点超过±Ts/6，则超前波折回成为延迟波，延迟波折回成为超前波并出现在延迟分布上。图13（a）表示比与解调基准点相距-Ts/6的时间范围更早的超前波折回、并像延迟波那样出现在延迟分布上的情形。
另一方面，在基于功率的延迟分布中，如图13（c）所示，可检测出来波的时间范围为到Ts/2为止，但只能求出延迟波与超前波相对于主波的相对时间差。因此，在基于功率的延迟分布的与中心（主波）相距±Ts/2的时间范围中检测出的来波中无法分辨超前波和延迟波。
因此，实施方式3的延迟分布合成部11如图13（b）所示那样，将基于SP的延迟分布中的、以解调基准点为中心的±Ts/6的检测时间范围的延迟分布内容分别复制到原始的基于SP的延迟分布的检测时间范围的前后，从而生成延迟分布（第三延迟分布）。
由于该延迟分布与基于功率的延迟分布的与中心相距±Ts/2的时间范围相一致，因此，能利用与上述实施方式1或上述实施方式2相同的方法，生成接收到的OFDM信号的延迟分布。
即，如上述实施方式1那样，对与中心相距±Ts/2的时间范围内的基于功率的延迟分布进行偏移处理（使其主波的索引与基于SP的延迟分布的主波的索引相匹配），按每一索引读出进行偏移处理后的基于功率的延迟分布的值并与规定阈值（临界值）相比较，将与小于该阈值的读出值的索引相应的上述基于SP的延迟分布的值替换成0或最小值，并将替换后的延迟分布作为接收到的OFDM信号的延迟分布。
此外，如上述实施方式2那样，对与中心相距±Ts/2的时间范围内的基于功率的延迟分布进行偏移处理（使其主波的索引与基于SP的延迟分布的主波的索引相匹配），按每一索引读出进行偏移处理后的基于功率的延迟分布的值，将该读出值和与该读出值的到达时间（索引）相应的上述基于SP的延迟分布的值进行相乘，将相乘后的延迟分布作为接收到的OFDM信号的延迟分布。
通过将基于SP的延迟分布的检测时间范围与基于功率的延迟分布相匹配并合成，从而能正确地检测出由于折回而出现在基于SP的延迟分布上的、超过±Ts/6的来波。此外，还有能将可检测的最大延迟时间扩展到±Ts/2的优点。
如上所述，根据本实施方式3，延迟分布合成部11使用将从第二逆傅里叶变换部10b输出的基于SP的延迟分布中的来波的检测时间范围的延迟分布内容分别复制到该检测时间范围的前后的延迟分布、和与中心相距±Ts/2的时间范围的基于功率的延迟分布，从而生成接收到的OFDM信号的延迟分布。
通过这样，能获得与上述实施方式1或上述实施方式2相同的效果，并且能将基于SP的延迟分布中的来波检测时间范围扩展成3倍。
实施方式4
图14是表示本发明的实施方式4的数字广播接收装置的结构的框图。从实施方式1到实施方式3的结构中，包括第一逆傅里叶变换部10a和第二逆傅里叶变换部10b这2个逆傅里叶变换部，但如图14所示，实施方式4的数字广播接收装置1B仅包括1个逆傅里叶变换部10。即，信号选择部12将子载波功率计算部9的输出和时间方向内插部6的输出进行切换并输入到逆傅里叶变换部10，从而1个逆傅里叶变换部10生成基于功率的延迟分布并生成基于SP的延迟分布。此外，存储部13是存放由逆傅里叶变换部10生成的延迟分布的存储部，所存放的延迟分布由延迟分布合成部11适当地读出。另外，图14中，对与图9相同的结构部标注相同标号，并省略其说明。
接下来，对动作进行说明。
信号选择部12分别选择对于接收到的同一信号的、子载波功率计算部9的输出和时间方向内插部6的输出并输入到逆傅里叶变换部10。
在逆傅里叶变换部10中，对经由信号选择部12所输入的子载波功率计算部9的输出信号和时间方向内插部6的输出信号分别进行逆傅里叶变换，将这些变换结果的I轴和Q轴分别求平方并相加，从而作为基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布存放于存储部13中。
另外，此时，逆傅里叶变换部10也可如实施方式3所示那样，对于基于SP的延迟分布，将该基于SP的延迟分布的检测时间范围的内容复制到时序列前后来生成分布并存放到存储部13中。
延迟分布合成部11利用存放于存储部13中的基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布，以与实施方式1到实施方式3的任一实施方式相同的方法，生成接收到的OFDM信号的延迟分布。
如上所述，根据本实施方式4，包括：傅里叶变换部2，该傅里叶变换部2对接收到的OFDM信号按每一传输单元进行傅里叶变换；子载波功率计算部9，该子载波功率计算部9根据利用傅里叶变换部2进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据；导频信号提取部3，该导频信号提取部3从利用傅里叶变换部2进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；除法部5，该除法部5将提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；时间方向内插部6，该时间方向内插部6将对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插并输出；信号选择部12，该信号选择部12将子载波功率计算部9和时间方向内插部6的输出数据进行切换并选择；逆傅里叶变换部10，该逆傅里叶变换部10对利用信号选择部12选择的输出数据进行逆傅里叶变换；以及存储部13，该存储部13存储有利用逆傅里叶变换部10对子载波功率计算部9的输出数据进行逆傅里叶变换后得到的基于功率的延迟分布、和对时间方向内插部6的输出数据进行逆傅里叶变换后得到的基于SP的延迟分布，延迟分布合成部11利用从存储部13读出的基于功率的延迟分布和基于SP的延迟分布，作为接收到的OFDM信号的延迟分布而输出。通过这种结构，可使逆傅里叶变换部从2个变为1个，从而减少电路。
实施方式5
图15是表示本发明的实施方式5的数字广播接收装置的结构的框图。实施方式5的数字广播接收装置1C是对上述实施方式4的结构追加了傅里叶变换定时生成部14。傅里叶变换定时生成部14是基于延迟分布合成部11的输出（合成延迟分布）、生成最优傅里叶变换定时（傅里叶变换的开始时间位置）的结构部。从傅里叶变换定时生成部14向傅里叶变换部2通知所生成的傅里叶变换定时。例如，当到达时间超过保护间隔的来波出现在延迟分布上时，傅里叶变换定时生成部14对傅里叶变换定时进行变更以使到达时间在保护间隔内。由此，能提高接收性能。此外，延迟分布合成部11利用与上述实施方式1到上述实施方式3的任一实施方式相同的方法来生成合成延迟分布。
