[go: up one dir, main page]

CN102395987A - 半导体集成电路装置以及安装了它的ic卡 - Google Patents

半导体集成电路装置以及安装了它的ic卡 Download PDF

Info

Publication number
CN102395987A
CN102395987A CN2010800165593A CN201080016559A CN102395987A CN 102395987 A CN102395987 A CN 102395987A CN 2010800165593 A CN2010800165593 A CN 2010800165593A CN 201080016559 A CN201080016559 A CN 201080016559A CN 102395987 A CN102395987 A CN 102395987A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
signal
output signal
feedback path
amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2010800165593A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102395987B (zh
Inventor
渡边一希
鸟山显宏
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renesas Electronics Corp
Original Assignee
Renesas Electronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renesas Electronics Corp filed Critical Renesas Electronics Corp
Publication of CN102395987A publication Critical patent/CN102395987A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102395987B publication Critical patent/CN102395987B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
    • G06K19/06—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings characterised by the kind of the digital marking, e.g. shape, nature, code
    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/077—Constructional details, e.g. mounting of circuits in the carrier
    • G06K19/07749—Constructional details, e.g. mounting of circuits in the carrier the record carrier being capable of non-contact communication, e.g. constructional details of the antenna of a non-contact smart card
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
    • G06K19/06—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings characterised by the kind of the digital marking, e.g. shape, nature, code
    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/0723—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips the record carrier comprising an arrangement for non-contact communication, e.g. wireless communication circuits on transponder cards, non-contact smart cards or RFIDs
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/20—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by the transmission technique; characterised by the transmission medium
    • H04B5/24—Inductive coupling
    • H04B5/26—Inductive coupling using coils
    • H04B5/263—Multiple coils at either side
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/20—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by the transmission technique; characterised by the transmission medium
    • H04B5/24—Inductive coupling
    • H04B5/26—Inductive coupling using coils
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/70—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes
    • H04B5/79—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes for data transfer in combination with power transfer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)

Abstract

一种IC卡，即使在通信数据的振幅变化时所产生的下冲、过冲大的情况下也能准确地检测振幅变化。半导体集成电路装置(B2)具备：天线端子(LA、LB)；根据供给到天线端子的交流信号生成电源电压的电源电路(B3)；以及根据重叠在交流信号上的信息信号来解调信息信号的接收电路(B5)。接收电路(B5)包括：整流电路(B9)、滤波电路(B10)、电容(C1)、放大器(A1)、反馈路径(B11)、开关电路(SW1)、二值化电路(B12)以及控制电路(B13)。上述放大器(A1)的输出信号(S3)经由(B11)和(SW1)而传送到(A1)的反转输入端子(-)，开关电路(SW1)通过控制电路(B13)的输出信号(SC1)进行控制。在从二值化电路(B12)的输出信号(SR)的电平变化(X、Y)开始经过规定的时间(T1)的期间，开关电路(SW1)通过控制电路(B13)的输出信号(SC1)控制为断开状态。

