KR100510637B1

KR100510637B1 - Dvb 시스템의 동기 검출 장치

Info

Publication number: KR100510637B1
Application number: KR1019980047676A
Authority: KR
Inventors: 박민영
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 1998-11-07
Filing date: 1998-11-07
Publication date: 2006-02-28
Anticipated expiration: 2018-11-07
Also published as: GB2345831B; GB9926439D0; DE19953184B4; GB2345831A; DE19953184A1; KR20000031569A

Abstract

유럽의 디지털 TV 지상파 전송 시스템에서 FFT 윈도우 시작 위치를 검출하는 장치에 관한 것으로서, 특히 입력되는 복소 샘플 데이타를 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 따라 데시메이션하는 데시메이션부와, (N은 유효 데이터 샘플 수) 샘플만큼 지연된 데이타와 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 구하는 상관부와, 보호 구간만큼의 샘플값을 더하여 누적하는 보호구간 섬부와, 상기 보호구간 섬부의 출력 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부와, 상기 보간된 값을 이용하여 정확한 STS 위치를 검출하는 STS 검출부로 구성되어, 상기 상관부와 보호 구간 섬부의 FIFO 메모리 크기를 크게 줄임으로써, COFDM 복조기의 IC화를 용이하게 할 수 있다. 또한, 이때 발생하는 Coarse STS의 위치 오류를 현저히 줄여 줌으로써, 시스템의 동기 성능을 향상시켜 준다.

Description

ＤＶＢ 시스템의 동기 검출 장치

본 발명은 디지털 TV 전송에 관한 것으로서, 특히 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 시스템에서 수신되는 신호의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform ; FFT) 윈도우 시작 위치를 검출하기 위한 동기 검출 장치에 관한 것이다.

일반적으로 DVB-T 시스템은 유럽의 지상파 디지털 TV 전송 시스템으로 현재 유럽의 몇몇 국가에서 시험방송 중이다. 이 DVB-T 시스템은 전송 방식으로 여러 개의 캐리어에 정보를 실어 전송하는 부호화 직교주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing ; COFDM) 변조 방식을 사용하는데, 전송하는 캐리어의 수에 따라 캐리어의 수가 1705개인 2K 모드와 6817개인 8K 모드로 다시 나뉘어진다.

이러한 DVB-T 시스템은 여러개의 캐리어를 낮은 전송 레이트로 동시에 전송함으로써, 시간축에서 보았을 때 한 OFDM 심볼의 주기를 길게하고 또한 각 심볼마다 보호 구간(Guard Interval)을 두어 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키는 장점을 갖고 있다.

이때, 2K 모드와 8K 모드는 보호 구간의 길이에 따라 4가지 방식(예컨대, 1/4, 1/8, 1/16, 1/32)으로 나뉘어지게 된다.

그리고, 상기 DVB-T 시스템은 송신측에서 전송하고자 하는 정보를 역 FFT에 의해 주파수 상으로 전송하므로 수신측에서 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다.

이때, 수신기에서 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform ; FFT)를 하기 위해서는 수신된 신호의 디지털 샘플(Digital sample) 중 어디서부터(즉, FFT할 데이터 샘플의 시작점)와 얼만큼(즉, FFT할 데이터의 샘플 구간) FFT를 해야하는가를 알아야지만 정확한 FFT 결과를 얻어낼 수 있다. 이는 각 심볼이 보호 구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호 구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이므로, FFT는 유효 구간의 데이터에 대해서만 행해져야 하기 때문이다. Coarse FFT 윈도우(CFW)는 유효 데이터의 구간을 지정하는 신호로서, CFW의 시작 위치를 정확히 알아야만 정확한 CFW가 발생하고 FFT가 이루어지게 된다.

이때, 2K 모드와 8K 모드의 신호를 각각 복조하기 위해서는 2048-포인트 FFT와 8192-포인트 FFT를 사용해야 한다.

