CN101981846B - 接收设备、接收方法和通信系统 - Google Patents

Abstract

为了获得良好的接收性能，同时减少在使用软判决纠错编码的MIMO通信系统中的计算量。对应的接收器402-1到402-R将接收天线401-1到401-R所获取的接收波从射频变换成基带信号，以作为接收信号输出。信号检测器403基于接收信号和从信道估计器404获得的信道估计值计算发送信号的比特LLR。解交织单元405-1到405-T以与在发送侧执行的交织的模式相反的模式，对从信号检测器403输出的比特LLR进行重排。通过解码器406-1到406-T对解交织后的比特LLR进行纠错解码。并串转换器407对经解码的比特序列进行并串转换，以输出所检测的传输比特序列。

Description

接收设备、接收方法和通信系统

技术领域

本发明涉及用于在MIMO系统中进行通信的接收设备、接收方法和通信系统。

背景技术

在诸如移动电话系统等无线通信中，作为在不扩宽频带的情况下增强传输速度的技术，用于使用多根发送天线和接收天线执行空间复用传输的MIMO(多输入多输出)传输已众所周知。

图18是示出了MIMO传输的发送设备的配置的框图。发送设备包括串并转换器5001、调制器5002-1到5002-T、发送器5003-1到5003-T以及发送天线5004-1到5004-T。

首先，串并转换器5001对传输比特序列进行串并转换，以将其分成T个比特序列。相关的调制器5002-1到5002-T将比特序列映射到诸如QPSK(正交相移键控)、16QAM(正交幅度调制)之类的调制符号上。通过发送器5003-1到5003-T将作为发送信号的调制符号转换至射频，并在相同的频率上以相同的定时从相关的发送天线5004-1到5004-T对其进行发送。

图19是示出了MIMO传输的接收设备的配置的框图。接收设备包括接收天线5101-1到5101-R、接收器5102-1到5102-R、信号检测器5103以及信道估计器5104。

接收天线5101-1到5101-R接收具有空间复用形式的发送信号。对应的接收器5102-1到5102-R将接收天线5101-1到5101-R所获取的接收波从射频变换成基带，以作为接收信号输出。信号检测器5103基于接收信号和从信道估计器5104获得的信道估计值对发送信号进行检测，并输出传输比特序列的判决值。信道估计器5104基于用于信道估计的已知训练信号和接收信号来估计传输信道的冲激响应。

信号检测器5103从以发送信号的空间复用形式给出的接收信号中检测独立的发送信号。作为优选检测方案，使用MLD(最大似然检测)。首先，将接收信号表示如下：

[数学式1]

y＝Hs+n    (1)

y＝[y₁…y_R]^T    (2)

s＝[s₁…s_T]^T    (4)

n＝[n₁…n_R]^T    (5)

在此，y是R维的接收信号向量，以在单根天线上接收到的接收信号作为其分量，H是R行T列的信道矩阵，以发送天线和接收天线之间的信道冲激响应作为该信道矩阵的元素，s是T维的发送信号向量，以从单根天线发送的发送信号作为其分量，n是R维的噪声向量，以单根接收天线处的噪声作为其分量。上标“^T”表示矩阵的转置。MLD遵循以下的准侧，基于接收信号、信道估计值和发送信号候选来对发送信号进行检测：

[数学式2]

$\tilde{s}=\arg \underset{\hat{s}}{\min }{\left|\right|y-\tilde{H}\hat{s}\left|\right|}^2---\left(6\right)$

在此，s~是检测到的T维发送信号向量，H~是R行T列的信道估计矩阵，以所估计的信道冲激响应作为其分量，s^是发送信号的候选。s^涉及在发送侧发送的所有信号模式。在MLD中，基于与接收信号最接近或者使以下度量最小化的发送信号候选：

[数学式3]

从发送信号的所有候选中确定传输比特，以将其作为判决值输出。

采用这种方式，由于在MLD中计算了与所有发送信号候选的数目一样多的度量，可能获得最优的性能，然而该方法具有计算量大的问题。在之后提到的非专利文献1中有关于MLD的描述。

作为可以降低计算量的次优检测方案，存在线性接收方案，例如ZF(迫零)、MMSE(最小均方误差)。通过如下将接收信号与T行R列的权重系数矩阵相乘来执行线性接收方案：

[数学式4]

