CN102460934B - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

具备接通关断信号制作部(8)的定时信号制作单元以及相判定信号单元和检测电流校正部(9)，根据定时信号ts1…以及相判定信号ph1…，求出用该定时信号设定的定时下的来自直流母线电流传感器(3)的电流检测值和该电流检测值的相类别，将在PWM周期内求出的各定时下的各相电流检测值idc1…校正为基准定时t0下的值，降低由于各相电流检测定时不同而产生的误差。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及使用多个开关单元、例如半导体开关元件将直流电力变换为交流电力的电力变换装置，特别涉及其电流检测技术。

背景技术

在作为电力变换装置的三相的逆变器中，为了检测三相的电流，一般采用如下方法：在三相中的二相中设置电流传感器，并检测这些二相的电流，利用三相电流之和是零来运算剩余的一相的电流，从而检测三相电流。

但是，存在如果设置二个电流传感器，则相应地成本变高且体积增加这样的问题。为了消除该问题，开发了在逆变器的直流母线中设置一个电流传感器，根据该直流母线电流和逆变器的半导体开关元件的开关状态再生三相电流的方法。

具体而言，如果在不同的二个相电流流过直流母线电流的开关模式下检测电流，则可以利用三相电流之和是零来检测三相电流(例如，参照专利文献1)。

但是，在上述方法中，在三相电压指令小的情况、三相电压指令中的二相的电压指令之差小的情况下，存在开关模式的持续时间变短，而电流检测变得困难这样的课题。

因此，开发了在PWM(脉冲宽度调制)周期前半部分中，校正成三相电压指令之差成为为了检测电流而充分的大小，在PWM周期后半部分中，校正成前半部分和后半部分的电压指令的平均等于原来的电压指令的方法。根据该方法，可以在每个PWM周期中，检测不同的二相的电流，运算三相电流(例如，参照专利文献2)。

【专利文献1】日本特开平2-197295号公报

【专利文献2】日本特开2001-327173号公报

发明内容

但是，在以往的电力变换装置中，没有叙述根据所检测到的直流母线电流运算三相电流的方法。假设，当将在不同的定时检测到的二相的电流视为在相同的时间轴检测到的电流而用于负载电流的控制的情况下，负载电流会与基于检测定时之差的误差相应地变形。另外，当根据在不同的定时检测到的二相的电流，利用三相电流之和是零来运算三相电流的情况下也是同样的。

本发明是为了解决上述那样的问题而完成的，其目的在于得到一种电力变换装置，当采用使用在逆变器的直流侧设置的一个电流传感器通过运算求出交流侧的各相电流这样的简便的电流检测方法的情况下，可以降低由于各相电流检测定时不同而产生的误差。

本发明的电力变换装置，具备：直流电源；逆变器，具有n相的上臂开关元件和n相的下臂开关元件，该上臂开关元件的一端与直流电源的正侧连接，该下臂开关元件与各相的上臂开关元件串联连接且一端与直流电源的负侧连接，在各相的上臂开关元件和下臂开关元件的连接点连接感应性负载，对上臂开关元件和下臂开关元件进行接通关断控制，从而对感应性负载供给n相交流电压，其中n是3以上的整数；电流传感器，检测在直流电源与逆变器之间流过的电流；以及接通关断信号制作部，对上臂开关元件和下臂开关元件输出接通关断信号，该电力变换装置具备：接通关断信号制作部的定时信号制作单元，制作定时信号，该定时信号用于设定检测在感应性负载中流过的各相电流的定时；接通关断信号制作部的相判定信号制作单元，制作相判定信号，该相判定信号用于在用该定时信号设定的定时判定在电流传感器中流过的电流的相类别；以及检测电流校正部，根据定时信号以及相判定信号，求出用该定时信号设定的定时下的来自电流传感器的电流检测值和该电流检测值的相类别，将在规定的周期内求出的各定时下的各相电流检测值校正为规定的基准定时下的值。

本发明如上所述，特别具备接通关断信号制作部的定时信号制作单元、相判定信号制作单元以及检测电流校正部，将由电流传感器在相互不同的定时检测到的各相电流检测值校正为相互相同的基准定时下的值，所以可以可靠地得到基于检测定时之差的误差被降低了的各相电流值。