도 1은 이러한 Coarse FFT 윈도우(CFW)를 발생시키는 종래의 DVB-T 시스템의 구성 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 신호는 튜너부(11)와 A/D 변환부(12), I/Q 분리부(13)를 거쳐 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 Coarse STS(Symbol Timing Synchronization)부(14)와 FFT부(16)에 입력된다.

상기 Coarse STS부(14)는 OFDM 심볼의 사이클릭 확장(Cyclic Extension)을 이용하여 CFW의 시작 위치를 검출한다. 즉, 보호 구간의 데이터는 도 3과 같이 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이라는 사실을 이용하여 심볼의 시작점을 찾아내는 것이다. 이러한 방식으로 OFDM 심볼의 시작점 즉, FFT 윈도우의 시작점을 찾기 위해서는 다음과 같은 수학식 1을 이용한다.

fft_start_position = arg max {Z(d)}

d = [0, N+L-1]

Z(d) = |^*|

상기 수학식 1에서 N은 OFDM 심볼의 유효(Useful) 데이터 샘플수, L은 보호 구간의 샘플 수, x(k)는 k번째 샘플 데이터이다. 상기와 같이 N+L 만큼의 구간 동안 서로 N만큼 떨어진 L개의 샘플 데이터의 conjugate 곱의 절대값들 중 최대값을 나타내는 위치가 바로 OFDM 심볼의 시작점을 찾는데 기준점이 된다. 즉, 보호 구간의 데이터는 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문에, 보호 구간내의 데이터의 합이 최대값이 될 확률이 제일 크기 때문이다.

도 2는 상기 수학식 1을 이용하여 시스템으로 설계한 것이다.

즉, 입력되는 샘플 데이터는 콘쥬게이터(Conjugator)(22)를 통해 곱셈기(23)로 입력됨과 동시에 N(예컨대, 2k 모드인 경우 2048)개의 레지스터로 된 지연기(21)로 입력되고, 지연기(21)에서는 N만큼 지연된 샘플 데이터가 곱셈기(23)로 입력된다. 그러므로, 상기 곱셈기(23)는 콘쥬게이트된 후 입력되는 샘플 데이터와 N만큼 떨어진 샘플 데이터를 곱한다. 상기 곱셈기(23)의 출력은 L개의 레지스터로 된 지연기(24)로 입력됨과 동시에 감산기(25)로 입력된다. 상기 감산기(25)는 현재 입력되는 데이터에서 L만큼 지연된 데이터를 뺀 결과를 누적기(26)로 출력하여 누적하게 된다. 즉, N만큼 떨어진 L개의 샘플 데이터의 합이 누적된다.

상기 누적기(26)의 누적 결과는 다시 메모리(28)의 출력과 가산기(27)에서 더해져 CFW 위치 판별부(29)로 입력된다. 여기서, 상기 가산기(27)의 결과는 다시 메모리(28)로 피드백되어 누적된다.

만일 전송 채널이 열악하여 잡음이나 고스트가 많은 경우에는 계산되어지는 Coarse FFT 윈도우의 위치값이 매 심볼마다 변하는 경우도 생길 수 있다. 그러므로 변하는 값들 중 어떤 위치값이 정확한 값인지 판단하기가 어려워지는 문제점이 발생하는데, 도 2는 이와 같은 문제를 해결하기 위해서 상기 수학식 1에서 계산된 값 Z(d)를 메모리(28)를 이용하여 매 심볼마다 계속해서 누적해 더해감으로써 Z(d)가 최대가 되는 위치를 CFW 위치 판별부(29)에서 찾아내게 한다. FFT 윈도우 발생부(15)는 상기 CFW 위치 판별부(29)의 CFW 위치 데이터를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, FFT부(16)는 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다

하지만 도 2에서 볼수 있듯이 이러한 방식을 사용하여 Coarse STS을 얻기 위해서는 기본적으로 FFT-포인트 수 + 보호 구간의 샘플 수만큼의 FIFO(First Input First Output) 메모리(21,24)가 필요하게 된다. 이는 COFDM 복조기 칩을 IC화하는데 있어서 가장 큰 장애 요인이 된다.