Description

半导体集成电路装置以及安装了它的IC卡
技术领域
本发明涉及半导体集成电路装置以及安装了该半导体集成电路装置的IC卡，特别涉及一种即使在非接触型IC卡(以下称为IC卡)的通信数据的振幅变化时所发生的下冲、过冲大的情况下也能准确地检测通信数据的振幅变化的有效技术。
背景技术
在卡内搭载了半导体集成电路装置以及天线的所谓IC卡在读出/写入装置与半导体集成电路装置之间进行信息的交换，实现IC卡所保持的数据的发送、从读出/写入装置发送来的数据的保持等各种功能。
根据国际标准ISO/IEC14443，具有非接触接口的IC卡被称为PICC，是与被称为PCD的读出/写入装置进行RF通信的IC卡。此外，ISO是International Organization for Standardization(国际标准组织)的简称，IEC是International Electrical Commission(国际电工委员会)的简称。此外，PICC是Proximity Card(接近卡)的简称，PCD是Proximity Coupling Device(接近耦合设备)的简称。
例如下述非专利文献1所记载的那样，国际标准ISO/IEC14443的类型A是将从PCD到PICC的通信设为ASK100％的调制度的调制方式、基于变形米勒方式的编码方式。但是，国际标准ISO/IEC14443的类型B是将从PCD向PICC的通信设为ASK10％的调制率的调制方式、基于NRZ-L方式的编码方式。此外，NRZ-L是Non Return to Zero-Level(非归零电平)的简称。此外，ASK是作为数字调制方式之一的振幅偏移调制(Amplitude Shift Keying)。
此外，如下述非专利文献2所述的那样，在类型B的初始化中，类型B的PICC以闲置状态等待类型B的请求指令。该请求指令用于准备在类型B的PICC中生成应用族识别符(AFI(application familyidentifier))、属性信息参数(PARAM)、循环冗余校验码(CRC)。如果类型B的PICC检测到AFI的一致则向PCD发送对于类型B的请求的应答。该应答包含伪唯一标识符(PUPI)、应用信息(应用数据)、协议信息、循环冗余校验码(CRC)。然后，在类型B的PICC接收到PICC选择指令时，向PCD发送对于该选择指令的应答，并转移到有源状态。另外，类型B的发送数据被称为作为帧的字符(character)，该帧由SOF(帧起始)和EOF(帧结束)确定边界。SOF和EOF分别包含1个下降沿和规定长度的逻辑“0”。
近年来，正在普及被称为短距离无线通信技术(NFC)的、将面向家电产品、数字媒体、消费者的无线通信连接、内容、商务上的交易简化并扩大的通信技术。该NFC技术具有与已有的各种通信方式的互换性，使用13.56MHz的RF频率实现了在10cm程度下最大通信速率为847Kbps的短距离通信。特别是目标在于，通过在内置了具有电子结算功能的IC卡微型机(安全芯片)的便携电话终端中搭载NFC技术，通过向基于非接触方式的商店中的商品购买支付、车站的交通费用支付等各种非接触电子结算的灵活应用来提高终端用户的便利性。此外，NFC是Near FieldCommunication(近场通信)的简称。
下述非专利文献3中记载了国际标准ISO/IEC18092的NFC的内容。ISO/IEC18092的NFC的212Kbps到424Kbps的传输速率的通信设为调制率为8％～30％的ASK调制方式的调制方式、基于曼彻斯特方式的编码方式。在无源通信模式下，发起者(initiator)生成向目标(target)提供能量的RF电场，而在有源通信模式下发起者和目标交互地生成RF电场。
在ISO/IEC18092的106、212或424Kbps中任一传输速率的通信的初始化中，应用切换成有源通信模式，另一方面选择三个传输速率之一。在212和424Kbps的传输速率的无源通信模式的初始化中，在数据分组之前插入前同步码，该前同步码包含将逻辑“0”编码了的最小48位。
这样，在从符合国际标准ISO/IEC14443的类型B的读出/写入装置向IC卡的数据发送的所谓下行通信(Down Link)中，如下述非专利文献1、下述非专利文献2所述的那样，使用使载波信号的振幅变化的所谓振幅调制方式。
下述非专利文献1所述的符合国际标准ISO/IEC14443的类型B的下行通信是基于所谓振幅调制方式的信息传送，下行通信数据通过NRZ-L进行编码，其中所谓振幅调制方式是通过下行通信数据对由高频的交流信号组成的载波信号的振幅进行部分地调制。
另外，对下述非专利文献1所述的符合国际标准ISO/IEC14443的类型B的下行通信数据的前部附加SOF(通信开始信号)，对下行通信数据的尾部附加EOF(通信结束信号)。
另外，下述非专利文献2所述的符合国际标准ISO/IEC14443的类型B的下行通信是基于通过发送数据对由高频的交流信号组成的载波信号的振幅部分地进行调制的所谓振幅调制方式的信息传送。
另外，下述非专利文献3所述的符合国际标准ISO/IEC18092的下行通信数据通过曼彻斯特编码进行编码，对下行通信数据的前部附加前同步码。
如以上的说明那样，搭载在IC卡中的半导体集成电路装置通过搭载在非接触型IC卡中的天线接收从读出/写入装置供给的高频信号，对在天线的两端发生的电压进行整流以及平滑化，形成内部电路的动作所需的内部电压。
此时，搭载在IC卡中的天线接收的电力根据与读出/写入装置之间的通信距离而变化，另外，通过从读出/写入装置发送的下行通信数据调制后的信号振幅发生变化。一般地，通信距离近时，IC卡所接收的调制信号振幅大，通信距离越远调制信号振幅越小。
因此，为了扩大IC卡的通信距离，需要实现即使在下行通信数据所形成的振幅变化小的情况下也能够进行解调的接收电路。
作为搭载在与下述非专利文献1、下述非专利文献2所述的符合国际标准ISO/IEC14443的类型B的下行通信而利用振幅调制方式的通信接口对应的IC卡中的接收电路，能够使用下述专利文献1所公开的接收电路。
下述专利文献1所述的接收电路对搭载在IC卡内的天线的两端的交流信号进行整流以及平滑化，通过滤波电路去除不要的频率分量。滤波电路的输出信号能够经由电容而供给到运算放大器的反转输入端子(-)，运算放大器以及反馈路径通过检测滤波电路的输出信号的变化点而放大信号振幅，接收从读出/写入装置发送的下行通信数据。
下述专利文献2所述的接收电路对搭载在IC卡内的天线的两端的交流信号进行整流以及平滑化，通过滤波电路去除不要的频率分量，根据去除了该不要的频率分量后的信号生成低频率信号和高频率信号这两个信号。对这两个信号通过具有滞后特性的比较器检测向正方向以及负方向的变化点，通过双稳定电路进行二值化，从而对数据进行解调。
特许文献1：日本专利特开2005-222265号公报
特许文献2：日本专利第3177502号公报
非特许文献
非特许文献1：D.Baddeley，“Final Committee Draft ISO/IEC14443-2”Identification cards-Contactless integrated circuit(s)card-Proximity card-Part 2：Radio frequency power and signalinterface，http://www.waaza.org/download/fcd-14443-2.pdf[平成20年5月30日检索]
非特许文献2：D.Baddeley，“FINAL COMMITTEE DRAFTISO/IEC 14443-3”Identification cards-Contactless integrated circuit(s)card-Proximity card-Part 3：Radio Itialization and anticollision，
http://www.waaza.org/download/fcd-14443-3.pdf
[平成20年5月30日检索]
非特许文献3：INTERNATIONAL STADARD ISO/IEC 18092，“Information technology-Telecommunication and information exchangebetween systems-Near Field Commmnication-Interface andProtocol(NFCIP-1)”，http://stadards.iso.org/ittf/licence.html
[平成20年5月30日检索]
发明内容
(发明要解决的问题)
如上述非专利文献1、上述非专利文献2所述的那样，在从读出/写入装置向IC卡的数据发送(下行通信)中使用振幅调制方式的IC卡系统中，在近距离通信时IC卡所接收的下行通信数据的振幅变化大，在远距离通信时IC卡所接收的下行通信数据的振幅变化小。因此，为了扩大IC卡的通信距离，需要提高搭载在IC卡中的接收电路的接收灵敏度。
另一方面，形成读出/写入装置所输出的下行通信数据的调制信号有可能在振幅变化时产生下冲、过冲。这一点如上述非专利文献1、上述非专利文献2中也记载的那样，相对调制信号振幅在10％以内的下冲、过冲能够被允许。
在如以上那样的条件下，以扩大IC卡的通信距离等为目的，在提高了搭载在IC卡中的接收电路的接收灵敏度的情况下，在远距离通信时因为下冲、过冲变得极小，所以能够进行稳定的解调。但是，相反地，在近距离通信时，下行通信数据的振幅变化变大，另一方面振幅变化时所发生的下冲、过冲也变大。其结果，能够检测下行通信数据所形成的振幅变化，但是也检测到了基于下冲、过冲的振幅变化，所以接收电路变得不能正常地进行解调，存在发生误接收的可能性，不过通过本发明之前的本发明人等的研究已经明确了这一情况。
如上述非专利文献1、上述非专利文献2所示的那样，作为搭载在作为下行通信单元利用振幅调制方式的通信接口所对应的IC卡中的接收电路的以往例子存在上述专利文献1、上述专利文献2所公开的接收电路。
在此，基于上述专利文献1，对本发明之前由本发明人等事先研究过的内容进行如下说明。
上述专利文献1所述的接收电路对搭载在IC卡内的天线的两端的交流信号进行整流以及平滑化，通过滤波电路去除不要的频率分量。滤波电路的输出信号经由电容而供给到运算放大器的反转输入端子(-)，运算放大器以及反馈路径通过检测滤波电路的输出信号的变化点，对信号振幅进行放大。
该运算放大器以及反馈路径在接收数据时具有下述[状态1]以及[状态2]的状态，通过在该两个状态间的转移对数据振幅进行放大。
[状态1]：在运算放大器的反转输入端子(-)的电位比非反转输入端子(+)的电位高的状态下，是能够检测数据振幅变小(即反转输入端子(-)的电位下降)的情况、但不能检测数据振幅变大(即反转输入端子(-)的电位上升)的情况的状态。
[状态2]：在运算放大器的反转输入端子(-)的电位比非反转输入端子(+)的电位低的状态下，是能够检测数据振幅变大(即反转输入端子(-)的电位上升)的情况、但不能检测数据振幅变小(即反转输入端子(-)的电位下降)的情况的状态。
在此，关于形成读出/写入装置输出的下行通信数据的调制信号在振幅变化时具有大的下冲、过冲的情况，研究上述专利文献1所述的接收电路的动作。
在无调制的状态下，接收电路处于[状态1]的状态。从该状态开始，如果伴随读出/写入装置开始发送下行通信数据而开始载波信号的振幅调制，则检测到载波信号的振幅变小，转移到[状态2]的状态。
但是，因为被调制的载波信号具有大的下冲，所以在一次载波信号振幅变小之后振幅回到大的状态。此时，载波信号的振幅是比无调制状态还小的振幅，但是却检测到了载波信号的振幅回到大的状态的情况，从而会转移到[状态1]的状态。
之后，读出/写入装置根据下行通信数据使载波信号的振幅变大，并回到与无调制状态同等的信号振幅。由此，虽然接收电路中输入了正方向的信号变化，但是接收电路由于处于[状态1]的状态，所以不能检测该变化，保持[状态1]的状态。
但是，因为该载波信号的振幅变化具有大的过冲，所以在一次载波信号的振幅变大过后，振幅返回到大的状态，成为与无调制状态同等的振幅。由此，由于接收电路中输入了负方向的信号振幅，所以接收电路转移到[状态2]的状态。
此后也随着载波信号的振幅变化而重复上述的动作，但是接收电路进行检测，接收电路输出的信号变为与从读出/写入装置发送的下行通信数据显著不同的信号，不能正常地进行解调。
如以上那样，在从读出/写入装置发送的下行通信数据的调制信号在振幅变化时具有大的下冲、过冲的情况下，由于接收电路不仅检测到下行通信数据的振幅变化还检测到基于下冲、过冲的振幅变化，所以难以对从读出/写入装置发送的下行通信数据稳定地进行解调，但是通过发明人等的事先研究已经明确了上述情况。
在例如上述非专利文献1所述的下行通信中，对下行通信数据的前部附加的SOF信号(通信开始信号)是表示为数据的前部的极其重要的信号，需要准确地识别其时间宽度等。但是，如以上那样地，由于检测到基于下冲、过冲的振幅变化，所以不能正常地识别SOF(通信开始信号)，与读出/写入装置之间的通信变得不可能。
本发明是通过如上述那样的本发明之前的本发明人等的研究而作出的。