$\hat{x}=\mathrm{Wy}---\left(7\right).$

基于ZF，权重系数矩阵W按下式给出

[数学式5]

$W={\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H---\left(8\right)$

基于MMSE，该矩阵按下式给出

[数学式6]

$W={({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_T)}^{-1}{\tilde{H}}^H---\left(9\right).$

在此，^H表示复共轭转置矩阵，σ_n ²表示噪声功率，I_T表示T行T列的单位矩阵。通过对等式(7)中x^进行硬判决，可以获得传输比特序列。采用这种方式，在线性接收方案中，实质上将发送信号的候选的数目缩减为1，以使得与MLD中计算量相比，可以急剧地降低计算量。在之后提到的非专利文献2中可以找到关于线性接收方案的描述。

然而，线性接收方案在一方面可以急剧地降低计算量，但在另一方面导致了噪声增强，存在使接收性能退化的问题。

关于MLD，存在通过沿作为接收性能退化的方向的噪声增强的方向进行搜索的，从而可以获得优选的接收性能，同时减少发送信号的候选，因而显著地降低计算量的技术。在下面提到的专利文献1中描述了该技术。

图20是示出了专利文献1中示出的信号检测器5103的配置的框图。专利文献1中的信号检测器5103包括发送信号候选产生器5200、度量产生器5206和最小度量检测器5207。发送信号候选产生器5200包括初始信号产生器5201、求和器5202-1到5202-T、量化器5203-1到5203-T、并串转换器5204和更新值处理器5205。初始信号候选产生器5200产生发送信号候选。初始信号产生器5201通过将接收信号与基于ZF或MMSE作为等式(8)或等式(9)给出的权重相乘来产生初始信号。求和其5202-1到5202-T每一个都将初始信号与从更新值处理器5205获得的更新值相加。在量化器5203-1到5203-T处对相加结果进行硬判决，然后并串转换器5204将其并串转换成发送信号候选。

更新值处理器5205根据以下等式，由接收信号、初始信号和信道估计值确定更新值。假定更新值是u，通过以下等式确定u

[数学式7]

u＝μ_rv (101)

$v=P^q{\tilde{H}}^H(y-\tilde{H}\hat{s}\left(0\right))---\left(102\right)$

$P={({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}^2{I}_T)}^{-1}---\left(103\right)$

${\mathrm{\μ}}_r=[a\left(m\right)-{\left(\hat{x}\right)}_t]/{\left(v\right)}_t---\left(104\right)$

在此，q是等于或大于1的整数，y是接收信号向量，s^(0)是初始信号的硬判决结果。(x^)_t和(v)_t分别是x^和v的第t个元素。针对每一个t，a(m)可以取M个值，M是用于调制的多值数。由于通过将更新值与初始信号相加，然后对和进行硬判决来获得发送信号候选，故获得了和μ_r的数目一样多的候选，即TM个候选。对所获得的TM个候选进行最大似然检测。在传统MLD中，执行针对M^T个候选的度量计算。与之相对，可以急剧地降低发送信号候选的数目。此外，由于通过考虑噪声增强来搜索发送信号候选，可以选取与实际发送信号接近的候选。相应地，可以抑制接收性能的退化，同时急剧地削减计算量。

专利文献1：

待审日本专利申请2007-300586

非专利文献1：

X.Zhu and R.D.Murch，“Performance analysis of maximumlikelihood detection in a MIMO antenna system，“IEEE Transaction onCommunications，vol.50，no.2，pp.187-191，February 2002.

非专利文献2：

Simon Haykin，Adaptive Filter Theory The Third Edition，publishedby Prentice-Hall 1996

发明内容

本发明所要解决的问题

在通信系统中，通常执行纠错编码以改进接收性能。作为可以呈现出良好的纠错编码性能的方案之一，对作为比特可靠性信息的对数似然率(LLR，Log Likelihood Ratio)执行纠错解码的软判决纠错解码已众所周知。为了执行软判决纠错解码，有必要在MIMO信号的检测后计算比特LLR。然而，在专利文献1所公开的技术中，没有考虑到比特LLR的计算。

本发明是鉴于以上情况进行设计的，因此本发明的目标是提供在使用软判决纠错编码的MIMO通信系统中使用的接收设备、接收方法和通信系统，其可以提供良好的接收性能，同时减少计算量。