따라서, 상기 FIFO 메모리의 크기를 줄이기 위해서 수신되는 신호 샘플을 데시메이션(decimation)하는 방법을 사용하기도 하는데, 이와 같은 방식을 사용하게 되면 메모리의 크기는 줄어들게 되지만 Coarse STS의 위치가 데시메이션된 만큼 불확실하게 되므로 데시메이션을 크게 할수록 동기의 정확도가 떨어지는 문제점이 있다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 샘플을 데시메이션하여 메모리에 저장한 후 다시 보간을 통해 동기 검출을 함으로써, FIFO 메모리의 크기를 줄이면서 STS 위치의 정확도를 높이는 DVB 시스템의 동기 검출 장치를 제공함에 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치는, 입력되는 복소 샘플 데이타를 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 따라 데시메이션하는 데시메이션부와, (N은 유효 데이터 샘플 수) 크기의 지연기를 구비하여 샘플만큼 지연된 데이타와 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 구하는 상관부와, (L은 보호 구간 샘플수) 크기의 지연기를 구비하여 보호 구간만큼의 샘플을 더하여 누적하는 보호구간 섬부와, 상기 보호구간 섬부의 출력 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부와, 상기 보간된 값을 이용하여 정확한 심볼 타이밍 동기(STS) 위치를 검출하는 STS 검출부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.

상기 데시메이션부의 데시메이션 값(M)은 전송 모드에 따라 변경되는 것을 특징으로 한다.

상기 보간부는 로우 패스 필터로 구성되며, 필터 탭수와 대역폭은 전송 모드에 따라 서로 다른 값을 갖는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치를 나타낸 블록도로서, 하나의 OFDM 심볼 구간내에서 심볼의 시작점에 가장 가까운 위치 데이터와 그때의 누적 데이타를 출력하는 도 1의 Coarse STS부의 상세 블록도이다.

즉, 도 4를 보면, 입력되는 데이터를 데시메이션하는 데시메이션부(30), N 샘플 이전 값과 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관(correlation) 값을 계산하는 상관부(40), 보호 구간 샘플수만큼 더하는 보호구간 섬(summation)부(50), 상기 데시메이션된 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부(60), 및 상기 보간된 값을 이용하여 정확한 STS 위치를 검출하는 Coarse STS 검출부(70)로 구성된다.

도 5는 도 4의 상세 블록도로서, 상기 데시메이션부(30)의 데시메이션 값(M)은 전송 모드가 2K일 때와 8K일 때에 따라 변경되며 전송 모드가 8K인 경우의 데시메이션 값은 2K인 경우의 데시메이션 값의 4배가 된다.

상기 상관부(40)는 (N은 유효 데이터 샘플 수)개의 레지스터로 된 지연기(41), 상기 데시메이션부(30)에서 데시메이션되어 출력되는 복소 샘플 데이터를 콘쥬게이팅하여 실수로 변환하는 콘쥬게이터(42), 및 상기 지연기(41)에서 샘플만큼 지연된 데이터와 콘쥬게이터(42)의 출력을 곱하는 곱셈기(43)로 구성된다.

상기 보호 구간 섬부(50)는 (L은 보호 구간의 샘플 수)개의 레지스터로 되어 상기 상관부(40)의 출력 데이터를 지연시키는 지연기(51), 상기 상관부(40)의 출력 데이터에서 상기 지연기(51)의 지연 데이터를 빼는 감산기(52), 및 상기 감산기(52)의 출력을 누적하는 누적기(53)로 구성된다.

상기 보간부(60)는 로우 패스 필터(Low Pass Filter)로 구성되며, 필터 탭수와 대역폭은 전송 모드가 2K일 경우와 8K일 경우 각각에 대해서 다른 값을 갖게 된다.

상기 Coarse STS 검출부(70)는 상기된 도 2와 동일한 소자 즉, 가산기(71), 메모리(72), 및 CFW 위치 판별부(73)로 구성된다.