因此，作为本发明的目的在于提供一种接收电路，该接收电路如下：在IC卡中，即使下行通信数据的振幅变化时所发生的下冲、过冲大的情况下，也能准确地检测下行通信数据的振幅变化，能够稳定地解调从读出/写入装置供给的振幅调制后的信号。
关于本发明的上述以及其它目的和新的特征，通过本说明书的记载以及附图加以明确。
(解决问题的方案)
如果对本申请公开的发明中的代表性的技术方案的概要进行说明，则如下所述。
即、本发明的代表性的实施方式的半导体集成电路装置(B2)具备：与天线(L1)连接的天线端子(LA、LB)；根据从上述天线供给到上述天线端子的交流信号生成电源电压的电源电路(B3)；以及根据重叠在上述交流信号上的信息信号来解调上述信息信号的接收电路(B5)(参照图1)。
上述接收电路(B5)包括：整流电路(B9)、滤波电路(B10)、电容(C1)、放大器(A1)、反馈路径(B11)、开关电路(SW1)、二值化电路(B12)以及控制电路(B13)(参照图3)。
上述整流电路(B9)对供给到上述天线端子的上述交流信号进行整流并平滑化。
上述整流电路(B9)的输出信号供给到减少高频分量的上述滤波电路(B10)的输入端。
上述滤波电路(B10)的输出信号(S1)经由上述电容(C1)供给到上述放大器(A1)的反转输入端子(-)。
上述放大器(A1)具有关于第1基准电压(V1)使供给到上述反转输入端子(-)的输入信号(S2)反转放大的功能。
上述放大器(A1)的输出信号(S3)能够经由上述反馈路径(B11)、上述开关电路(SW1)而传送到上述反转输入端子(-)。
上述开关电路(SW1)能够通过上述控制电路(B13)的输出信号(SC1)进行控制。
上述二值化电路(B12)对上述放大器(A1)的上述输出信号(S3)进行二值化。
特征在于：从上述二值化电路(B12)的输出信号(SR)的电平变化(X、Y)开始经过规定的时间(T1)的期间，上述开关电路(SW1)由上述控制电路(B13)的上述输出信号(SC1)控制为断开状态(Disable)(图4参照)。
(发明的效果)
如果对通过本申请所公开的发明中的代表性的技术获得的效果进行简单说明的话，则如下所述。
即、在IC卡中，即使在下行通信数据的振幅变化时发生的下冲、过冲大的情况下也能准确地检测下行通信数据的振幅变化。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式的半导体集成电路装置以及非接触型IC卡的基本的结构的图。
图2是表示图1所示的IC卡B1的结构的图。
图3是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4中的接收电路B5的结构的图。
图4是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图3所示的接收电路B5的各部分的动作波形的图。
图5是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式2的接收电路B5的结构的图。
图6是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图5所示的接收电路B5的各部分的动作波形的图。
图7是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式3的接收电路B5的结构的图。
图8是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图7所示的接收电路B5的各部分的动作波形的图。
图9是表述内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式4的接收电路B5的结构的图。
图10是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图9所示的接收电路B5的各部的动作波形的图。
图11是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式3的接收电路B5的结构的图。
图12是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式6的接收电路B5的结构的图。
图13是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图12所示的接收电路B5的各部的动作波形的图。
具体实施方式
1.实施方式的概要
首先，对本申请公开的发明的代表性的实施方式进行概要说明。在关于代表性的实施方式的概要说明中，附加括号进行参照的图中的参照符号仅仅例示附加该括号的构成要素的概念中包含的部分。
本发明的代表性的实施方式的半导体集成电路装置(B2)具备：
与天线(L1)连接的天线端子(LA、LB)；根据从上述天线供给到上述天线端子的交流信号生成电源电压的电源电路(B3)；以及根据重叠在上述交流信号上的信息信号来解调上述信息信号的接收电路(B5)(参照图1)。
上述接收电路(B5)包括：整流电路(B9)、滤波电路(B10)、电容(C1)、放大器(A1)、反馈路径(B11)、开关电路(SW1)、二值化电路(B12)以及控制电路(B13)(参照图3)。
上述整流电路(B9)对供给到上述天线端子的上述交流信号进行整流并平滑化。
上述整流电路(B9)的输出信号供给到减少高频分量的上述滤波电路(B10)的输入端。
上述滤波电路(B10)的输出信号(S1)经由上述电容(C1)供给到上述放大器(A1)的反转输入端子(-)。
上述放大器(A1)具有关于第1基准电压(V1)使供给到上述反转输入端子(-)的输入信号(S2)反转放大的功能。
上述放大器(A1)的输出信号(S3)能够经由上述反馈路径(B11)和上述开关电路(SW1)而传送到上述反转输入端子(-)。
上述开关电路(SW1)能够由上述控制电路(B13)的输出信号(SC1)控制。
上述二值化电路(B12)对上述放大器(A1)的上述输出信号(S3)进行二值化。
特征在于：从上述二值化电路(B12)的输出信号(SR)的电平变化(X、Y)开始经过规定的时间(T1)的期间，上述开关电路(SW1)由上述控制电路(B13)的上述输出信号(SC1)控制为断开状态(Disable)(参照图4)。
根据上述实施方式，即使在供给到上述天线端子的上述交流信号的下冲、过冲大的情况下也能准确地检测振幅变化。
根据优选的实施方式的特征在于，在经过上述规定的时间(T1)的期间，由于上述开关电路(SW1)被控制为上述断开状态(Disable)，所以上述反馈路径(B11)与上述放大器(A1)的上述反转输入端子(-)、生成上述输出信号(S3)的输出端子中的至少某一个端子电气地分离。
其它优选实施方式的特征在于，上述反馈路径(B11)包括反方向连接的两个二极管元件(D1、D2；M1、M2)(参照图5、图7、图11、图12)。
另外，其它的优选实施方式的特征在于，包括在上述放大器(A1)的上述反转输入端子(-)与生成上述输出信号(S3)的上述输出端子之间生成电压降的电压降元件(R1)(参照图9)。
更优选的实施方式的特征在于，能够向上述控制电路(B13)供给控制信号(S4)，能够通过上述控制信号(S4)可变地设定经过上述规定的时间(T1、T2)的上述期间(参照图11)。
另外，更优选的实施方式的半导体集成电路装置(B2)的上述接收电路(B5)还包括判定电路(B14)(参照图12)。
上述判定电路(B14)根据上述二值化电路(B12)的上述输出信号(SR)判定重叠在上述交流信号上的上述信息信号的通信速度的大小。
特征在于，从上述判定电路(B14)向上述控制电路(B13)供给作为上述判定电路(B14)的判定结果的上述控制信号(S4)，对上述控制信号(S4)进行响应，从而能够可变地设定上述规定的时间(T1、T2)的上述经过期间(参照图13)。
具体的一个实施方式的特征在于，上述反馈路径(B11)的上述二极管元件由PN接合的二极管(D1、D2)构成(参照图5、图11)。
其它的具体的一个实施方式的特征在于，上述反馈路径(B11)的上述二极管元件由P沟道MOS晶体管(M1)和N沟道MOS晶体管(M2)构成(参照图7、图12)。
不同的具体的实施方式的特征在于，上述反馈路径(B11)的上述电压降元件由电阻(R1)构成(参照图9)。
最具体的一个实施方式的特征在于，上述放大器为运算放大器(A1)，上述第1基准电压(V1)被供给到上述运算放大器(A1)的非反转输入端子(+)(参照图3、图5、图7、图9、图11、图12)。
〔2〕本发明其它观点的代表性的实施方式的IC卡(B1)在基板(U1)的主表面上安装有半导体集成电路装置(U4、B2)和通过布线形成的天线(U3)(参照图2)。
上述半导体集成电路装置(B2)具备：与上述天线(U3、L1)连接的天线端子(LA、LB)；根据从上述天线供给到上述天线端子的交流信号生成电源电压的电源电路(B3)；以及根据重叠在上述交流信号上的信息信号来解调上述信息信号的接收电路(B5)(参照图1)。
上述接收电路(B5)包括：整流电路(B9)、滤波电路(B10)、电容(C1)、放大器(A1)、反馈路径(B11)、开关电路(SW1)、二值化电路(B12)以及控制电路(B13)(参照图3)。
上述整流电路(B9)对供给到上述天线端子的上述交流信号进行整流并平滑化。
上述整流电路(B9)的输出信号供给到减少高频分量的上述滤波电路(B10)的输入端。
上述滤波电路(B10)的输出信号(S1)经由上述电容(C1)供给到上述放大器(A1)的反转输入端子(-)。
上述放大器(A1)具有关于第1基准电压(V1)使供给到上述反转输入端子(-)的输入信号(S2)反转放大的功能。
上述放大器(A1)的输出信号(S3)能够经由上述反馈路径(B11)和上述开关电路(SW1)传送到上述反转输入端子(-)。
上述开关电路(SW1)能够由上述控制电路(B13)的输出信号(SC1)控制。
上述二值化电路(B12)对上述放大器(A1)的上述输出信号(S3)进行二值化。
从上述二值化电路(B12)的输出信号(SR)的电平变化(X、Y)开始经过规定的时间(T1)的期间，上述开关电路(SW1)通过上述控制电路(B13)的上述输出信号(SC1)控制为断开状态(Disable)(图4参照)。
根据上述实施方式，即使在供给到上述天线端子的上述交流信号的下冲、过冲大的情况下，也能准确地检测振幅变化。
2.实施方式详情
接下来，对实施方式进行更详细的说明。此外，在用于说明实施发明的最优方式的全部图中，对与上述的图具有同一功能的部件标记同一符号，并省略其重复的说明。
以下，参照附图对本发明的半导体集成电路装置以及IC卡进行说明。
[实施方式1]
《实施方式1的半导体集成电路装置以及非接触型IC卡》
图1是表示本发明的第1实施方式的半导体集成电路装置以及非接触型IC卡的基本结构的图。
如图1所示那样，非接触型IC卡B1包括天线L1、电容C0以及半导体集成电路装置B2。另外半导体集成电路装置B2具有：电源电路B3、内部电路B4以及用于与天线L1连接的天线端子LA、LB。
图2是表示图1所示的IC卡B1的结构的图。
如图2所示那样，IC卡B1通过树脂模块化的印刷布线基板U1而设为卡的形态。接收来自外部的读出/写入装置U2的电磁波的图1所示的天线L1由用印刷布线基板U1的主表面上的金属布线形成的螺旋形状的线圈U3构成。半导体集成电路装置B2由1个IC芯片U4构成，安装在印刷布线基板U1上。作为天线L1的线圈U3与IC芯片U4电气地连接。
本发明典型地应用于在IC卡表面不具有与外部进行输入输出的端子的非接触型IC卡。当然，也能够使用在具有非接触接口和输入输出的接触端子的双类型IC卡中。没有特别的限定，但图1的半导体集成电路装置B2通过公知的半导体集成电路装置的制造技术在如单晶硅等的1个半导体基板上形成。
接收来自读出/写入装置U2的电磁波的天线L1对天线端子LA、LB输出高频的交流信号。在从IC卡B1对读出/写入装置U2的通信时，天线端子LA、LB的交流信号根据发送信息信号(数据)调制。
在图1中，电源电路B3由整流电路和平滑电容构成。整流电路对搭载在IC卡中的天线L1所接收到的交流信号进行整流以及平滑化，得到输出电源电压VDD。此外，也可以在电源电路B3中内置电压调节器，以使该输出电源电压VDD不会变为规定的电压以上。
从电源电路B3输出的电源电压VDD被作为内部电路B4的动作电源电压而供给。内部电路B4由接收电路B5、发送电路B6、信号处理电路B7、存储器B8构成。接收电路B5对重叠在内置于IC卡中的天线L1的接收交流信号上的信息信号进行解调，并作为数字接收信息信号SR供给到信号处理电路B7。发送电路B6接收从信号处理电路B7输出的数字发送信息信号ST，通过该发送信息信号ST对天线L1正在接收的交流信号进行调制。来自天线L1的电磁波的反射通过该调制而变化，读出/写入装置U2对该变化进行响应，接收来自信号处理电路B7的发送信息信号。
《实施方式1的接收电路的结构》
图3是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的接收电路B5的结构的图。