解决问题的方案

本发明在于一种用于在MIIMO系统中进行通信的接收设备，包括：信道估计器，用于计算信道估计值；信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及解码器，用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，其特征在于，所述信号检测器包括：发送信号候选产生器，用于产生发送信号候选；度量产生器，用于产生关于所述发送信号候选的度量；以及似然处理器，用于将生成度量中的最小度量的发送信号候选确定为最大似然序列，并计算所述最大似然序列的比特对数似然比，所述发送信号候选产生器包括：初始信号产生器，用于产生初始信号；更新值处理器，用于确定初始信号的更新值；求和器，用于将所述初始信号与所述更新值相加；以及量化器，用于对来自于所述求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及所述更新值处理器包括：搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值，计算接收性能退化的方向；步长产生器，用于基于所述初始信号和所述接收性能退化的方向来计算步长；以及更新值产生器，用于根据所述接收性能退化的方向和所述步长计算所述更新值。

所述设备的特征在于，初始信号产生器通过将所述接收信号与根据所述信道估计值计算的权重系数相乘来产生所述初始信号，或者根据从所述解码器输出的比特对数似然比来产生发送信号副本，并将所述副本设置为所述初始信号。

所述设备的特征在于，所述搜索方向产生器基于所述权重系数，计算指示噪声增强的至少一个方向，作为所述接收性能退化的方向。

所述设备的特征在于，所述搜索方向产生器通过幂法来计算指示噪声增强的至少一个方向。

所述设备的特征在于，所述搜索方向产生器还对所述初始信号进行硬判决，并基于硬判决结果的度量的梯度来计算指示噪声增强的方向。

所述设备的特征在于，所述似然处理器通过进一步考虑从所述解码器输出的比特对数似然比来确定所述比特对数似然比。

所述设备的特征在于，所述步长产生器产生步长，使得所述初始信号将被更新至不同的硬判决区域。

所述设备的特征在于，所述似然处理器根据所述步长产生简化度量，并确定生成最小简化度量的最大似然序列的反转比特序列，并且根据所述反转比特序列和所述最大似然序列的度量计算所述比特对数似然比。

所述设备的特征在于，所述似然处理器包括：固定信号消除器，用于移除包括所述最大似然序列的反转比特在内的信号；发送信号候选产生器，用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选；度量产生器，用于产生发送信号候选的度量；以及似然计算器，将所述度量中最小的度量确定为反转比特的度量，并根据所述反转比特的度量和所述最大似然序列的度量计算所述比特对数似然比。

此外，本发明在于一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备，包括：信道估计器，用于计算信号估计值；信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及解码器，用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，其特征在于，所述信号检测器包括：近似度量产生器以及似然处理器，所述近似度量产生器包括：固定信号消除器，用于移除在特定发送天线处固定的调制信号；发送信号候选产生器，用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选；度量产生器，用于计算所述发送信号候选的度量；以及最小度量产生器，用于确定所述度量中的最小度量，所述似然处理器根据从所述近似度量产生器输出的度量计算所述最大似然序列的比特对数似然比，所述发送信号候选产生器包括：初始信号产生器，用于产生初始信号；更新值处理器，用于确定针对初始信号的更新值；求和器，用于将所述初始信号与所述更新值相加；以及量化器，用于对来自于所述求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及所述更新值处理器包括：搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值，计算接收性能退化的方向；步长产生器，用于基于所述初始信号和所述接收性能退化的方向来计算步长；以及更新值产生器，用于根据所述接收性能退化的方向和所述步长来计算所述更新值。

所述设备的特征在于，初始信号产生器通过将所述接收信号与根据所述信道估计值计算的权重系数相乘来产生所述初始信号，或者根据从所述解码器输出的比特对数似然比来产生发送信号副本，并将所述副本设置为所述初始信号。