此外，在实施方式5中，基于延迟分布合成部11的输出（合成延迟分布），时间方向内插部6和频率方向内插部7分别决定最优内插系数。例如，当超过内插系数带的来波出现在延迟分布上时，对系数进行变更以使其落入该内插系数带内。
此外，实施方式5的数字广播接收装置执行以下控制中的至少一个：上述傅里叶变换定时生成部14进行的傅里叶变换定时控制、时间方向内插部6进行的内插系数控制、以及频率方向内插部7进行的内插系数控制，还可将所有控制加以组合来执行。
如上所述，根据本实施方式5，由于包括根据由延迟分布合成部11生成的合成延迟分布来决定傅里叶变换的开始定时（开始时间位置）的傅里叶变换定时生成部14，因此，能利用延迟分布合成部11生成的不含误差信号的正确的延迟分布，来决定正确的傅里叶变换的开始定时。
此外，由于时间方向内插部6和频率方向内插部7中的至少一个根据由延迟分布合成部11生成的合成延迟分布来决定内插系数，因此，能利用由延迟分布合成部11生成的不含误差信号的正确的延迟分布，来决定最优内插系数。
通过这样利用不含误差的延迟分布合成结果来进行控制，从而即使在高速行驶时和存在延迟较长的来波的环境下，也能不进行误控制，能提高接收装置的接收性能。
此外，尽管在实施方式5中，示出了对实施方式4的结构追加了傅里叶变换定时生成部14的情形，但也可对实施方式1到实施方式3的任一实施方式采用实施方式5的概念，从而构成为执行傅里叶变换定时生成部14进行的傅里叶变换定时控制、时间方向内插部6进行的内插系数控制和频率方向内插部7进行的内插系数控制中的至少一种控制，或者可构成为将所有控制加以组合来执行。
工业上的实用性
本发明所涉及的数字广播接收装置，由于即使在装载有该接收装置的移动体高速移动的环境下，或在基于SP的延迟分布中存在超过可检测出来波的时间范围的来波的情况下，也能提供不含误差的延迟分布，并且能正确地接收而不进行误控制，因此适用于车辆用数字广播接收装置。

Claims (24)

1.一种数字广播接收装置，该数字广播接收装置接收正交频分复用后的信号，其特征在于，包括：
傅里叶变换部，该傅里叶变换部对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换；
子载波功率计算部，该子载波功率计算部根据利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据；
第一逆傅里叶变换部，该第一逆傅里叶变换部对利用所述子载波功率计算部计算出的子载波功率数据进行逆傅里叶变换，从而生成第一延迟分布；
导频信号提取部，该导频信号提取部从利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；
除法部，该除法部将利用所述导频信号提取部提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；
时间方向内插部，该时间方向内插部将利用所述除法部计算出的对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插；
第二逆傅里叶变换部，该第二逆傅里叶变换部对利用所述时间方向内插部在时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换，从而生成第二延迟分布；以及
延迟分布合成部，该延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使由所述第一逆傅里叶变换部生成的第一延迟分布和由所述第二逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留所述第二延迟分布中的、与所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于所述阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
2.如权利要求1所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述延迟分布合成部使用第三延迟分布来替代由所述第二逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布，其中该第三延迟分布是将该第二延迟分布中的来波的检测时间范围的内容分别复制到该检测时间范围的前后来形成的，所述延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使所述第三延迟分布和由所述第一逆傅里叶变换部生成的第一延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留所述第三延迟分布中的、与所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于所述阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
3.如权利要求1所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括傅里叶变换定时生成部，该傅里叶变换定时生成部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定由所述傅里叶变换部进行的傅里叶变换的开始定时。
4.如权利要求1所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述时间方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的时间方向内插的内插系数。
5.如权利要求1所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括频率方向内插部，该频率方向内插部对利用所述时间方向内插部在时间方向进行了内插的传输线路特性数据在频率方向进行内插，