如图3所示那样，接收电路B5由整流电路B9、滤波电路B10、电容C1、运算放大器A1、反馈路径B11、开关电路SW1、二值化电路B12以及控制电路B13构成。整流电路B9对在天线端子LA、LB的端子间发生的高频信号进行整流以及平滑化，通过滤波电路B10去除不要的频率分量，从滤波电路B10生成输出信号S1。输出信号S1经由电容C1作为输入信号S2而被输入到运算放大器A1的反转输入端子(-)。对运算放大器A1的非反转输入端子(+)输入基准电压V1，在运算放大器A1的输出端子与反转输入端子(-)之间串连连接有反馈路径B11和开关电路SW1。
在此，在接收电路B5中配置有整流电路B9，但整流电路B9也可以被兼用作构成搭载在IC卡B1中的电源电路B3的整流电路。此外，反馈路径B11由MOS晶体管、电阻等构成。此外，滤波电路B10主要目的是去除载波的高频分量，所以，代表性地，用低通滤波器构成，但也可以使用带通滤波器。其中，需要设定滤波电路B10的通带频率，以使滤波电路B10不完全去除数据的频带。
二值化电路B12对运算放大器A1的输出信号S3和规定的电压进行比较，具有根据其大小关系而作为信息信号SR输出低电平“L”或高电平“H”的功能。在此，在运算放大器A1的输出信号S3高于规定的电压的情况下输出低电平“L”，在运算放大器A1的输出信号S3低于规定的电压的情况下输出高电平“H”。
控制电路B13具有如下功能：在从二值化电路B12输出的信息信号SR的信号电平的变化点开始到经过规定的时间T1为止的期间，输出高电平“H”。
开关电路SW1通过从控制电路B13输出的控制信号SC1控制接通/断开，具有使由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路的动作状态变化的功能。即、因为在控制信号SC1为低电平“L”时开关电路SW1接通，所以反馈路径B11变为将运算放大器A1的输出端子与反转输入端子(-)电气地连接的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路成为活性状态(Enable)。相反地，在控制信号SC1为高电平“H”时，开关电路SW1被断开。因此，反馈路径B11变为将运算放大器A1的输出端子从反转输入端子(-)电气地切断的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为非活性状态(Disable)。
运算放大器A1的输出端子电压在从接地电位到电源电压的范围内变化，所以开关电路SW1代表性地通过由输入反极性的逻辑信号的P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管构成的CMOS开关构成。
《实施方式1的接收电路的动作》
图4是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图3所示的接收电路B5的各部分的动作波形的图。
在图4中，(A)表示从读出/写入装置发送的下行通信数据，(B)表示在天线端子LA、LB的端子间发生的天线端子间电压，(C)表示滤波电路B10的输出信号S1，(D)表示从接收电路B5输出的信息信号SR，(E)表示对二值化电路B12的信息信号SR进行响应而在控制电路B13中生成的控制信号SC1，(F)表示由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路的动作状态。
如图4所示那样，在紧跟来自读出/写入装置U2的振幅调制发送载波信号的数据“1”与数据“0”之间的变化点X、Y、...的后面的规定的时间T1的经过期间，通过控制电路B13输出的高电平“H”的控制信号SC1，开关电路SW1的开关被设为断开状态。因此，在该期间，反馈路径B11成为将运算放大器A1的输出端子从反转输入端子(-)电气地切断状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为非活性状态。另一方面，在除此以外的期间，通过控制电路B13输出的低电平“L”的控制信号SC1，开关电路SW1的开关被设为接通状态，反馈路径B11成为将运算放大器A1的输出端子与反转输入端子(-)电气地连接的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为活性状态。
在开关电路SW1的开关被设为接通状态且负反馈电路为活性状态的期间，通过反馈路径B11的负反馈，运算放大器A1的放大增益变为小的值，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2被准确地放大，能够得到准确地反转放大的输出信号S3。
与此相对，在开关电路SW1的开关被设为断开状态且负反馈电路为非活性状态的规定的时间T1的经过期间，由于反馈路径B11的负反馈的非活性状态，运算放大器A1的放大增益变为大的值，运算放大器A1以极大的放大增益对反转输入端子(-)的输入信号S2进行放大。因此，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3成为电源电压VDD或接地电位GND的饱和电平。其结果，解决了在该期间过冲或下冲之后的振幅的返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由过冲或下冲之后的振幅的返回引起的解调中的误动作。
如图4所示的那样，在紧跟来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变小的变化点X的前面为止，开关电路SW1的开关被设为接通状态所以由运算放大器A1和反馈电路B11形成的负反馈电路处于活性状态。由此，对运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S1的电压电平被控制为极其接近非反转输入端子(+)的基准电压V1的电压电平。此外，运算放大器A1的放大增益由于反馈路径B11的负反馈而变为小的值，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2被准确地放大，且能够得到准确地反转放大后的输出信号S3。
在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变小了的变化点X，通过整流电路B9对天线端子间电压进行整流以及平滑化，在通过滤波电路B10去除了不要的频率分量的信号S1中产生负方向的电压变化VX。
该电压变化VX经由电容C1而被传送到运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2上，电压变化VX被供给到运算放大器A1的反转输入端子(-)。由此，从运算放大器A1的输出端子得到输入信号S2被反转放大后的输出信号S3，所以从二值化电路B12输出的信息信号SR变化为低电平“L”。
根据以上的动作，因为信息信号SR变化为低电平“L”，所以从控制电路B13输出的控制信号SC1变为高电平“H”，在经过时间T1为止的期间控制信号SC1保持为高电平“H”。由此，开关电路SW1的开关成为断开状态，所以反馈路径B11成为将运算放大器A1的输出端子从反转输入端子(-)电气地切断的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为非活性状态。
在此期间，来自读出/写入装置U2的发送调制信号具有下冲，所以滤波电路B9的输出信号S1上升下冲电压VU大小，稳定为与变化点X以前的电压相比较低了电压差VD的电压。
此时，如上述那样，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路处于非活性状态，运算放大器A1的反转输入端子(-)的电压电平继续保持比基准电压V1低电压差VD大小的状态。在此期间，超高放大增益的状态的运算放大器A1不能准确地放大反转输入端子(-)的输入信号S2的负方向的电压变化VX，输出信号S3成为电源电压VDD的饱和电平。因此，在运算放大器A1的输出信号S3中不发生下冲后的振幅的返回，所以从二值化电路B12输出的信息信号SR保持为稳定的低电平“L”。
之后，如果从二值化电路B12输出的信息信号SR变化为低电平“L”并经过规定的时间T1，则从控制电路B13输出的控制信号SC1变化为低电平“L”，所以开关电路SW1变为开关接通了的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为活性状态。由此，对运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S1的电压电平被控制为极其接近基准电压V1的电压电平。此时，由于负反馈而被设为小的放大增益的运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2的低电压VD被准确地放大，得到准确地反转放大了的高电平的输出信号S3。
如上述那样，图3所示的接收电路在检测到下行通信数据的变化点X的振幅变化之后，完全忽视经过规定的时间T1的期间所产生的振幅变化，能够稳定地放大经过时间T1的期间后的时间点生成的低电压VD的信号变化
在从图4的读出/写入装置发送的载波信号的振幅变小的变化点Y，通过整流电路B9对天线端子间电压进行整流以及平滑化，在通过滤波电路B10去除掉不要的频率分量后的信号S1上产生正方向的电压变化VY。
该电压变化VY经由电容C1而被传送到运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2上，电压变化VY被供给到运算放大器A1的反转输入端子(-)。由此，从运算放大器A1的输出端子得到输入信号S2被反转放大了的输出信号S3，所以从二值化电路B12输出的信息信号SR变化为高电平“H”。
通过以上的动作，信息信号SR变化为高电平“H”，所以从控制电路B13输出的控制信号SC1变为高电平“H”，在经过时间T1为止的期间，控制信号SC1被保持为高电平“H”。由此，开关电路SW1的开关变为断开状态，所以反馈路径B11变为将运算放大器A1的输出端子从反转输入端子(-)电气地切断的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为非活性状态。
在此期间，来自读出/写入装置U2的发送调制信号具有过冲，所以滤波电路B9的输出信号S1降低过冲电压VO的大小，并稳定为与变化点Y以前的电压相比较高电压差VD大小的电压。
此时，如上述那样，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路处于非活性状态，运算放大器A1的反转输入端子(-)的电压电平继续保持比基准电压V1高电压差VD大小的状态。在此期间，超高放大增益的状态的运算放大器A1不准确地放大反转输入端子(-)的输入信号S2的正方向的电压变化VY，输出信号S3成为接地电位GND的饱和电平。因此，在运算放大器A1的输出信号S3中不发生过冲后的振幅返回，所以从二值化电路B12输出的信息信号SR保持为稳定的高电平“H”。
此后，如果从二值化电路B12输出的信息信号SR变化为高电平“H”并经过规定的时间T1，则从控制电路B13输出的控制信号SC1变化为低电平“L”，所以开关电路SW1变为开关接通了的状态，由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路变为活性状态。由此，对运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S1的电压电平被控制为极其接近基准电压V1的电压电平。此时，由于负反馈而被设为小的放大增益的运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2的高电压VD被准确地放大，得到被准确地反转放大的低电平的输出信号S3。
如上述那样地，图3所示的接收电路在检测到下行通信数据的变化点Y的振幅变化之后，能够完全忽视在经过规定的时间T1的期间生成的振幅变化，稳定地放大在经过时间T1的期间后的时间点生成的低电压VD的信号变化。
通过以上的动作，图3所示的接收电路生成正确的基于接收的信息信号SR。这一点，根据图4，如果将(D)所示的信息信号SR的高电平“H”解释为“1”，将低电平“L”解释为“0”，则能够确认信息信号SR与从图3(A)所示的读出/写入装置发送的下行通信数据一致。
根据以上的说明，即使在形成从读出/写入装置U2发送的下行通信数据的调制信号在振幅变化时具有大的下冲、过冲的情况下，也能准确地检测下行通信数据的振幅变化，能够对重叠在来自读出/写入装置U2的发送载波信号上的发送信息信号稳定地进行解调。此外，在以上的说明中，对从读出/写入装置U2输出下冲、过冲的情况进行了说明，但不限于此，对于起因于搭载在IC卡B1中的电源电路B3的响应速度的下冲、过冲或振铃(ringing)等也能得到同样的效果。另外，虽然没有特别地图示或说明，但即使在没有下冲、过冲的情况下，也同样地能够进行稳定的解调动作。