所述设备的特征在于，所述搜索方向产生器通过使用幂法，基于所述权重系数，计算指示最大噪声增强的方向。

所述设备的特征在于，所述搜索方向产生器对所述初始信号进行硬判决，并基于硬判决结果的度量的梯度来计算噪声增强方向。

所述设备的特征在于，所述似然处理器通过进一步考虑从所述解码器输出的比特对数似然比来确定所述比特对数似然比。

此外，本发明是一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备中的接收方法，包括：信道估计步骤，通过信道估计装置计算信道估计值的；信号检测步骤，通过信号检测装置根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及解码步骤，通过解码装置执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，以及其特征在于，所述信号检测步骤包括：发送信号候选产生步骤，产生发送信号候选；度量产生步骤，产生关于所述发送信号候选的度量；以及似然处理步骤，将生成度量中的最小度量的发送信号候选来确定为所述最大似然序列，并计算所述最大似然序列的比特对数似然比，所述发送信号候选产生步骤包括：初始信号产生步骤，产生初始信号；更新值处理步骤，确定所述初始信号的更新值；求和步骤，将所述初始信号和所述更新值相加；以及量化步骤，对来自于求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及所述更新值处理步骤包括：搜索方向产生步骤，至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；步长产生步骤，基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及更新值产生步骤，根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。

此外，本发明在于一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备中的接收方法，包括：信道估计步骤，通过信道估计装置计算信道估计值；信号检测步骤，通过信号检测装置根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及解码步骤，通过解码装置执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，以及其特征在于，所述信号检测步骤包括：近似度量产生步骤和似然处理步骤，所述近似度量产生步骤包括：固定信号消除步骤，移除在特定发送天线处固定的调制信号；发送信号候选产生步骤，产生针对来自于固定信号消除装置的输出的发送信号候选；度量产生步骤，计算所述发送信号候选的度量；以及最小度量产生步骤，确定所述度量中的最小度量；所述似然处理步骤根据从近似度量产生装置输出的度量计算所述最大似然序列的比特对数似然比，所述发送信号候选产生步骤包括：初始信号产生步骤，产生初始信号；更新值处理步骤，确定所述初始信号的更新值；求和步骤，将所述初始信号和所述更新值相加；以及量化步骤，对相加步骤中的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及所述更新值处理步骤包括：搜索方向产生步骤，至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；步长产生步骤，基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及更新值产生步骤，根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。

本发明在于包括用于在MIMO系统中进行通信的发送设备和接收设备的通信系统，并且其特征在于，所述发送设备从多根发送天线发送至少两个彼此不同的数据，以及所述接收设备包括：信道估计器，用于计算信号估计值；信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及解码器，用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，以确定从所述发送设备发送的数据，其特征在于所述信号检测器包括：发送信号候选产生器，用于产生发送信号候选；度量产生器，用于产生关于所述发送信号候选的度量；以及似然处理器，用于将生成度量中的最小度量的发送信号候选确定为最大似然序列，并计算所述最大似然序列的比特对数似然比，所述发送信号候选产生器包括：初始信号产生器，用于产生初始信号；更新值处理器，用于确定针对初始信号的更新值；求和器，用于将所述初始信号与所述更新值相加；以及量化器，用于对来自于所述求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及所述更新值处理器包括：搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；步长产生器，用于基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及更新值产生器，用于根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。

本发明还在于包括用于在MIMO系统中进行通信的发送设备和接收设备的通信系统，并且其特征在于，所述发送设备从多根发送天线发送至少两个彼此不同的数据，以及所述接收设备包括：信道估计器，用于计算信号估计值；信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及解码器，用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，以确定从所述发送设备发送的数据，所述信号检测器包括：近似度量产生器以及似然处理器，所述近似度量产生器包括：固定信号消除器，用于移除在特定发送天线处固定的调制信号；发送信号候选产生器，用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选；度量产生器，用于计算所述发送信号候选的度量；以及最小度量产生器，用于确定所述度量中的最小度量；所述似然处理器根据从所述近似度量产生器输出的度量来计算所述最大似然序列的比特对数似然比，所述发送信号候选产生器包括：初始信号产生器，用于产生初始信号；更新值处理器，用于确定针对初始信号的更新值；求和器，用于将所述初始信号与所述更新值相加；以及量化器，用于对来自于所述求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及所述更新值处理器包括：搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；步长产生器，用于基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及更新值产生器，用于根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。

发明的有益效果

根据本发明，由于将生成发送信号候选的度量中的最小度量的发送信号候选确定为最大似然序列，并且计算了最大似然序列的比特对数似然比，可以执行软判决纠错解码从而提高接收性能。

由于搜索方向产生器基于根据信道估计值计算的权重系数，特别是基于幂法和/或作为对初始信号的硬判决结果而获得的度量的梯度，计算指示噪声增强的方向，与传统MLD相比，可以急剧地减少计算量，从而可以选取与实际的发送信号接近的候。