附图说明

图1是示出作为本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。

图2是示出实施方式1中的各部的动作波形的图。

图3是用于说明式(1)、式(2)的电压V1、V2的计算依据的图。

图4是示出本发明的实施方式2的电力变换装置中的各部的动作波形的图。

图5是利用接通关断信号波形示出本发明的实施方式3的电力变换装置中的动作原理的图。

图6是作为用于说明本发明的实施方式4中的电力变换装置的动作的参考，示出将依次成为接通的相顺序固定了的情况下的接通关断信号和交流电流的波形的图。

图7是示出实施方式4中的接通关断信号和交流电流的波形的图。

图8是示出作为本发明的实施方式5的电力变换装置的结构的图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构的电路结构图。该电力变换装置由直流电源1、逆变器2、电流传感器3、以及控制部4构成，其输出被供给到感应性负载5。

逆变器2由一端与直流电源1的正侧连接的n(n是3以上的整数)相的上臂开关元件6、和与各相的上臂开关元件6串联连接且一端与直流电源1的负侧连接的n相的下臂开关元件7构成。

另外，作为直流电源1，可以考虑电池、二极管整流电路、PWM转换器等各种电源。

控制部4由接通关断信号制作部8、检测电流校正部9、电流控制部11、以及电感存储部12构成。

接下来，说明动作。在电流控制部11中，输入来自检测电流校正部9的n相校正电流i1、i2、…、in，并以对感应性负载5供给期望的电力的方式，输出上臂开关元件6的各相接通期间t1、t2、…、tn。

在接通关断信号生成部8中，制作使上臂开关元件6的Qp1、Qp2、…、Qpn以及下臂开关元件7的Qn1、Qn2、…、Qnn成为接通关断的接通关断信号。

图2示出该接通关断信号的例子。在接通关断信号为H时开关元件是接通、在L时是关断，作为使上臂开关元件6的Qp1、Qp2、…、Qpn成为接通关断的信号的Gp1、Gp2、…、Gpn和作为使下臂开关元件7的Qn1、Qn2、…、Qnn成为接通关断的信号的Gn1、Gn2、…、Gnn处于互补关系，即，例如，在Gp1为H时Gn1是L。

另外，在该例子中，接通期间t1、…、tn-1具有为了从电流传感器3取得电流检测值而充分的长度，但接通期间tn短，所以无法取得电流检测值。另外，图2中的i1、…、in是从逆变器2输出到感应性负载5的各相电流的波形，示出了基于根据接通关断信号而逆变器2输出的电压，各相交流电流变化的样子。

接通关断信号制作部8具备：定时信号制作单元，根据接通关断信号，制作设定对由电流传感器3得到的电流检测值进行采样保持的定时的定时信号ts1、ts2、…、tsn-1；以及相判定信号制作单元，制作判定在用该定时信号设定的定时由电流传感器3检测的电流相当于哪个相的电流的相判定信号ph1、ph2、…、phn-1。

在图2的例子中，通过定时信号ts1从电流传感器3能够检测出的电流是第1相电流i1、在定时信号ts2下是第2相电流i2、…、在定时信号tsn-1下是第n-1相电流in-1。

另外，第m个(m是1至n的整数)定时信号tsm从第m个成为H的接通信号的上升沿定时延迟了tdelaym。

检测电流校正部9具备采样保持部和电流运算部。

在检测电流校正部9中，如果对其采样保持部输入了定时信号ts1、ts2、…、tsn-1，则保持该时刻的来自电流传感器3的电流检测值并作为直流保持电流idc1、idc2、…、idcn-1输出。

在检测电流校正部9的电流运算部中，根据直流保持电流idc1、idc2、…、idcn-1、相判定信号ph1、ph2、…、phn-1、以及由电感存储部12存储的感应性负载5的电感L，通过后述要领，对交流侧的各相电流进行校正运算。

在图2的例子中，由于是ph1＝1，所以根据直流保持电流idc1求出第1相电流i1，根据idc2求出i2，…，根据idcn-1求出in-1，利用n相的电流之和是零来求出in。

但是，n相的电流之和成为零的前提为，所有相的电流是相同的时间下的值。当然，从图2可知，检测各相的电流的定时根据相而不同。因此，将在定时信号ts1、ts2、…、tsn-1下检测到的电流例如校正为图2的时间t0(基准定时)下的电流值。