在以上的说明中，控制电路B13仅在从二值化电路B12的输出信号S3的电平变化经过规定的时间T1的期间输出高电平“H”的控制信号SC1。但是，本发明不限于此，在二值化电路B12的输出信号S3从高电平“H”变化为低电平“L”的情况下以及从低电平“L”变化为高电平“H”的情况下，能够根据图4的波形来变更控制信号SC1的高电平“H”的输出期间T1。另外，该时间T1优选为比过冲、下冲的发生期间长，而且，优选以与载波频率成比例的方式生成时间T1。
[实施方式2]
《实施方式2的接收电路的结构》
图5是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式2的接收电路B5的结构的图。
图5所示的接收电路B5与图3所示的接收电路B5完全相同地包括：整流电路B9、滤波电路B10、电容C1、运算放大器A1、反馈路径B11、开关电路SW1、二值化电路B12以及控制电路B13。
图5所示的接收电路B5与图3所示的接收电路B5的不同点在于：反馈路径B11由相互向反方向并联连接的PN接合的二极管D1、D2构成。因此，在开关电路SW1接通的状态下，另外在运算放大器A1的反转输入端子(-)与运算放大器A1的输出端子之间产生大于等于二极管D1、D2的顺时针方向电压的电压差时，通过二极管流过电流，反馈路径B11实现电压钳位的功能。
《实施方式2的接收电路的动作》
图6是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图5所示的接收电路B5的各部分的动作波形的图。
在图6中，(A)表示从读出/写入装置发送的下行通信数据，(B)表示在天线端子LA、LB之间发生的天线端子间电压，(C)表示滤波电路B10的输出信号S1，(D)表示基准电压V1和运算放大器A1的输入信号S2以及输出信号S3，(E)表示从接收电路B5输出的信息信号SR，(F)对应于表示从接收电路B5输出的信息信号SR而生成的控制信号SC1，(G)表示由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路的动作状态。
即使是图6所示的动作波形，在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变小了的变化点X，在从滤波电路B10的输出信号S1产生负方向的电压变化VX之后经过规定的时间T1的期间，开关电路SW1的开关被设为断开状态，基于反馈路径B11的负反馈电路被设为非活性状态。因此，运算放大器A1以极大的放大增益放大反转输入端子(-)的输入信号S2。其结果，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3如图6(D)所示那样，成为电源电压VDD的饱和电平。因此，在该期间，解决了下冲后的振幅返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由下冲后的振幅返回引起的解调中的误动作。
如果经过规定的时间T1，则开关电路SW1的开关被设为接通状态，反馈路径B11的负反馈电路被设为活性状态。此时，对反馈路径B11的二极管D1的阴极和阳极分别供给低电压电平的输入信号S2和高电压电平的输出信号S3。因此，对反馈路径B11的二极管D1的顺时针方向施加电压，二极管D1导通。其结果，运算放大器A1的输出信号S3的电压电平电压被钳位为比输入信号S2的电压电平高二极管D1的顺时针方向电压VF的大小的电平。由此，通过反馈路径B11的二极管D1的钳位，运算放大器A1的输出信号S3能够保持为稳定的电压电平。
而且，在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变大了的变化点Y，在从滤波电路B10的输出信号S1上产生正方向的电压变化VY之后经过规定的时间T2的期间，开关电路SW1的开关被设为断开状态，基于反馈路径B11的负反馈电路被设为非活性状态。因此，运算放大器A1以极大的增益放大反转输入端子(-)的输入信号S2。其结果，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3如图6(D)所示那样，成为接地电位GND的饱和电平。因此，在此期间，能够解决过冲后的振幅返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由过冲后的振幅返回引起的解调中的误动作。
如果经过规定的时间T1，则开关电路SW1的开关被设为接通状态，反馈路径B11的负反馈电路被设为活性状态。此时，对反馈路径B11的二极管D2的阳极和阴极分别施加高电压电平的输入信号S2和低电压电平的输出信号S3。因此，对反馈路径B11的二极管D2的顺时针方向施加电压，二极管D2导通。其结果，运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被电压钳位为比输入信号S2的电压电平低二极管D2的顺时针方向电压VF大小的电平。由此，通过反馈路径B11的二极管D2的钳位，运算放大器A1的输出信号S3能够保持为稳定的电压电平。
[实施方式3]
《实施方式3的接收电路的结构》
图7是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式3的接收电路B5的结构的图
图7所示的接收电路B5与图3所示的接收电路B5完全同样地包括：整流电路B9、滤波电路B10、电容C1、运算放大器A1、反馈路径B11、开关电路SW1、二值化电路B12以及控制电路B13。
图7所示的接收电路B5与图3所示的接收电路B5的不同点在于：反馈路径B11由二极管连接的P沟道MOS晶体管M1、二极管连接的N沟道MOS晶体管M2构成，开关电路SW1由P沟道MOS晶体管M3、N沟道MOS晶体管M4构成。因此，在开关电路SW1接通的状态下，另外在运算放大器A1的反转输入端子(-)和运算放大器A1的输出端子之间产生了大于等于钳位MOS晶体管M1、M2的阈值向电压的电压差时，通过钳位MOS晶体管M1、M2流过电流，反馈路径B11实现电压钳位的功能。
即、图7所示的接收电路B5的反馈路径B11由P沟道MOS晶体管M1和N沟道MOS晶体管M2构成，其中P沟道MOS晶体管M1通过连接栅电极和漏电极而被设为二极管连接，N沟道MOS晶体管M2通过连接栅电极和漏电极而被设为二极管连接。
此外，在开关电路SW1中，P沟道MOS晶体管M3的漏电极与反馈路径B11的P沟道MOS晶体管M1的源电极连接，N沟道MOS晶体管M4的漏电极与反馈路径B11的N沟道MOS晶体管M2的源电极连接。另外，对P沟道MOS晶体管M3的源电极和N沟道MOS晶体管M4的源电极供给运算放大器A1的输出端子的输出信号S3。另外，进而，向P沟道MOS晶体管M3的栅电极和N沟道MOS晶体管M4的栅电极分别供给由控制电路B13生成的一方的控制信号SC2和另一方的控制信号SC3。
《实施方式3的接收电路的动作》
图8是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图7所示的接收电路B5的各部分的动作波形的图。
在图8中，(A)表示从读出/写入装置发送的下行通信数据，(B)表示在天线端子LA、LB之间发生的天线端子间电压，(C)表示滤波电路B10的输出信号S1，(D)表示基准电压V1、运算放大器A1的输入信号S2以及输出信号S3，(E)表示从接收电路B5输出的信息信号SR，(F)表示对应于从接收电路B5输出的信息信号SR而生成的控制信号SC2、SC3，(G)表示由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路的动作状态。
即使是图8所示的动作波形，在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变小了的变化点X，在滤波电路B10的输出信号S1中产生了负方向的电压变化VX之后经过规定的时间T1的期间，通过高电平的一方的控制信号SC2将开关电路SW1的P沟道MOS晶体管M3设为断开状态，将基于反馈路径B11的被设为二极管连接的P沟道MOS晶体管M1的负反馈电路设为非活性状态。在此期间，通过高电平的另一方的控制信号SC3将N沟道MOS晶体管M4设为接通状态，但对二极管连接的N沟道MOS晶体管M2的两端子间供给反向偏压电压，MOS晶体管M2成为断开状态。因此，运算放大器A1以极大的放大增益对反转输入端子(-)的输入信号S2进行放大。其结果，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3如图8(D)所示那样，成为电源电压VDD的饱和电平。因此，能够解决在此期间下冲后的振幅返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由下冲后的振幅返回引起的解调中的误动作。
如果经过规定的时间T1，则通过低电平的一方的控制信号SC2而将开关电路SW1的P沟道MOS晶体管M3设为接通状态，将反馈路径B11的负反馈电路设为活性状态。此时，对反馈路径B11的二极管连接的P沟道MOS晶体管M1的栅/漏电极和源电极分别供给低电压电平的输入信号S2和高电压电平的输出信号S3。如果两信号S2、S3的电压差超过二极管连接的P沟道MOS晶体管M1的阈值电压Vthp，则MOS晶体管M1导通。其结果，则运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被电压钳位为比输入信号S2的电压电平高二极管连接的P沟道MOS晶体管M2的阈值电压Vthp大小的电平。由此，通过反馈路径B11的二极管的P沟道MOS晶体管M2的钳位，运算放大器A1的输出信号S3能够保持为稳定的电压电平。
而且，在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变大了的变化点Y，在从滤波电路B10的输出信号S1中产生了正方向的电压变化VY开始经过规定的时间T2的期间，通过低电平的另一方的控制信号SC3将开关电路SW1的N沟道MOS晶体管M4设为断开状态，将反馈路径B11的基于设为二极管连接的N沟道MOS晶体管M2的负反馈电路设为非活性状态。因此，运算放大器A1以极大的放大增益放大反转输入端子(-)的输入信号S2。其结果，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3如图8(D)所示那样，成为接地电位GND的饱和电平。因此，能够解决在此期间过冲后的振幅返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由过冲后的振幅返回引起的解调中的误动作。
如果经过规定的时间T2，则通过高电平的另一方的控制信号SC3将开关电路SW1的N沟道MOS晶体管M4设为接通状态，将反馈路径B11的负反馈电路设为活性状态。此时，对二极管连接的N沟道MOS晶体管M2的栅/漏电极和源电极分别供给高电压电平的输入信号S2和低电压电平的输出信号S3。如果两信号S2、S3的电压差超过二极管连接的N沟道MOS晶体管M2的阈值电压Vthn，则MOS晶体管M2导通。其结果，运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被钳位为比输入信号S2的电压电平低二极管连接的N沟道MOS晶体管M2的阈值电压Vthn大小的电平。由此，通过反馈路径B11的二极管连接的N沟道MOS晶体管M2的钳位，运算放大器A1的输出信号S3能够保持为稳定的电压电平。
[实施方式4]
《实施方式4的接收电路的结构》
图9是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式4的接收电路B5的结构的图。
图9所示的接收电路B5与图3所示的接收电路B5完全同样地包括：整流电路B9、滤波电路B10、电容C1、运算放大器A1、反馈路径B11、开关电路SW1、二值化电路B12以及控制电路B13。
图9所示的接收电路B5与图3所示的接收电路B5的不同点在于：反馈路径B11由电阻R1构成。因此，在开关电路SW1接通的状态下，另外在运算放大器A1的反转输入端子(-)与运算放大器A1的输出端子之间产生了电压差时，反馈路径B11的电阻R1实现了生成电压降的功能。
《实施方式4的接收电路的动作》
图10是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图9所示的接收电路B5的各部的动作波形的图。
在图10中，(A)表示从读出/写入装置发送的下行通信数据，(B)表示在天线端子LA、LB之间发生的天线端子间电压，(C)表示滤波电路B10的输出信号S1，(D)表示基准电压V1、运算放大器A1的输入信号S2以及输出信号S3，(E)表示从接收电路B5输出的信息信号SR，(F)表示对应于从接收电路B5输出的信息信号SR而生成的控制信号SC1，(G)表示由运算放大器A1和反馈路径B11形成的负反馈电路的动作状态。