由于似然处理器通过进一步考虑从解码器输出的比特对数似然比来确定比特对数似然比，可以提高比特对数似然比的精度。

由于步长产生器产生步长，使得初始值将被更新至不同的硬判决区域，可以使反转比特序列成为发送信号候选。

由于似然处理器确定基于步长产生的简化度量取最小值的最大似然序列的反转比特序列，并根据该反转比特序列和最大似然序列的度量计算比特对数似然比，可以以简化的方式来确定反转比特的度量，从而降低了计算量。

由于似然处理器确定发送信号候选的度量中最小的度量，并将该度量设置为反转比特的度量，并且根据该反转比特的度量和最大似然序列的度量计算比特对数似然比，可以通过考虑噪声增强来降低计算量。

根据本发明，由于近似度量产生器计算发送信号候选的度量以确定前述度量中的最小度量，并且似然处理器根据从近似度量产生器输出的度量计算最大似然序列的比特对数似然比，在不首先确定最大似然序列的情况下，不仅计算反转比特的度量，还计算所有比特的度量。相应地，该配置具有可以并行进行度量计算的优势。

附图说明

图1是示出了第一实施例中的发送设备的配置的框图。

图2是示出了第一实施例中的接收设备的配置的框图。

图3是示出了信号检测器的配置的框图。

图4是示出了第一实施例中的更新值处理器的配置的框图。

图5是示出了第二实施例中的更新值处理器的配置的框图。

图6是第二实施例中的接收处理的流程图。

图7是示出了第三实施例中的信号检测器的配置的框图。

图8是第三实施例中的接收处理的流程图。

图9是示出了第四实施例中的信号检测器的配置的框图。

图10是示出了第四实施例中的似然处理器1506的配置的框图。

图11是第四实施例中的接收处理的流程图。

图12是示出了第五实施例中的信号检测器的配置的框图。

图13是第五实施例中的接收处理的流程图。

图14是示出了第六实施例中的接收设备的配置的框图。

图15是示出了第六实施例中的信号检测器的配置的框图。

图16是示出了第六实施例中的初始信号产生器的配置的框图。

图17是第六实施例中的接收处理的流程图。

图18是示出了MIMO传输中的传统发送设备的配置的框图。

图19是示出了MIMO传输中的传统接收设备的配置的框图。

图20是示出了专利文献1中示出的信号检测器5103的配置的框图。

附图标记说明

205 更新值处理器

301 串并转换器

302 编码器

303 交织单元

304 调制器

305 发送器

306 发送天线

401 接收天线

402 接收器

403 信号检测器

404 信道估计器

405 解交织单元

406 解码器

407 并串转换器

500 发送信号候选产生器

501 初始信号产生器

502 求和器

503 量化器

504 更新值处理器

505 度量产生器

506 似然处理器

604 更新值处理器

605 度量产生器

606 似然处理器

901 近似度量产生器

902 固定信号消除器

903 发送信号候选产生器

904 度量产生器

905 最小度量产生器

906 似然处理器

1101 接收天线

1102 接收器

1103 信号检测器

1104 信道估计器

1105 解交织单元

1106 解码器

1107 并串转换器

1200 发送信号候选产生器

1201 初始信号产生器

1202 求和器

1203 量化器

1204 更新值处理器

1205 度量产生器

1206 似然处理器

1301 交织单元

1302 符号副本产生器

1500 发送信号候选产生器

1501 初始信号产生器

1502 求和器

1503 量化器

1504 更新值处理器

1505 度量产生器

1506 似然处理器

1601 最小度量产生器

1602 固定信号消除器

1603 发送信号候选产生器

1604 度量产生器

1605 似然处理器

1702a 搜索方向产生器

1702b 搜索方向产生器

1703a 步长产生器

1703b 步长产生器

1704a 更新值产生器

1704b 更新值产生器

3001 搜索方向产生器

3002 步长产生器

3003 更新值产生器

具体实施方式

现在将参考附图描述本发明的实施例。在前述实施例中，除非另有所指，将描述从T根发射天线发送不同数据的MIMO系统。在此，T是等于或大于2的整数。

(实施例1)