이와같이 구성된 본 발명에서 I/Q 분리부(13) 전단까지의 동작과 FFT부(16) 이후의 동작은 종래 기술과 같다. 즉, 튜너부(11)는 안테나를 통해 수신된 신호로부터 원하는 채널의 신호를 선택하고, A/D 변환부(12)는 선택된 채널 신호를 디지털 샘플 데이터로 변환한다. 이렇게 변환된 샘플 데이타는 I/Q 분리부(13)로 입력되어 실수부와 허수부를 갖는 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된다. 이 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)는 Coarse STS부(15)와 FFT부(16)에 입력된다.

이때, Coarse STS부(15)의 데시메이션부(30)로 입력된 복수 샘플 데이터 x(n)는 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 의해서 데시메이션된다. 예컨대, 입력된 복수 샘플 데이터 x(n)는 데시메이션되어 M개마다 하나씩만 출력되게 된다. 만일, 데시메이션 값(M)이 2인 경우 상기 데시메이션부(30)는 입력 데이터를 하나씩 건너서 출력하게 된다. 따라서, 데이터의 개수는 원래 데이터의 개수의 1/M만큼만 출력된다.

이렇게 데시메이션된 데이터는 상관부(40)에 입력되어 보호구간 내의 데이터와 그 복사본이 있는 구간간의 상관값을 구한다.

즉, 상기 데시메이션부(30)에서 출력되는 데이터는 상관부(40)의 지연기(41)로 입력되어 지연된다. 이때, 종래에는 N=2048(2K 모드)만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 해서 상관값을 구했지만 본 발명에서는 데시메이션을 하였으므로 만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 해서 상관값을 구한다. 이것은 필요한 지연기(41)의 크기가 1/M만큼 줄어들게 된 것을 의미한다.

그리고, 상기 상관부(40)에서 출력되는 데이터는 보호 구간 섬부(50)로 입력되어 보호 구간 값에 따라 그 구간의 데이터 개수만큼 합하게 된다. 즉, 상기 상관부(40)의 출력 데이터는 보호구간 섬부(50)의 지연기(51), 감산기(52), 및 누적기(53)를 통해 OFDM 심볼의 보호 구간(L)만큼의 샘플을 합한 결과를 얻게 된다.

이때에도, 상기 지연기(51)의 크기는 데시메이션에 의해서 1/M만큼 줄어들게 된다.

이와 같이, 데시메이션 방법을 이용하면 Coarse STS의 위치를 매우 적은 메모리를 사용하여 얻을 수 있게 된다. 하지만 데시메이션을 M만큼 하게되면 동기 위치의 정확도는 M배만큼 줄어들게 된다. 그러므로, 메모리 양을 줄이기 위해서 데시메이션의 크기를 크게하면 할수록 정확도는 계속 떨어지게 된다.

본 발명은 이러한 문제를 해결하기 위해서 보호구간 섬부(50)의 누적기(53)를 통과한 데이터를 보간부(60)에서 원래의 데이터로 복원한다. 즉, 상기 보간부(60)는 간단한 LPF로 구현하여 데시메이션된 두 개의 데이터 사이의 값을 추정하여 연결해 나간다. 이렇게 데시메이션한 데이터를 LPF에 의해서 복원할 수 있는 것은 누적기(53)를 통과한 데이터의 주파수 값이 DC쪽에 치우쳐 있기 때문이다.

그리고, 상기 보간부(60)에서 원래의 샘플 개수로 복원된 데이터는 Coarse STS 검출부(70)로 입력되어 Coarse 심볼 타이밍 위치 데이터를 얻는다.

즉, 상기 보간부(60)의 출력 데이터는 다시 메모리(72)의 출력과 가산기(71)에서 더해져 CFW 위치 판별부(73)로 입력된다. 여기서, 상기 가산기(71)의 결과는 다시 메모리(72)로 피드백되어 누적된다.

만일 전송 채널이 열악하여 잡음이나 고스트가 많은 경우에는 계산되어지는 Coarse FFT 윈도우의 위치값이 매 심볼마다 변하는 경우도 생길 수 있다. 그러므로 변하는 값들 중 어떤 위치값이 정확한 값인지 판단하기가 어려워지는 문제점이 발생하는데, 이를 해결하기 위해서 상기 보간부(60)의 출력을 메모리(72)를 이용하여 매 심볼마다 계속해서 누적해 더해감으로써 수학식 1의 Z(d)가 최대가 되는 위치를 CFW 위치 판별부(73)에서 찾아내게 한다.