即使在图10所示的动作波形中，在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变小了的变化点X，在滤波电路B10的输出信号S1中产生了负方向的电压变化VX之后经过规定的时间T1的期间，开关电路SW1的开关被设为断开状态，反馈路径B11的负反馈电路被设为非活性状态。因此，运算放大器A1以极大的放大增益放大反转输入端子(-)的输入信号S2。其结果，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3如图10(D)所示那样，成为电源电压VDD的饱和电平。其结果，能够解决在该期间过冲后的振幅返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由过冲后的振幅返回引起的解调中的误动作。
如果经过了规定的时间T1，则开关电路SW1的开关被设为接通状态，反馈路径B11的负反馈电路被设为活性状态。此时，对反馈路径B11的电阻R1的一端和另一端分别供给低电压电平的输入信号S2和高电压电平的输出信号S3。因此，在反馈路径B11的电阻R1的一端和另一端之间产生电压降。其结果，运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被设定为比输入信号S2的电压电平高电阻R1的电压降大小的电平。在图10(D)所示的例子中，反馈路径B11的电阻R1的电阻值极小，运算放大器A1的输入信号S1的电压电平成为与运算放大器A1的输出信号S3的电压电平大致相同的电平。如果将反馈路径B11的电阻R1的电阻值设定得比较大，则运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被设定为比输入信号S2的电压电平高电阻R1的比较大的电压降大小的电平。由此，通过反馈路径B11的电阻R1的电压降，运算放大器A1的输出信号S3能够保持为稳定的电压电平。
而且，在来自读出/写入装置U2的发送载波信号的振幅变大了的变化点Y，在滤波电路B10的输出信号S1中产生到了正方向的电压变化VY之后经过规定的时间T1的期间，开关电路SW1的开关被设为断开状态，反馈路径B11的负反馈电路被设为非活性状态。因此，运算放大器A1以极大的放大增益放大反转输入端子(-)的输入信号S2。其结果，在该超高放大增益的状态下，运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2未被准确地放大，反转放大的输出信号S3如图10(D)所示那样，成为接地电位GND的饱和电平。因此，能够解决在该期间过冲后的振幅返回包含在运算放大器A1的输出信号S3中的问题。因此，能够解决由过冲后的振幅返回引起的解调中的误动作。
如果经过规定的时间T1，则开关电路SW1的开关被设为接通状态，反馈路径B11的负反馈电路被设为活性状态。此时，对反馈路径B11的电阻R1的一端和另一端分别供给高电压电平的输入信号S2和低电压电平的输出信号S3。因此，在反馈路径B11的电阻R1的一端和另一端之间产生电压降。其结果，运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被设定为比输入信号S2的电压电平低电阻R1的电压降大小的电平。在图10(D)所示的例子中，反馈路径B11的电阻R1的电阻值极小，运算放大器A1的输入信号S2的电压电平与运算放大器A1的输出信号S3的电压电平大致为同一电平。如果将反馈路径B11的电阻R1的电阻值设定得比较大，则运算放大器A1的输出信号S3的电压电平被设定为比输入信号S2的电压电平低电阻R1的比较大的电压降大小的电平。由此，通过反馈路径B11的电阻R1的电压降，运算放大器A1的输出信号S3能够保持为稳定的电压电平。
[实施方式5]
《实施方式5的接收电路的结构》
图11是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式3的接收电路B5的结构的图。
图11所示的接收电路B5与图5所示的接收电路B5完全同样地包含：整流电路B9、滤波电路B10、电容C1、运算放大器A1、反馈路径B11、开关电路SW1、二值化电路B12以及控制电路B13。
图11所示的接收电路B5与图5所示的接收电路B5的不同点在于：对控制电路B13供给控制信号S4，能够通过控制信号S4可变地设定从变化点X开始经过规定的时间T1的期间以及从变化点Y开始经过规定的时间T2的期间。
控制信号S4是表示来自读出/写入装置的通信中的通信速度、通信协议的信号，控制电路B13通过由控制信号S4指定的通信速度、通信协议使规定的时间T1、时间T2的经过期间变化。
《实施方式5的接收电路的动作》
如以上那样，通过如图11所示那样构成接收电路B5，能够通过通信速度、通信协议的差异来利用最佳的时间T1。
例如在通信速度为低速的情况下，通过加长规定的时间T1、T2的经过期间来延长忽视下冲、过冲的时间，在通信速度为高速的情况下，缩短规定的时间T1、T2的经过期间。另外，在下冲、过冲的容许范围小的通信协议的情况下将规定的时间T1、T2的经过期间设定得短，另一方面，在下冲、过冲的容许范围大的通信协议的情况下将规定的时间T1、T2的经过期间设定得长。
[实施方式6]
《实施方式6的接收电路的结构》
图12是表示内置于搭载在图1所示的IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的本发明的实施方式6的接收电路B5的结构的图。
图12所示的接收电路B5与图7所示的接收电路B5完全同样地包括：整流电路B9、滤波电路B10、电容C1、运算放大器A1、反馈路径B11、开关电路SW1、二值化电路B12以及控制电路B13。但是，在图12所示的接收电路B5中追加有将二值化电路B12与控制电路B13连接起来的判定电路B14。
因此，图12所示的接收电路B5与图7所示的接收电路B5的不同点在于：从判定电路B14向控制电路B13供给控制信号S4，并且能够通过控制信号S4可变地设定从变化点X开始经过规定的时间T1的期间以及从变化点Y开始经过规定的时间T2的期间。
控制信号S4是表示来自读出/写入装置的通信中的通信速度、通信协议的信号，控制电路B13根据由控制信号S4指定的通信速度、通信协议，使规定的时间T1、时间T2的经过期间变化。
《实施方式6的接收电路的动作》
图13是表示内置于搭载在IC卡B1中的半导体集成电路装置B2的内部电路B4的如图12所示的接收电路B5的各部的动作波形的图。
在图13中，(A)表示在天线端子LA、LB的端子间发生的天线端子间电压，(B)表示在相对天线端子LA、LB的端子间电压接收电路B5正常进行了动作的情况下从接收电路输出的信息信号SR，(C)表示从接收电路B5输出的信息信号SR，(D)表示对应于信息信号SR而生成的控制信号SC2、SC3，(E)表示由判定电路B14生成的判定信号S4。
此外，在图13中(F)～(J)表示来自读出/写入装置的下行通信速度慢的情况下的各部的动作波形，(F)表示在天线端子LA、LB的端子间发生的天线端子间电压，(G)表示在相对天线端子LA、LB的端子电压接收电路B5正常进行动作了的情况下从接收电路输出的信息信号SR，(H)表示从接收电路B5输出的信息信号SR，(I)表示对应于信息信号SR而生成的控制信号SC2、SC3，(J)表示由判定电路B14生成的判定信号S4。
即、判定电路B14具有利用从二值化电路B12输出的信息信号SR来判定来自读出/写入装置的通信速度的功能，在通信速度的判定结束之前，将判定信号S4保持为高电平“H”。另外，在判定为通信速度为高速时将判定信号S4保持为高电平“H”不变，在判定为通信速度为低速时将判定信号S4设为低电平“L”。
如图13(A)～(E)所示那样，在来自读出/写入装置的下行通信速度慢的情况下，在判定电路B14中的通信速度的判定前后将判定信号S4保持为高电平“H”不变，在判定信号S4中不产生变化，图12所示的接收电路B5与图7所示的接收电路B5完全相同地进行动作。
另一方面，如图13(F)～(J)所示的那样，在来自读出/写入装置的下行通信速度慢的情况下，在判定电路B14中的通信速度的判定前后判定信号S4的电平发生变化，所以动作与上述不同。
即、读出/写入装置开始下行通信，载波信号的振幅根据来自读出/写入装置的下行通信数据而如图13(F)所示那样变小，接收电路B5检测最初的信号变化。由此，从接收电路B5输出的信息信号SR如图13(H)所示那样，从高电平“H”变化为低电平“L”。几乎与此同时，控制信号SC2如图13(I)所示那样，变为高电平“H”，所以P沟道MOS晶体管M3变为断开状态。因此，P沟道钳位MOS晶体管M1变为从运算放大器A1的输出端子电气地切断的状态，由运算放大器A1和P沟道MOS晶体管M1形成的负反馈电路成为非活性状态。此时，由于高电平“H”的控制信号SC3，N沟道MOS晶体管M4为接通状态，但是，根据运算放大器A1的反转输入端子(-)的输入信号S2与输出端子的输出信号S3之间的电位关系，N沟道钳位MOS晶体管M2为断开状态，所以钳位MOS晶体管M2的负反馈电路为非活性状态。
之后，在经过规定的时间T1的结束之前的期间，负反馈电路保持非活性的状态。此时，在基于判定电路B14的通信速度的判定结束之前，判定信号S4如图13(J)所示那样，为高电平“H”。因此，通过控制电路B13，规定的时间T1被设定为短的时间T3，所以在下冲引起的输入信号变化结束以前，由运算放大器A1、P沟道MOS晶体管M1形成的负反馈电路变为活性状态。其结果，不能完全忽视下冲，检测到图13(F)所示的下冲的返回信号UR，从接收电路B5输出的信息信号SR如图13(H)所示那样，变化为高电平“H”。
之后，来自读出/写入装置的下行通信数据的载波信号的振幅增大，但是接收电路B5转移到不能捕捉振幅的增大的状态。像这样地，接收电路B5不能检测下行通信数据的振幅的增大信号变化，来自接收电路B5的信息信号SR如图13(J)所示那样，保持高电平“H”。
但是，由来自读出/写入装置的下行通信数据进行了振幅调制的载波信号具有大的过冲，所以，接收电路B5检测图13(F)所示的过冲的返回信号OR，从接收电路输出的信息信号SR如图13(H)所示那样，变化为低电平“L”。
重复以上的动作，但在基于判定电路B14的通信速度的判定初期，如图13(H)所示那样，接收电路B5生成与正常地进行动作时不同的信息信号SR。即、在通信速度判定的初期，生成与正常动作时显著不同的周期的错误的信息信号SR。但是，之后，信息信号SR的周期TC变为与下行通信数据的周期一致，判定电路B14能够根据该周期TC来判定下行通信的通信速度。作为更优选的实施方式，判定电路B14采用多次观测周期TC而判定通信速度的技术。
如果像这样地判定电路B14利用信息信号SR的周期TC判定为通信速度慢，则使判定信号S4变化为低电平“L”，向控制电路B13传送通信速度慢的情况。因此，控制电路B13使规定的时间T1变化为长的期间T4，生成具有长的期间T4的规定的时间T1的控制信号SC2、SC3。
作为更优选的实施方式，变更时间T1的时间宽度，并且再设定(reset)接收从接收电路B5输出的信息信号SR并进行动作的信号处理电路等B7(参照图1)的状态。在图13中，在该再设定中需要时间TR。通过该再设定(reset)，信号处理电路等B7(图1参照)的内部状态被再设定(reset)为初期状态。之后，接收电路B5开始进行忽视设定为长的期间T4的时间T1的下冲以及过冲的接收动作，能够实现进行稳定的振幅解调的接收动作。
另外，以上设为从读出/写入装置输出下冲、过冲而进行了说明，但不限于此。例如对于起因于搭载在IC卡中的电源电路的响应速度的下冲、过冲或振铃等也能得到同样的效果。另外，虽然为特别地图示，但是即使在没有下冲、过冲的情况下，也同样地能够进行稳定的解调动作。
以上，基于实施例对本发明人作出的发明进行了具体的说明，但本发明并不限于上述实施例，当然能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。
例如在图11所示的接收电路B5中，反馈路径B11能够与图9同样地置换为电阻。另外，也能将对非反转输入端子(+)输入基准电压V1的运算放大器A1置换为CMOS变换电路，将CMOS变换电路的逻辑阈值(threshold)电压设为基准电压。
此外，在图1的非接触型IC卡中，电源电路B3、接收部B5、发送部B6、控制部B7、存储器B8也能够通过多个半导体集成电路装置(多芯片)构成。
(产业上的可利用性)
本发明能够广泛地利用于例如从外部供给具有大的下冲、过冲的数据信号的半导体集成电路装置以及非接触型IC卡。
符号的说明
A1：运算放大器；B1：IC卡；B2：半导体集成电路装置；B3：电源电路；B4：内部电路；B5：接收电路；B6：发送电路；B7：信号处理电路；B8：存储器；B9：整流电路；B10：滤波电路；B11：反馈路径；B12：二值化电路；B13：控制电路；B14：判定电路；L1：天线；C0、C1：电容；D1～D2：二极管；M1、M3：P沟道MOS晶体管；M2、M4：N沟道MOS晶体管；SR、ST：信息信号；SC1～SC3：控制信号；S1：输入信号；S2：输入信号；S3：输出信号；S4：判定信号；SW1：开关电路；T1～T4：时间；TR：再设定时间；L1：天线；LA、LB：天线端子；U1：印刷布线基板；U2：读出/写入装置；U3：线圈；U4：IC芯片；VDD：电源电压；GND：接地电位；V1～V3：基准电压；VX、VY：电压变化；VU：下冲电压；VO：过冲电压；VD：电压差