图1是示出了第一实施例中的发送设备的配置的框图。发送设备包括串并转换器301、编码器302-1到302-T、交织单元303-1到303-T、调制器304-1到304-T、发送器305-1到305-T以及发射天线306-1到306-T。串并转换器301对传输比特序列进行串并转换，以将其分成T个比特序列。对应的编码器302-1到302-T使用例如卷积编码、turbo编码、LDPC(低密度奇偶校验)编码等分别对比特序列进行纠错编码，以形成编码比特序列。交织器303-1到303-T分别对编码比特序列进行交织。编码比特序列在交织后被调制器304-1到304-T映射到诸如QPSK(正交相移键控)、16QAM(正交幅度调制)之类的调制符号上。通过发送器305-1到305-T将要成为发送信号的调制符号转换至射频，并在相同的频率上以相同的定时从相关的发送天线306-1到306-T对其进行发送。

图2是示出了第一实施例中的接收设备的配置的框图。接收设备包括接收天线401-1到401-R、接收器402-1到402-R、信号检测器403、信道估计器404、解交织单元405-1到405-T、解码器406-1到406-T以及并串转换器407。相关的接收器402-1到402-R将在接收天线401-1到401-R处获取的接收波从射频变换成基带信号，以作为接收信号输出。信号检测器403基于接收信号和从信道估计器404获得的信道估计值，计算发送信号的比特LLR(对数似然比)。稍后将对信号检测器403的细节进行描述。解交织单元405-1到405-T以与在发送侧执行交织的模式相反的模式，对从信号检测器403输出的比特LLR进行重排。解交织后的比特LLR分别通过解码器406-1到406-T进行纠错解码处理。并串转换器407对解码后的比特序列进行并串转换，以输出所检测的传输比特序列。

信号检测器403在发送信号候选的数目减少的条件下执行MLD(最大似然检测)。在第一实施例中，通过在接收性能退化的方向上进行搜索来选择发送信号候选。例如，将通过ZF(迫零)或MMSE(最小均方误差)确定的信号假定为初始信号，并且仅将靠近初始信号的信号点视为发送信号候选来执行MLD。在ZF和MMSE的情况下，可以如下由接收信号y和权重系数矩阵W来确定初始信号x^：

[数学式8]

$\hat{x}=\mathrm{Wy}$

然而，由于使用了ZF或MMSE，信道估计矩阵的逆是倍增的，结果将取决于信道条件而取极大的值，导致噪声增强。噪声增强将导致性能退化。因此，当缩减发送信号候选时，应该考虑噪声增强来对候选进行缩减，而不是缩减为从初始信号开始的统一范围中。

下面将对信号检测器403的细节进行示意。

图3是示出了信号检测器403的配置的框图。信号检测器403包括发送信号候选产生器500、度量产生器505和似然处理器506。发送信号候选产生器500包括初始信号产生器501、求和器502-1到502-T、量化器503-1到503-T以及更新值处理器504。在初始信号产生器501处基于例如ZF、MMSE等将从接收器402-1到402-R输入的接收信号输入与权重系数矩阵相乘，以产生初始信号。可以如等式(10)或等式(11)中一样，由从信道估计器404输入的信道估计值来确定ZF、MMSE等的权重系数矩阵。

基于ZF，使用如下给出的权重系数矩阵W

[数学式9]

$W={\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H---\left(10\right)$

，以及基于MMSE，使用如下给出的矩阵

[数学式10]

$W={({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_T)}^{-1}{\tilde{H}}^H---\left(11\right).$

H~表示信道估计矩阵，以发送天线和接收天线之间的信道估计值来作为该信道估计矩阵的元素，上标“^H”表示复共轭转置矩阵，σ_n ²表示噪声功率，I_T表示T行T列的单位矩阵。

更新值处理器504基于初始信号和信道估计值来计算更新值。稍后将对更新值的细节进行描述。在求和器502-1到502-T处将每一个初始值和信道估计值相加。通过量化器503-1到503-T对相加结果进行硬判决，并形成发送信号候选。度量产生器505通过以下计算来确定所形成的发送信号的度量：

[数学式11]

${\left|\right|y-\tilde{H}{\hat{s}}_c\left|\right|}^2.$

s^_c表示发送信号候选产生器500所产生的发送信号候选。似然处理器506选择生成度量产生器505所产生的度量中的最小度量的发送信号候选，并计算所选择的发送信号候选的比特LLR。比特LLR是当执行软判决纠错解码时所需的信息。