以下，说明其校正运算的要领。

在该实施方式1中，以在上臂开关元件6或者下臂开关元件7的各相的接通期间不会产生相互重叠的方式制作了接通关断信号，所以例如，如果假设检测第1相的电流的定时ts1，则在该定时下，在上臂开关元件6中，第1相的Qp1成为接通，其他元件全部成为关断，在下臂开关元件7中，第1相的Qn1成为关断，其他所有元件成为接通。

如果将直流电源1的电压设成Vdc、感应性负载5的各相阻抗相等并将其设成Z，则如图3那样表示该情况的等价电路。

根据该图3，以感应性负载5的虚拟中性点为基准通过下式提供与第1相相关的电压V1。

【数1】

$V1=\mathrm{Vdc}\×\frac{Z}{Z+\frac{Z}{n-1}}=\frac{n-1}{n}\mathrm{Vdc}\·\·\·\left(1\right)$

另外，此时与该第1相以外的相相关的电压V2成为下式。

【数2】

$V2=\frac{\frac{Z}{n-1}}{Z+\frac{Z}{n-1}}=\frac{1}{n}\mathrm{Vdc}\·\·\·\left(2\right)$

如果将式(1)和(2)除以各相的电感，则成为各相的电流变化率，所以时刻t0下的n相电流在图2的例子的情况下，可以通过下式运算。

【数3】

$\left.\begin{array}{c}{i}_1={\mathrm{idc}}_1-\frac{V1}{L}\×{\mathrm{tdelay}}_1\\ i_2={\mathrm{idc}}_2+\frac{V2}{L}\×t_1-\frac{V1}{L}\×{\mathrm{tdelay}}_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ i_{n-1}={\mathrm{idc}}_{n-1}+\frac{V2}{L}\×t_1+\frac{V2}{L}\×t_2+\·\·\·-\frac{V1}{L}\×{\mathrm{tdelay}}_{n-1}\\ i_n=-(i_1+i_2+\·\·\·+i_{n-1})\end{array}\right\}\·\·\·\left(3\right)$

如上所述，根据本实施方式1，将从在直流侧设置的电流传感器3在不同的定时检测出的(n-1)相的电流校正为同一基准定时(t0)下的值，根据该校正后的(n-1)相的电流值的总和，通过运算求出第n相的电流，所以可以降低误差。

另外，在本实施方式中，以交流侧的各相的电流为基准定时，针对每个PWM周期，校正为该周期开始时的时刻t0下的值，但该基准定时的选择方法不限于此。

另外，在本实施方式中，说明了从各相的接通期间，在n相的电流中，可以检测(n-1)相的电流，而无法检测1相的电流的情况，但即使在可以充分确保各相的接通期间，而可以检测n相的所有电流的情况下，也可以如本发明那样校正电流。

实施方式2.

之前，在实施方式1中，以在上臂开关元件6或者下臂开关元件7的各相的接通期间不产生相互重叠的方式制作了接通关断信号，但在该实施方式2中，说明在各相的接通期间产生一部分重叠的情况的电流校正的要领。

在图4中，与定时信号和交流电流一并示出由接通关断信号制作部8制作的接通关断信号。此处，将相数n设成3。

对于使上臂开关元件6成为接通的信号Gp1、Gp2、Gp3，从全部是L的状态，在分别各偏移tmin的定时成为H。tmin是为了从电流传感器3的检测输出检测交流侧的电流而所需的最小时间。该最小时间由逆变器主电路的浪涌电压、振铃时间(ringing time)、并且电流传感器的性能等决定。

在图4中，在上臂开关元件6中，仅Gp1成为H、即仅Qp1是接通的时间被确保最小时间tmin，接下来Gp1和Gp2成为H、即Qp1和Qp2是接通的期间被确保最小时间tmin，所以可以在各个期间可靠地检测交流侧的电流。对于对应的交流侧的电流，前者是i1、后者是i1+i2＝-i3。

接下来，根据在确保了最小时间的期间检测出的2相的电流，利用3相的电流之和是零，求出3相运算电流。此处，3相电流之和成为零的前提在于，所有相的电流是相同时间下的值，所以将在定时信号ts1、ts2下检测到的电流例如校正为图4的基准定时(t0)下的电流值。通过与实施方式1同样的要领，如下那样实现校正的方法即可。