Claims (20)

1.一种半导体集成电路装置，具备：与天线连接的天线端子；根据从上述天线供给到上述天线端子的交流信号生成电源电压的电源电路；以及根据重叠在上述交流信号上的信息信号来解调上述信息信号的接收电路，该半导体集成电路装置的特征在于，
上述接收电路包括：整流电路、滤波电路、电容、放大器、反馈路径、开关电路、二值化电路以及控制电路，
上述整流电路对供给到上述天线端子的上述交流信号进行整流并平滑化，
上述整流电路的输出信号供给到减少高频分量的上述滤波电路的输入端，
上述滤波电路的输出信号经由上述电容而供给到上述放大器的反转输入端子，
上述放大器具有关于第1基准电压将供给到上述反转输入端子的输入信号反转放大的功能，
上述放大器的输出信号能够经由上述反馈路径和上述开关电路传送到上述反转输入端子，
上述开关电路能够通过上述控制电路的输出信号进行控制，
上述二值化电路对上述放大器的上述输出信号进行二值化，
在从上述二值化电路的输出信号的电平变化开始经过规定的时间的期间，上述开关电路通过上述控制电路的上述输出信号控制成断开状态。
2.根据权利要求1所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
通过在经过上述规定的时间的期间将上述开关电路控制为上述断开状态，上述反馈路径将上述放大器的上述反转输入端子和生成上述输出信号的输出端子中的至少某一方的端子电气地分离。
3.根据权利要求2所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
上述反馈路径包括反方向地连接的两个二极管元件。
4.根据权利要求2所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
包括在上述放大器的上述反转输入端子与生成上述输出信号的上述输出端子之间生成电压降的电压降元件。
5.根据权利要求2所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
能够对上述控制电路供给控制信号，能够通过上述控制信号可变地设定经过上述规定的时间的上述期间。
6.根据权利要求2所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
上述接收电路还包括判定电路，
上述判定电路根据上述二值化电路的上述输出信号判定重叠在上述交流信号上的上述信息信号的通信速度的大小，
从上述判定电路向上述控制电路供给作为上述判定电路的判定结果的上述控制信号，能够对上述控制信号进行响应而可变地设定经过上述规定的时间的上述期间。
7.根据权利要求3所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
上述反馈路径的上述二极管元件由PN接合的二极管构成。
8.根据权利要求3所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
上述反馈路径的上述二极管元件由P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管构成。
9.根据权利要求4所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
上述反馈路径的上述电压降元件由电阻构成。
10.根据权利要求1至9中任意一项所述的半导体集成电路装置，其特征在于，
上述放大器为运算放大器，上述第1基准电压供给到上述运算放大器的非反转输入端子。
11.一种IC卡，在基板的主表面上安装有半导体集成电路装置和由布线形成的天线，其特征在于，
上述半导体集成电路装置具备：与天线连接的天线端子、根据从上述天线供给到上述天线端子的交流信号生成电源电压的电源电路、以及根据重叠在上述交流信号上的信息信号来解调上述信息信号的接收电路，
上述接收电路包括：整流电路、滤波电路、电容、放大器、反馈路径、开关电路、二值化电路以及控制电路，
上述整流电路对供给到上述天线端子的上述交流信号进行整流并平滑化，
上述整流电路的输出信号供给到减少高频分量的上述滤波电路的输入端，
上述滤波电路的输出信号经由上述电容而供给到上述放大器的反转输入端子，
上述放大器具有关于第1基准电压将供给到上述反转输入端子的输入信号反转放大的功能，
上述放大器的输出信号能够经由上述反馈路径和上述开关电路传送到上述反转输入端子，
上述开关电路能够通过上述控制电路的输出信号进行控制，
上述二值化电路对上述放大器的上述输出信号进行二值化，
在从上述二值化电路的输出信号的电平变化开始经过规定的时间的期间，上述开关电路通过上述控制电路的上述输出信号控制成断开状态。
12.根据权利要求11所述的IC卡，其特征在于，
通过在经过上述规定的时间的上述期间将上述开关电路控制为上述断开状态，上述反馈路径将上述放大器的上述反转输入端子和生成上述输出信号的输出端子中的至少某一方的端子电气地分离。
13.根据权利要求12所述的IC卡，其特征在于，
上述反馈路径包括反方向地连接的两个二极管元件。
14.根据权利要求12所述的IC卡，其特征在于，
包括在上述放大器的上述反转输入端子与生成上述输出信号的上述输出端子之间生成电压降的电压降元件。
15.根据权利要求12所述的IC卡，其特征在于，
能够对上述控制电路供给控制信号，能够通过上述控制信号可变地设定经过上述规定的时间的上述期间。
16.根据权利要求12所述的IC卡，其特征在于，
上述接收电路还包括判定电路，
上述判定电路根据上述二值化电路的上述输出信号判定重叠在上述交流信号上的上述信息信号的通信速度的大小，
从上述判定电路向上述控制电路供给作为上述判定电路的判定结果的上述控制信号，能够对上述控制信号进行响应而可变地设定经过上述规定的时间的上述期间。
17.根据权利要求13所述的IC卡，其特征在于，
上述反馈路径的上述二极管元件由PN接合的二极管构成。
18.根据权利要求13所述的IC卡，其特征在于，
上述反馈路径的上述二极管元件由P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管构成。
19.根据权利要求14所述的IC卡，其特征在于，
上述反馈路径的上述电压降元件由电阻构成。
20.根据权利要求11至19中任意一项所述的IC卡，其特征在于，
上述放大器为运算放大器，上述第1基准电压供给到上述运算放大器的非反转输入端子。
CN201080016559.3A 2009-04-15 2010-03-31 半导体集成电路装置以及安装了它的ic卡 Expired - Fee Related CN102395987B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009098745 2009-04-15
JP2009-098745 2009-04-15
PCT/JP2010/055834 WO2010119772A1 (ja) 2009-04-15 2010-03-31 半導体集積回路装置およびそれを実装したｉｃカード