所述频率方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的频率方向内插的内插系数。
6.一种数字广播接收装置，该数字广播接收装置接收正交频分复用后的信号，其特征在于，包括：
傅里叶变换部，该傅里叶变换部对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换；
子载波功率计算部，该子载波功率计算部根据利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据；
第一逆傅里叶变换部，该第一逆傅里叶变换部对利用所述子载波功率计算部计算出的子载波功率数据进行逆傅里叶变换，从而生成第一延迟分布；
导频信号提取部，该导频信号提取部从利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；
除法部，该除法部将利用所述导频信号提取部提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；
时间方向内插部，该时间方向内插部将利用所述除法部计算出的对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插；
第二逆傅里叶变换部，该第二逆傅里叶变换部对利用所述时间方向内插部在时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换，从而生成第二延迟分布；以及
延迟分布合成部，该延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使由所述第一逆傅里叶变换部生成的第一延迟分布和由所述第二逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布的主波的到达时间相一致，并且将所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布和所述第二延迟分布的相对应的到达时间的值相乘，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
7.如权利要求6所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述延迟分布合成部使用第三延迟分布来替代由所述第二逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布，其中该第三延迟分布是将该第二延迟分布中的来波的检测时间范围的内容分别复制到该检测时间范围的前后来形成的，所述延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使所述第三延迟分布和由所述第一逆傅里叶变换部生成的第一延迟分布的主波的到达时间相一致，并且将所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布和所述第三延迟分布的相对应的到达时间的值相乘，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
8.如权利要求6所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括傅里叶变换定时生成部，该傅里叶变换定时生成部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定由所述傅里叶变换部进行的傅里叶变换的开始定时。
9.如权利要求6所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述时间方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的时间方向内插的内插系数。
10.如权利要求6所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括频率方向内插部，该频率方向内插部对利用所述时间方向内插部在时间方向进行了内插的传输线路特性数据在频率方向进行内插，
所述频率方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的频率方向内插的内插系数。
11.一种数字广播接收装置，该数字广播接收装置接收正交频分复用后的信号，其特征在于，包括：
傅里叶变换部，该傅里叶变换部对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换；
子载波功率计算部，该子载波功率计算部根据利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据并输出；
导频信号提取部，该导频信号提取部从利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；
除法部，该除法部将利用所述导频信号提取部提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；
时间方向内插部，该时间方向内插部将利用所述除法部计算出的对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插并输出；
信号选择部，该信号选择部将所述子载波功率计算部和所述时间方向内插部的输出数据进行切换并选择；
逆傅里叶变换部，该逆傅里叶变换部对利用所述信号选择部选择的输出数据进行逆傅里叶变换；
存储部，该存储部存储有利用所述逆傅里叶变换部对所述子载波功率计算部的输出数据进行逆傅里叶变换后得到的第一延迟分布、和对所述时间方向内插部的输出数据进行逆傅里叶变换后得到的第二延迟分布；以及
延迟分布合成部，该延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使从所述存储部读出的所述第一延迟分布和所述第二延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留所述第二延迟分布中的、与所述来波的检测时间被偏移的所述第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于所述阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