【数4】

$\left.\begin{array}{c}{i}_1={\mathrm{idc}}_1-\frac{2\mathrm{Vdc}/3}{L}\×{\mathrm{tdelay}}_1\\ i_1+i_2={\mathrm{idc}}_2-(\frac{2\mathrm{Vdc}/3}{L}\×t\min +\frac{\mathrm{Vdc}/3}{L}{\mathrm{tdelay}}_2)+(\frac{\mathrm{Vdc}/3}{L}\×t\min -\frac{\mathrm{Vdc}/3}{L}{\mathrm{tdelay}}_2)\\ i_3=-i_1-i_2\end{array}\right\}\·\·\·\left(4\right)$

此处，实施方式2是三相的情况，所以在定时信号ts2中，等于检测-i3＝i1+i2，所以式(4)可以如以下那样简化。

【数5】

$\left.\begin{array}{c}{i}_1={\mathrm{idc}}_1-\frac{2\mathrm{Vdc}/3}{L}\×{\mathrm{tdelay}}_1\\ i_1+i_2=-i_3={\mathrm{idc}}_2-\frac{\mathrm{Vdc}/3}{L}\×t\min -\frac{2\mathrm{Vdc}/3}{L}\×{\mathrm{tdelay}}_2\\ i_2=-i_1-i_3\end{array}\right\}\·\·\·\left(5\right)$

式(4)和式(5)在变形时相等。

如上所述，根据本实施方式2，将从在直流侧设置的电流传感器3在不同的定时检测到的2相的电流校正为同一基准定时(t0)下的值，根据该校正后的2相的电流值的总和，通过运算求出第3相的电流，所以可以降低误差。

另外，在本实施方式2中，说明了n＝3的情况，但即使n＝4以上，也是同样的。

另外，使上臂开关元件成为接通的信号Gp1、Gp2、Gp3从全部是L的状态在分别各偏移tmin的定时成为H的顺序是任意的。

实施方式3.

在以下的实施方式例中，介绍利用了在前面的实施方式例中说明的电流校正运算的电力变换装置的进一步的应用例。

首先，在本发明的实施方式3中，将使上臂开关元件6成为接通的信号Gp1、Gp2、…、Gpn从全部是L的状态在分别各偏移tmin的定时成为H的相的顺序设成：作为成为接通的时间的接通期间t1、t2、…、tn的从长到短的顺序。由此，在前面的实施方式2中，可以使逆变器2的输出电压成为最大。

使用图5，说明其原理。在图5中，在n＝3的情况下，使上臂开关元件6成为接通的信号Gp1、Gp2、Gp3从全部是L的状态在分别各偏移最小时间tmin的定时成为H。成为H的顺序是Gp1、Gp2、Gp3这样的接通期间从长到短的顺序。

在图5中的任意的期间tc中，对于使上臂开关元件6能够成为接通的时间，最初成为接通的第1相的Gp1成为tc、第2个成为接通的第2相的Gp2成为tc-tmin、最后成为接通的第3相的Gp3成为tc-tmin×2。即，各相可以输出的电压按照成为接通的顺序变大。

如上所述，如果将使上臂开关元件6成为接通的信号Gp1、Gp2、…、Gpn从全部是L的状态在分别各偏移tmin的定时成为H的顺序设成：接通期间t1、t2、…、tn的从长到短的顺序，则可以在实施方式2中使逆变器2的输出电压成为最大。

另外，此处，说明了n＝3的情况，但即使在n＝4以上的情况下也是同样的。

实施方式4.

在本发明的实施方式4中，使在前面的实施方式2中，使上臂开关元件6成为接通的信号Gp1、Gp2、…、Gpn从全部是L的状态在分别各偏移tmin的定时成为H的相的顺序周期性地变化。由此，可以对由于使成为H的定时偏移而产生的脉动电流的频率进行平滑，可以减小由于脉动电流引起的噪音、振动。

使用图6和图7来说明其原理。图6和图7都是n＝3的情况，使上臂开关元件6成为接通的信号Gp1、Gp2、Gp3从全部是L的状态在分别各偏移最小时间tmin的定时成为H。但是，成为H的顺序在图6中固定即不变化，相对于此在图7中周期性地变化。