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102395987A true CN102395987A (zh) 2012-03-28
CN102395987B CN102395987B (zh) 2014-04-02

Family

ID=42982434

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080016559.3A Expired - Fee Related CN102395987B (zh) 2009-04-15 2010-03-31 半导体集成电路装置以及安装了它的ic卡

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8403233B2 (zh)
EP (1) EP2420959A1 (zh)
JP (1) JP5183800B2 (zh)
CN (1) CN102395987B (zh)
WO (1) WO2010119772A1 (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104769852A (zh) * 2012-09-14 2015-07-08 凯萨股份有限公司 具有虚拟磁滞的无线连接
CN107196530A (zh) * 2016-03-14 2017-09-22 恩智浦有限公司 负载电流测量
CN107659521A (zh) * 2011-09-30 2018-02-02 质子世界国际公司 配置用于近场通信路由器的调制类型
US10033439B2 (en) 2012-12-17 2018-07-24 Keyssa, Inc. Modular electronics
US10069183B2 (en) 2012-08-10 2018-09-04 Keyssa, Inc. Dielectric coupling systems for EHF communications
US10243621B2 (en) 2008-12-23 2019-03-26 Keyssa, Inc. Tightly-coupled near-field communication-link connector-replacement chips
US10602363B2 (en) 2013-03-15 2020-03-24 Keyssa, Inc. EHF secure communication device

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120155344A1 (en) * 2010-12-16 2012-06-21 Qualcomm Incorporated Out-of-band communication on harmonics of the primary carrier in a wireless power system
US9264108B2 (en) 2011-10-21 2016-02-16 Qualcomm Incorporated Wireless power carrier-synchronous communication
US9508487B2 (en) * 2011-10-21 2016-11-29 Qualcomm Incorporated Systems and methods for limiting voltage in wireless power receivers
CN103188118B (zh) * 2011-12-30 2015-08-19 北京中电华大电子设计有限责任公司 一种14443接口pcd帧结束检测方法
JP5959097B2 (ja) * 2012-07-03 2016-08-02 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
US9130369B2 (en) 2012-08-29 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Wireless power overvoltage protection circuit with reduced power dissipation
CN103684671A (zh) * 2012-09-18 2014-03-26 北京中电华大电子设计有限责任公司 一种14443接口pcd帧结束检测方法
CN103095407B (zh) * 2012-12-28 2016-01-20 广州中大微电子有限公司 读写器芯片数字编码装置及应用该装置的编码方法
JPWO2015037422A1 (ja) 2013-09-11 2017-03-02 株式会社リコー 無線通信装置および携帯機器
FR3062937A1 (fr) * 2017-02-14 2018-08-17 Stmicroelectronics (Rousset) Sas Activation d'un dispositif nfc
JP6946027B2 (ja) * 2017-03-17 2021-10-06 株式会社東芝 Ｉｃカード、携帯可能電子装置、プログラム、処理装置及び処理システム
US10892800B1 (en) 2020-01-06 2021-01-12 Nucurrent, Inc. Systems and methods for wireless power transfer including pulse width encoded data communications
US11303164B2 (en) * 2020-07-24 2022-04-12 Nucurrent, Inc. Low cost communications demodulation for wireless power transmission system
US11303165B2 (en) * 2020-07-24 2022-04-12 Nucurrent, Inc. Low cost communications demodulation for wireless power receiver system
US11277035B1 (en) 2021-02-01 2022-03-15 Nucurrent, Inc. Automatic gain control for communications demodulation in wireless power transmitters

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6437609B1 (en) * 1999-10-22 2002-08-20 Stmicroelectronics S.A. Charge pump type voltage booster circuit
CN1627439A (zh) * 2003-11-28 2005-06-15 尔必达存储器株式会社 半导体存储装置
CN1652150A (zh) * 2004-02-05 2005-08-10 株式会社瑞萨科技 半导体集成电路装置及非接触型ic卡
JP2008236617A (ja) * 2007-03-23 2008-10-02 Nec Tokin Corp 非接触ｉｃタグ用リーダライタおよびその信号送信方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2768880B1 (fr) 1997-09-23 2000-05-05 Sgs Thomson Microelectronics Demodulateur pour carte a puce sans contact
JP3923297B2 (ja) * 2001-10-29 2007-05-30 富士通株式会社 情報処理装置およびカード型情報処理デバイス
JP2006164312A (ja) 2004-12-02 2006-06-22 Hitachi Ltd 半導体装置およびそれを用いた磁気記録再生装置
US7449868B2 (en) * 2004-12-07 2008-11-11 Fairchild Semiconductor Corporation Current controlled gate driver for power switches
JP2006271182A (ja) * 2005-02-25 2006-10-05 Rohm Co Ltd 昇降圧レギュレータ回路及びこれを用いた液晶表示装置
JP5036039B2 (ja) * 2007-03-30 2012-09-26 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6437609B1 (en) * 1999-10-22 2002-08-20 Stmicroelectronics S.A. Charge pump type voltage booster circuit
CN1627439A (zh) * 2003-11-28 2005-06-15 尔必达存储器株式会社 半导体存储装置
CN1652150A (zh) * 2004-02-05 2005-08-10 株式会社瑞萨科技 半导体集成电路装置及非接触型ic卡
JP2008236617A (ja) * 2007-03-23 2008-10-02 Nec Tokin Corp 非接触ｉｃタグ用リーダライタおよびその信号送信方法

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10965347B2 (en) 2008-12-23 2021-03-30 Keyssa, Inc. Tightly-coupled near-field communication-link connector-replacement chips
US10243621B2 (en) 2008-12-23 2019-03-26 Keyssa, Inc. Tightly-coupled near-field communication-link connector-replacement chips
CN107659521B (zh) * 2011-09-30 2020-12-08 质子世界国际公司 配置用于近场通信路由器的调制类型
CN107659521A (zh) * 2011-09-30 2018-02-02 质子世界国际公司 配置用于近场通信路由器的调制类型
US10069183B2 (en) 2012-08-10 2018-09-04 Keyssa, Inc. Dielectric coupling systems for EHF communications
CN106330269B (zh) * 2012-09-14 2019-01-01 凯萨股份有限公司 具有虚拟磁滞的无线连接
US10027382B2 (en) 2012-09-14 2018-07-17 Keyssa, Inc. Wireless connections with virtual hysteresis
CN104769852A (zh) * 2012-09-14 2015-07-08 凯萨股份有限公司 具有虚拟磁滞的无线连接
CN106330269A (zh) * 2012-09-14 2017-01-11 凯萨股份有限公司 具有虚拟磁滞的无线连接
CN104769852B (zh) * 2012-09-14 2016-09-21 凯萨股份有限公司 具有虚拟磁滞的无线连接
US10033439B2 (en) 2012-12-17 2018-07-24 Keyssa, Inc. Modular electronics
US10523278B2 (en) 2012-12-17 2019-12-31 Keyssa, Inc. Modular electronics
US10602363B2 (en) 2013-03-15 2020-03-24 Keyssa, Inc. EHF secure communication device
US10925111B2 (en) 2013-03-15 2021-02-16 Keyssa, Inc. EHF secure communication device
CN107196530A (zh) * 2016-03-14 2017-09-22 恩智浦有限公司 负载电流测量
US10439510B2 (en) 2016-03-14 2019-10-08 Nxp B.V. Load current measurement

Also Published As

Publication number Publication date
US20120006905A1 (en) 2012-01-12
JPWO2010119772A1 (ja) 2012-10-22
CN102395987B (zh) 2014-04-02
JP5183800B2 (ja) 2013-04-17
WO2010119772A1 (ja) 2010-10-21
US8403233B2 (en) 2013-03-26
EP2420959A1 (en) 2012-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102395987B (zh) 半导体集成电路装置以及安装了它的ic卡
JP4854604B2 (ja) 半導体集積回路、それを搭載したカードおよびその動作方法
CN107092949B (zh) 智能卡性能增强电路及系统
US20090267736A1 (en) Non-contact electronic device
US20090295543A1 (en) Transponder, interrogator, and communication device
JP4822588B2 (ja) 情報処理装置および情報処理デバイス
CN101561891B (zh) 双界面sim卡及其射频识别系统
JP4877998B2 (ja) 半導体集積回路装置
KR20090086353A (ko) 검파 회로와 그것을 포함하는 ｒｆ 회로 및 그것들을 내장하는 휴대 기기
WO2009127157A1 (zh) 具有射频识别功能的sim卡芯片
US9182771B2 (en) Voltage regulation of near field communication communicators
KR20200104157A (ko) 수신 회로 및 이를 포함하는 근거리 무선 통신 카드
Kim et al. A CMOS transceiver for a multistandard 13.56-MHz RFID reader SoC
US9912386B2 (en) Method for operating object capable via contactless communication
US7138699B2 (en) Semiconductor integrated circuit and noncontact information medium
KR100995752B1 (ko) 접촉식 아이씨카드 판독기의 전원 인터페이스회로
CN110620742B (zh) 用于限制标签接收的调制信号的电平的方法和对应限制器
El Boutahiri et al. A high-performance fully integrated 900-MHz passive RFID tag EPC C1G2 analog front end
JP4260165B2 (ja) 非接触ｉｃカードの有無検出回路
US9311812B2 (en) Transmitter and transceiver having the same in an RFID system
CN204680047U (zh) 用于复合卡中的通信电路、复合卡及复合通行卡
JP2010108134A (ja) リーダ／ライタ、情報処理装置、通信方法、プログラム、および通信システム
CN103312342B (zh) Rfid系统中的发射器及包含所述发射器的收发器
CN102567777B (zh) 一种非接触式ic卡参数确定装置及方法
JP2004336352A (ja) 変調回路および非接触ｉｃカード用リーダライタ

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CP02 Change in the address of a patent holder
CP02 Change in the address of a patent holder

Address after: Tokyo, Japan

Patentee after: Renesas Electronics Corporation

Address before: Kanagawa, Japan

Patentee before: Renesas Electronics Corporation

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20140402

Termination date: 20190331