12.如权利要求11所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述延迟分布合成部使用第三延迟分布来替代由所述逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布，其中该第三延迟分布是将该第二延迟分布中的来波的检测时间范围的内容分别复制到该检测时间范围的前后来形成的，所述延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使所述第三延迟分布和所述第一延迟分布的主波的到达时间相一致，并且保留所述第三延迟分布中的、与所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值，将与小于所述阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
13.如权利要求11所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括傅里叶变换定时生成部，该傅里叶变换定时生成部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定由所述傅里叶变换部进行的傅里叶变换的开始定时。
14.如权利要求11所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述时间方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的时间方向内插的内插系数。
15.如权利要求11所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括频率方向内插部，该频率方向内插部对利用所述时间方向内插部在时间方向进行了内插的传输线路特性数据在频率方向进行内插，
所述频率方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的频率方向内插的内插系数。
16.一种数字广播接收装置，该数字广播接收装置接收正交频分复用后的信号，其特征在于，包括：
傅里叶变换部，该傅里叶变换部对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换；
子载波功率计算部，该子载波功率计算部根据利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据，计算出子载波功率数据并输出；
导频信号提取部，该导频信号提取部从利用所述傅里叶变换部进行傅里叶变换后的数据中提取出导频信号；
除法部，该除法部将利用所述导频信号提取部提取出的导频信号除以已知值，从而计算出对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据；
时间方向内插部，该时间方向内插部将利用所述除法部计算出的对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据在时间方向进行内插并输出；
信号选择部，该信号选择部将所述子载波功率计算部和所述时间方向内插部的输出数据进行切换并选择；
逆傅里叶变换部，该逆傅里叶变换部对利用所述信号选择部选择的输出数据进行逆傅里叶变换；
存储部，该存储部存储有利用所述逆傅里叶变换部对所述子载波功率计算部的输出数据进行逆傅里叶变换后得到的第一延迟分布、和对所述时间方向内插部的输出数据进行逆傅里叶变换后得到的第二延迟分布；以及
延迟分布合成部，该延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使从所述存储部读出的所述第一延迟分布和所述第二延迟分布的主波的到达时间相一致，并且将所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布和所述第二延迟分布的相对应的到达时间的值相乘，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
17.如权利要求16所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述延迟分布合成部使用第三延迟分布来替代由所述逆傅里叶变换部生成的第二延迟分布，其中该第三延迟分布是将该第二延迟分布中的来波的检测时间范围的内容分别复制到该检测时间范围的前后来形成的，所述延迟分布合成部将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移，以使所述第三延迟分布和所述第一延迟分布的主波的到达时间相一致，并且将所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布和所述第三延迟分布的相对应的到达时间的值相乘，从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出。
18.如权利要求16所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括傅里叶变换定时生成部，该傅里叶变换定时生成部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定由所述傅里叶变换部进行的傅里叶变换的开始定时。
19.如权利要求16所述的数字广播接收装置，其特征在于，所述时间方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的时间方向内插的内插系数。
20.如权利要求16所述的数字广播接收装置，其特征在于，包括频率方向内插部，该频率方向内插部对利用所述时间方向内插部在时间方向进行了内插的传输线路特性数据在频率方向进行内插，