在图7中，如表1所示使顺序变化。表1表示在第几次接通关断过程中，使哪个相以第几个成为接通。其中，接通关断过程是指，所有上臂开关元件6从关断的状态，分别各进行1次接通和关断，而所有上臂开关元件6成为关断的状态的过程。另外，在表1中，接着第3次接通关断过程是回到第1次接通关断过程。例如，第1相成为H的顺序在第1次接通关断过程中是第1个、在第2次中是第3个、在第3次中是第2个、接着在第1次中又是第1个。

【表1】

在成为H的顺序固定的图6的情况下，在交流电流i1、i2、i3中，始终在相同的相中产生同一方向的脉动电流。相对于此，在使成为H的定时周期性地变化的图7的情况下，脉动电流成为在各相均等地分散、并且脉动电流的方向也重复正和负的平滑的波形。因此，可以降低由于脉动电流产生的噪音、振动。

另外，此处，将使成为H的顺序周期性地变化的周期设成3次接通关断过程，但不限于此。例如，还可以如表2那样，设成6次接通关断过程的周期。

【表2】

另外，此处，说明了n＝3的情况，但即使在n＝4以上的情况下也是同样的。

实施方式5.

图8示出本发明的实施方式5中的电力变换装置的结构。与前面的实施方式1～4不同点在于，感应性负载是旋转机械13、具备转子位置推测单元14、以及电流控制部11的动作。由此，可以实现无需在旋转机械13中安装位置传感器，而推测旋转机械13的位置，使旋转机械13成为期望的状态、例如使扭矩、速度、位置等成为期望的状态的控制动作。

在图8中，电流控制部11根据来自检测电流校正部9的n相校正电流和从转子位置推测单元14输出的旋转机械的推测位置θe，以将旋转机械13控制为期望的状态并且对旋转机械13施加与旋转机械13的运转频率不同的后述频率分量ωh的电压的方式，输出使上臂开关元件6成为接通的时间(接通期间)t1、t2、…、tn。

接下来，说明通过转子位置推测单元14运算推测位置θe的要领。

在旋转机械13是埋入磁铁型同步机的情况下，固定正交坐标(α-β轴)下的电压方程式如式(6)所示。

【数6】

$\left[\frac{V_{\mathrm{\αs}}}{V_{\mathrm{\βs}}}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+{\mathrm{sL}}_{\mathrm{\α}}& {\mathrm{sL}}_{\mathrm{\α\β}}\\ {\mathrm{sL}}_{\mathrm{\α\β}}& R+{\mathrm{sL}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αs}}\\ i_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]+\mathrm{\ω\φ}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\θ}\\ \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

其中，

[V_αs V_βs]^T：固定正交坐标下的电压

[i_αs i_βs]^T：固定正交坐标下的电流(二相电流)

R：定子电阻

L_d：d轴电感

ω：旋转角速度(电气角)

Φ：磁铁的磁通

s：微分算子

L_q：q轴电感

θ：α轴与磁极的相位差

$\left(\begin{array}{c}L=\frac{L_d+L_q}{2}\\ l=\frac{L_d-L_q}{2}\end{array}\right.$ $\left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{\α}}=L+l\cos 2\mathrm{\θ}\\ L_{\mathrm{\β}}=L-l\cos 2\mathrm{\θ}\\ L_{\mathrm{\α\β}}=l\sin 2\mathrm{\θ}\end{array}\right.$

如果假设旋转机械13停止时或者低速运转，设成ω＝0，则固定正交坐标下的电流iαs、iβs成为式(7)。

【数7】

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αs}}\\ i_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}R+L_{\mathrm{\α}}s& L_{\mathrm{\α\β}}s\\ L_{\mathrm{\α\β}}s& R+L_{\mathrm{\β}}s\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\αs}}\\ v_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]\·\·\·\left(7\right)$

当前，如果设频率ωh充分高而施加该频率ωh的三相交流电压，则R＜＜Lαωh、R＜＜LβωH成立，如果忽略定子电阻R的影响，则式(7)成为式(8)。

【数8】

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αs}}\\ i_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{\α}}s& L_{\mathrm{\α\β}}s\\ L_{\mathrm{\α\β}}s& L_{\mathrm{\β}}s\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\αs}}\\ v_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]$