下面将描述似然处理器506中的处理。在似然处理器506中，如下确定似然：

[数学式12]

${\mathrm{\λ}}_{t,n}=-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\underset{b^{+}}{\min }{\left|\right|y-\tilde{H}{s}_b\left|\right|}^2+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\underset{b^{-}}{\min }{\left|\right|y-\tilde{H}{s}_b\left|\right|}^2---\left(18\right)$

在此，λ_t，n表示从第t个发送天线发送的调制符号的第n个比特的LLR。此外，s_b表示被定义为b＝[b_1，1，…，b_t，n，…，b_T，N]的调制符号。b⁺表示当b_t，n＝1或b⁺＝[b_1，1，…，b_t，n＝1，…，b_T，N]的情况。b^-表示当b_t，n＝0或b^-＝[b_1，1，…，b_t，n＝0，…，b_T，N]的情况。相应地，λ_t，n可以被确定为时刻b⁺的最小度量和时刻b^-的最小度量之间的差。

下面将描述更新值处理器504的操作。当假定更新值是u时，u被给出为：

[数学式13]

u＝μ_rv    (12)。

μ_r表示步长，并且v表示指示噪声增强方向的T维向量。换言之，将通过将搜索范围从初始信号朝着噪声增强方向以该步长移动，来搜索发送信号候选。

下面将示出用以确定v的两种方法。第一方法是专利文献1中公开的技术，并且基于作为对初始信号的硬判决结果获得的度量的梯度来确定v。图4(a)是使用第一方法的更新值处理器205的框图。在第一方法中，如等式(13)所示，搜索方向产生器1702a基于从接收器输入的接收信号、从信道估计器输入的信道估计值和初始信号的硬判决结果来产生指示噪声增强的方向。

[数学式14]

$v=P^q{\tilde{H}}^H(y-\tilde{H}\hat{s}\left(0\right))---\left(13\right)$

$P={({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_T)}^{-1}---\left(14\right)$

在此，q是等于或大于1的整数，y是接收信号向量，s^(0)是初始信号的硬判决结果。步长产生器1703a由搜索方向产生器1702a产生的v以及初始信号产生步长。如等式(12)所示，更新值产生器1704a使用μ_r和v来确定更新值。

第二方法是将等式(14)中的矩阵P具有最大特征值的特征向量设置为v的方法。图4(b)是使用第二方法的更新值处理器205的框图。在第二方法中，搜索方向产生器1702b基于从信道估计器输入的信道估计值来产生指示噪声增强的方向。例如，等式(14)中的矩阵P是噪声增强的主要因素，并且由于最大特征值是带来噪声增强的最大分量，将与矩阵P的最大特征值相对应的特征向量设置为v。可以使用例如如下所示的幂法(power method)来计算最大特征值的特征向量：

[数学式15]

Pv_i＝z    (15)

v_i+1＝z/‖z‖    (16)

在此，i是等于或大于1的整数。在(15)和(16)的运算被重复若干次之后，可以将最终获得的v_i设置为v。初始向量v₁可以使用幅度为1的任意向量。虽然将幂法示意为用于确定特征向量的方法，但没有必要一定使用幂法。例如，可以使用特征值分解(EVD，EigenValue Decomposition)来确定v。步长产生器1703b基于搜索方向产生器1702b所产生的v和从初始信号产生器输入的初始信号来产生步长μ_r。如在等式(12)所示，更新值产生器1704b由μ_r和v来确定更新值。

在此，在第一方法中，基于接收信号、初始信号的硬判决值和信道估计值来确定噪声增强方向v。在第二方法中，基于信道估计值来确定噪声增强方向v。因此，在第二方法中，没有必要将接收信号从接收器输入到图3中的更新值处理器504中。这与之后的实施例中的情况相同。

下面将描述计算步长μ_r的方法。

[数学式16]

${\mathrm{\μ}}_r=[a\left(m\right)-{\left(\hat{x}\right)}_t]/{\left(v\right)}_t---\left(17\right)$

(x^)_t和(v)_t分别表示x^和v的第t个元素。针对每一个t，a(m)可以取M个值，M是用于调制的多值数。例如，在将QPSK用作调制方案的情况下，a(m)可以取四个值