즉, 상기 CFW 위치 판단부(73)는 현재까지 계산된 위치 데이터와 누적 데이터를 메모리(72)로부터 읽어서 누적기 값이 가장 큰 위치 데이터를 찾는다. 이렇게 찾은 위치 데이터를 CFW의 위치 데이터라고 판단하고 이를 FFT 윈도우 발생부(15)로 출력한다.

상기 FFT 윈도우 발생부(15)는 상기 CFW 위치 판단부(74)의 CFW 위치 데이터를 기준으로 CFW의 시작 위치를 찾아 FFT 윈도우를 발생하고, FFT부(16)는 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다. 즉, 상기 CFW 위치 데이터가 바로 OFDM 심볼의 윈도우 시작점을 찾는 기준점이 된다.

도 6은 본 발명의 동작 원리를 나타낸 것으로서, 모든 전송 시스템은 채널을 통하여 전송단에서 수신단으로 전달되는데, 이때 항상 발생하는 것이 심볼간 간섭(ISI) 현상이다. 즉, 인접한 신호가 다음 신호 데이터 부분으로 스며들어와 데이터를 왜곡시키는 현상을 말한다. 도 6a에서 빗금친 부분이 ISI 현상을 나타낸 것이다. 또한, 도 6b와 같이 보호 구간의 크기를 12 샘플로 하였으며 데시메이션 값은 4로 하여 도 6c, 도 6d와 같이 4개 샘플마다 하나씩의 데이터만이 출력되도록 하였다.

상기 도 6c의 경우는 실제 유효 데이터 구간의 시작점과 데시메이션을 하는 위치의 차이가 3 샘플이 나는 경우를 나타낸 것이며, 도 6d는 그 차이가 나지 않는 경우를 나타낸 것이다.

따라서, 도 6c의 경우 샘플(b)는 ISI의 영향을 거의 받지 않게 된다. 그러므로, 구간 2내의 데이터의 상관 합(b+b'+c+c'+d+d')이 가장 큰 값을 갖게 되며 나머지 구간 1과 구간 3의 누적기 출력 값은 이보다 작은 값을 갖게 된다. 즉, 구간 1의 샘플(a)와 샘플(a') 또는 구간 3의 샘플(e)와 샘플(e')는 서로 다른 심볼 구간내의 값이므로 같은 심볼 구간인 구간 2의 누적기 출력 값보다 작게 된다. 이것을 그래프로 나타내면 도 7a와 같다.

또한, 이러한 누적기의 출력값을 보간부(60)에 입력시키면 도 8a와 같은 결과를 얻게 된다. 상기 그래프에서 볼 수 있듯이 구간 2 위치가 최대값이 되어 데시메이션을 한 위치가 원래 데시메이션 하기전의 위치와 큰 차이가 없음을 알 수 있다.

도 6d의 경우 샘플(B)는 ISI의 영향을 많이 받게 되어 신호의 왜곡이 많이 일어나게 된다. 즉, 구간 2의 샘플(B)와 샘플(B')는 같은 심볼 내에 있지만 샘플(B)가 ISI의 영향을 많이 받으므로 두 샘플(B,B')는 서로 다른 값을 갖게 된다. 그러므로, 구간 2의 누적기 출력값과 구간 3의 누적기 출력 값의 차이는 별로 크지 않게 되며 구간 1의 누적기 출력 값이 가장 작은 값을 나타나게 된다. 구간 1의 경우는 샘플(A)와 샘플(A')가 서로 다른 심볼 구간내의 값이고 샘플(B)와 샘플(B')는 같은 심볼 내에 있지만 ISI 영향으로 서로 다른 값을 갖기 때문에 구간 1의 누적기 출력값이 제일 작다. 이 결과를 나타낸 것이 도 7b이다.