$=\frac{l}{L_{\mathrm{\α}}{L}_{\mathrm{\β}}-{L^2}_{\mathrm{\α\β}}}\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{\α}}s& -L_{\mathrm{\α\β}}s\\ -L_{\mathrm{\α\β}}s& L_{\mathrm{\β}}s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\αs}}\\ v_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]$

$=\frac{\mathrm{sL}}{(L^2-l^2)s^2}\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\αs}}\\ v_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]+\frac{\mathrm{sl}}{(L^2-l^2)s^2}\left[\begin{array}{cc}-\cos 2\mathrm{\θ}& -\sin 2\mathrm{\θ}\\ -\sin 2\mathrm{\θ}& \cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\αs}}\\ V_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]$

$=\frac{l}{(L^2-l^2)s}\left[\begin{array}{cc}L-l\cos 2\mathrm{\θ}& -l\sin 2\mathrm{\θ}\\ -l\sin 2\mathrm{\θ}& L+l\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\αs}}\\ v_{\mathrm{\βs}}\end{array}\right]\·\·\·\left(8\right)$

在固定正交坐标下如式(9)那样表示频率ωh的电压。如果将其代入式(8)的固定正交坐标电压[VαsVβs]T，则成为式(10)。

【数9】

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\αsh}}=V_{\mathrm{\α\βh}}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ V_{\mathrm{\βsh}}=V_{\mathrm{\α\βh}}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right.\·\·\·\left(9\right)$

如式(10)所示，在固定正交坐标电流iαs、iβs的振幅中包含位置信息θ，由此可以运算推测位置θe。

接下来，说明根据式(10)运算推测位置θe的方法。

根据在前面的实施方式例中所检测出的电流值，通过傅立叶变换，抽出固定正交坐标电流iαs、iβs的振幅Iαs、Iβs。然后，根据所抽出的Iαs、Iβs，实施式(11)所示那样的运算，从而抽出仅包含位置信息θ的项。

【数10】

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{\α\β}}={I_{\mathrm{\βs}}}^2-{I_{\mathrm{\αs}}}^2={\{-j\frac{V_{\mathrm{\α\β}}}{(L^2-l^2){\mathrm{\ω}}_h}\sqrt{L^2+l^2+2\mathrm{Ll}\cos 2\mathrm{\θ}}\}}^2-{\{-j\frac{V_{\mathrm{\α\β}}}{(L^2-l^2){\mathrm{\ω}}_h}\sqrt{L^2+l^2-2\mathrm{Ll}\cos 2\mathrm{\θ}}\}}^2$

$=\frac{4{V_{\mathrm{\α\β}}}^2\mathrm{Ll}}{{(L^2-l^2)}^2{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\cos 2\mathrm{\θ}\·\·\·\left(11\right)$

$\frac{4{V_{\mathrm{\α\β}}}^2\mathrm{Ll}}{{(L^2-l^2)}^2{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\·\·\·\left(12\right)$

通过将式(11)的ΔIαβ除以式(12)，仅抽出cos2θ。然后，通过运算cos2θ的反余弦，运算2θ(位置信息θ)而设成推测位置θe。

另外，对于θ的运算，也可以不进行反余弦运算，而准备存储有cos2θ的值的表格，并根据其存储装置中存储的cos2θ的值求出位置信息θ而设成推测位置θe。

根据该转子位置运算方法，为了运算旋转机械转子的位置，仅使用应用前面的实施方式例而检测出的旋转机械电流即可，所以得到可以减少运算量这样的效果。但是，转子位置的运算方法不限于此。

如上所述，根据本实施方式5，可以构成从在直流侧设置的电流传感器3运算出误差少的交流电流，无需安装旋转传感器而可以将旋转机械控制为期望的状态的部件数量少的电力变换装置。

另外，在以上的各实施方式例中，以上臂开关元件6的动作为基准而说明了本发明，但也可以以下臂开关元件7的动作为基准。

另外，在以上的各实施方式例中，根据直流电源1的电压的值和感应性负载5的电感的值进行了交流电流的电流校正，但在感应性负载5是旋转机械13的情况下，如果根据在直流电源1的电压中还包含旋转机械13的感应电压的电压的值和感应性负载5的电感的值来进行交流电流的电流校正，则得到更准确的电流值。