所述频率方向内插部基于由所述延迟分布合成部生成的延迟分布的内容，决定所述传输线路特性数据的频率方向内插的内插系数。
21.一种延迟分布生成方法，该延迟分布生成方法利用接收正交频分复用后的信号的数字广播接收装置来生成接收信号的延迟分布，该延迟分布生成方法的特征在于，包括：
根据对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据计算出子载波功率数据、并对该子载波功率数据进行逆傅里叶变换从而生成第一延迟分布的步骤；
从对所述接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据提取出导频信号、将该导频信号除以已知值来获得对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据并对该传输线路特性数据在时间方向进行内插、对在该时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换从而生成第二延迟分布的步骤；
将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移、以使所述第一延迟分布和所述第二延迟分布的主波的到达时间相一致的步骤；以及
保留所述第二延迟分布中的与所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值、将与小于所述阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值、从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出的步骤。
22.一种延迟分布生成方法，该延迟分布生成方法利用接收正交频分复用后的信号的数字广播接收装置来生成接收信号的延迟分布，该延迟分布生成方法的特征在于，包括：
根据对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据计算出子载波功率数据、并对该子载波功率数据进行逆傅里叶变换从而生成第一延迟分布的步骤；
从对所述接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据提取出导频信号、将该导频信号除以已知值来获得对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据并对该传输线路特性数据在时间方向进行内插、对在该时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换从而生成第二延迟分布的步骤；
将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移、以使第三延迟分布和所述生成的第一延迟分布的主波的到达时间相一致的步骤，其中所述第三延迟分布是将所述第二延迟分布中的来波的检测时间范围的内容分别复制到该检测时间范围的前后来形成的；以及
保留所述第三延迟分布中的与所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布中的规定阈值以上的值的到达时间相对应的值、将与小于所述阈值的值的到达时间相对应的值替换成不作为来波处理的值、从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出的步骤。
23.一种延迟分布生成方法，该延迟分布生成方法利用接收正交频分复用后的信号的数字广播接收装置来生成接收信号的延迟分布，该延迟分布生成方法的特征在于，包括：
根据对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据计算出子载波功率数据、并对该子载波功率数据进行逆傅里叶变换从而生成第一延迟分布的步骤；
从对所述接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据提取出导频信号、将该导频信号除以已知值来获得对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据并对该传输线路特性数据在时间方向进行内插、对在该时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换从而生成第二延迟分布的步骤；
将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移、以使所述第一延迟分布和所述第二延迟分布的主波的到达时间相一致的步骤；以及
将所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布和所述第二延迟分布的相对应的到达时间的值相乘、从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出的步骤。
24.一种延迟分布生成方法，该延迟分布生成方法利用接收正交频分复用后的信号的数字广播接收装置来生成接收信号的延迟分布，该延迟分布生成方法的特征在于，包括：
根据对接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据计算出子载波功率数据、并对该子载波功率数据进行逆傅里叶变换从而生成第一延迟分布的步骤；
从对所述接收到的正交频分复用信号按每一传输单元进行傅里叶变换后的数据提取出导频信号、将该导频信号除以已知值来获得对于各传输单元的导频信号的传输线路特性数据并对该传输线路特性数据在时间方向进行内插、对在该时间方向进行内插后的传输线路特性数据进行逆傅里叶变换从而生成第二延迟分布的步骤；
将所述第一延迟分布的来波的检测时间进行偏移、以使第三延迟分布和所述第一延迟分布的主波的到达时间相一致的步骤，其中所述第三延迟分布是将所述第二延迟分布中的来波的检测时间范围的内容分别复制到该检测时间范围的前后来形成的；以及
将所述来波的检测时间被偏移的第一延迟分布和所述第三延迟分布的相对应的到达时间的值相乘、从而作为所述接收到的正交频分复用信号的延迟分布而输出的步骤。
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