이러한 누적기의 출력값을 보간부(60)에 입력하게 되면 도 8b와 같은 결과를 얻게 된다. 즉, 구간 2와 구간 3의 값이 비슷하므로 구간 2와 3의 중간 위치가 가장 큰 값을 갖게 된다. 그러므로, 심볼 동기의 위치가 실제 데시메이션하기 전의 위치에 2샘플만큼 더 근접한 결과를 얻게 된다. 즉, 위치 오류를 2만큼 줄인 것이다.

따라서, 데시메이션 값을 더 크게주면 메모리 크기는 현저히 줄어들게 되며 보상되는 오류 값도 더 커지게 되어 그 효과는 더욱 더 커지게 된다.

이와 같이 데시메이션과 보간을 이용하여 메모리 크기를 줄이면서도 심볼 동기의 위치 오류를 줄일 수 있게 된다.

또한, DVB-T 시스템의 경우 전송 모드가 8K인 경우에는 2K인 경우보다 4배 더 큰 데시메이션 값을 사용해도 시스템의 동기 성능에는 큰 영향이 없이 동작하게 되며 이때 보간부(60)의 LPF의 필터 탭수와 계수 값은 약간의 변경이 필요하다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치에 의하면, 입력된 복수 샘플 데이터를 외부에서 입력되는 데시메이션 값에 의해 데시메이션하여 N 샘플 이전 값과 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 계산하고 보호 구간만큼의 상관도를 계속해서 합한 후 상기 데시메이션되기 전의 원 샘플수로 복원함으로써, FIFO 메모리 크기를 크게 줄여 COFDM 복조기의 IC화를 용이하게 할 수 있다. 또한, 이때 발생하는 Coarse STS의 위치 오류를 현저히 줄여 줌으로써, 시스템의 동기 성능을 향상시켜 주는 효과가 있다.

도 1은 일반적인 DVB-T 시스템의 구성 블록도

도 2는 도 1의 Coarse STS부의 상세 블록도

도 3은 OFDM 심볼과 사이클릭 확장의 관계를 보인 도면

도 4는 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치의 구성 블록도

도 5는 도 4의 상세 블록도

도 6의 (a) 내지 (d)는 본 발명의 동작 원리를 보인 도면

도 7a, 도 7b는 도 6의 (c), (d)와 같은 경우에서 도 5의 누적기의 출력을 보인 그래프

도 8a, 도 8b는 도 6의 (c), (d)와 같은 경우에서 도 5의 보간부의 출력 상태를 보인 도면

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

30 : 데시메이션부 40 : 상관부

50 : 보호구간 섬부 60 : 보간부

70 : Coarse STS 검출부

Claims

부호화 직교주파수 분할 다중(COFDM) 방식으로 전송되어 수신된 데이터를 FFT 윈도우 내에서만 고속 푸리에 변환(FFT)하기 위하여 FFT 윈도우 시작 위치를 검출하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치에 있어서,

입력되는 복소 샘플 데이터를 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 따라 데시메이션하는 데시메이션부와,

(N은 유효 데이터 샘플 수) 크기의 지연기를 구비하고 상기 데시메이션부의 출력을 입력받아 샘플만큼 지연된 데이타와 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 구하는 상관부와,

(L은 보호 구간 샘플수) 크기의 지연기를 구비하고 상기 상관부의 출력을 입력받아 보호 구간만큼의 샘플을 더하여 누적하는 보호구간 섬부와,

상기 보호구간 섬부의 출력 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부와,

상기 보간된 값을 이용하여 정확한 심볼 타이밍 동기(STS) 위치를 검출하는 STS 검출부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 데시메이션부의 데시메이션 값(M)은 전송 모드에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치.
제 2 항에 있어서, 상기 데시메이션부의 데시메이션 값(M)은 전송 모드가 8K인 경우가 2K인 경우보다 크게 설정되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 보간부는

로우 패스 필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 로우 패스 필터의 탭수와 대역폭은 전송 모드에 따라 서로 다른 값을 갖는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치.