另外，在以上的各实施方式例中，使用来自检测电流校正部9的n相校正电流来制作了逆变器2的接通关断信号，但也可以对n相校正电流仅进行观测，使用预定的接通关断信号而使逆变器2动作。

产业上的可利用性

本发明可以广泛应用于具备各种逆变器的电力变换装置，可以通过简便廉价的手段准确地检测交流各相电流，并且可以实现利用了该电流检测值的各种控制动作。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，具备：

直流电源；

逆变器，具有n相的上臂开关元件和n相的下臂开关元件，该上臂开关元件的一端与所述直流电源的正侧连接，该下臂开关元件与所述各相的上臂开关元件串联连接且一端与所述直流电源的负侧连接，在所述各相的上臂开关元件和下臂开关元件的连接点连接感应性负载，对所述上臂开关元件和下臂开关元件进行接通关断控制，从而对所述感应性负载供给n相交流电压，其中n是3以上的整数；

电流传感器，检测在所述直流电源与所述逆变器之间流过的电流；以及

接通关断信号制作部，对所述上臂开关元件和下臂开关元件输出接通关断信号，

该电力变换装置的特征在于，具备：

所述接通关断信号制作部的定时信号制作单元，制作定时信号，该定时信号用于设定检测在所述感应性负载中流过的各相电流的定时；

所述接通关断信号制作部的相判定信号制作单元，制作相判定信号，该相判定信号用于在用该定时信号设定的定时判定在所述电流传感器中流过的电流的相类别；以及

检测电流校正部，根据所述定时信号以及所述相判定信号，求出用该定时信号设定的定时下的来自所述电流传感器的电流检测值和该电流检测值的相类别，将在规定的周期内求出的所述各定时下的所述各相电流检测值校正为同一规定的基准定时下的值。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述检测电流校正部根据所述直流电源的电压的值以及所述感应性负载的电感的值，将在所述规定的周期内求出的所述各定时下的所述各相电流检测值校正为所述同一规定的基准定时下的值。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述感应性负载是旋转机械的情况下，所述检测电流校正部根据所述直流电源的电压的值、所述旋转机械的感应电压的值以及所述感应性负载的电感的值，将在所述规定的周期内求出的所述各定时下的所述各相电流检测值校正为所述同一规定的基准定时下的值。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述逆变器采用脉冲宽度调制即PWM控制的情况下，所述检测电流校正部针对每个所述PWM周期将在该PWM周期内求出的所述各定时下的所述各相电流检测值校正为同一规定的基准定时下的值。

5.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述接通关断信号制作部制作如下接通关断信号：所述上臂开关元件或者所述下臂开关元件的所有相从关断的状态变成各相依次按照规定的定时间隔接通。

6.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述接通关断信号制作部制作如下接通关断信号：所述上臂开关元件或者所述下臂开关元件的所有相从关断的状态变成按照相的接通期间变短的顺序以规定的定时间隔接通。

7.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述接通关断信号制作部制作如下接通关断信号：所述上臂开关元件或者所述下臂开关元件的所有相从关断的状态变成各相依次按照规定的定时间隔接通、并且针对每个规定的周期变更所述依次接通的相的顺序。

8.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

使所述上臂开关元件或者所述下臂开关元件的各相的接通期间不产生相互重叠。

9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

对于所述n相电流中的(n-1)相的电流，采用通过所述检测电流校正部校正为所述基准定时下的值的值，对于剩余的1相的电流，设成(所述校正了的(n-1)相的电流值的总和)×(-1)的值。

10.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，具备：

电流控制部，以对所述感应性负载供给期望的n相交流电压的方式，根据通过所述检测电流校正部校正为所述基准定时下的值的各相电流检测值，运算所述上臂开关元件以及所述下臂开关元件的各相接通期间，并输出到所述接通关断信号制作部。

11.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述感应性负载是旋转机械的情况下，所述接通关断信号制作部以使与所述旋转机械的运转频率不同的频率的电压分量重叠于所述逆变器的输出电压的方式，制作所述接通关断信号，

所述电力变换装置具备转子位置推测单元，该转子位置推测单元根据从通过所述检测电流校正部校正为所述基准定时下的值的各相电流检测值抽出的所述重叠的电压频率分量，对所述旋转机械的旋转位置进行推测运算。