[数学式17]

(符号的任意组合)。

由于发送信号候选是通过将更新值与初始信号相加然后对和进行硬判决而获得的结果，故可以获得和μ_r的数目一样多的候选，即TM个候选。对所获得的TM个候选进行最大似然检测。

与针对M^T个候选执行度量计算的传统MLD相比，可以急剧地减少发送信号候选的数目。此外，由于通过考虑噪声增强来搜索发送信号候选，可以挑选与实际发送信号接近的候选。相应地，可以抑制接收性能的退化，同时急剧地减少计算量。

此外，由于取决于步长，在所获得的TM个发送信号候选中有可能存在冗余候选，可以将冗余候选统一为一个候选，从而可以进一步降低候选的数目。可以增加附加的信号点作为新的候选，来取代已移除的冗余候选。

此外，由于候选的数目是取决于步长的数目而确定的，为了进一步降低候选的数目，可以通过变化步长来进一步缩减候选。例如，为了避免搜索由于设置了太大的步长而相隔很大的信号点，可以仅从TM个步长中选择等于或小于阈值的步长，或者还可以以从最小步长绝对值开始的顺序来选择预定数目的候选。当仅仅将发送信号候选缩减为由所选择的步长获得的那些发送信号候选时，可以进一步降低计算量。

采用以上的方式，在第一实施例中，由于计算MIMO检测后的比特LLR使得可以执行软判决纠错解码，因而可以改进接收性能。

(实施例2)

在第一实施例中，示意了当与纠错结合时计算比特LLR的方法。然而，当确定最优比特LLR时，需要反转比特序列(inverted bitsequence)中的最小度量，因而需要与MLD同样多的计算。当使用发送信号候选数目降低的MLD时，如果在候选中保留了任何反转比特序列，可以在计算比特LLR中使用保留的反转比特序列的最小度量。然而，在第一实施例中，关于发送信号候选，寻找发送信号候选以确定最大似然序列。然而，在这种情况下，存在在发送信号候选中没有保留反转比特序列的可能，并且如果是这种情况，不可能计算任何的比特LLR。在第二实施例中，将通过考虑比特LLR的计算来描述发送信号候选的缩减方法。

通过扩展在第一实施例中以图4(b)来说明的方法，可以实现使反转比特序列成为发送信号候选的方式。在以图4(b)描述的第一实施例的方法中，通过将等式(14)中最大特征值的特征向量视为噪声增强方向来进行搜索，有效地减少了发送信号候选。在第二实施例中，通过使用多个特征值而不限于最大值的特征向量进行搜索，轻易地将反转比特序列留在发送信号候选中。

图5是示出了第一实施例中描述的更新值处理器的配置的框图。更新值处理器包括搜索方向产生器3001、步长产生器3002和更新值产生器3003。下面将描述搜索方向产生器3001的操作。使用如下所示的幂法来确定等式(14)的多个特征向量。首先，将初始矩阵P₁设置为P。

[数学式18]

P₁＝P    (200)

首先，针对P₁将等式(201)的运算重复若干次。

[数学式19]

$v_{i+\mathrm{1,1}}=\frac{P_1{v}_{i,1}}{\left|\right|P_1{v}_{i,1}\left|\right|}---\left(201\right)$

当所设置的次数是p时，将重复p次后的v_p，1视为针对P₁的最大特征值的特征向量。

接下来，如下产生通过从P₁中移除分量v_p，1而获得的矩阵P₂：

[数学式20]

$z_1=\frac{\left|\right|P_1{v}_{p,1}\left|\right|}{\left|\right|v_{p,1}\left|\right|}---\left(202\right)$

$P_2=P_1-z_1{v}_{p,1}{v}_{p,1}^H---\left(203\right)$

以相同的方式计算P₂的最大特征值的特征向量v_p，2。采用这种方式，以相同的方式计算P₃和后续的矩阵，使得可以确定P₁到P_D以及最大特征值的相关特征向量v_p，1到v_p，D，并将v_p，1到v_p，D设置为搜索方向。在此，D是等于或大于1并等于或小于T的整数。同样地，v_p，1到v_p，D指示噪声以从1到D的顺序增强。由于v_p，1到v_p，D是特征向量，因此v_p，1到v_p，D彼此正交。因为搜索方向是彼此正交的，可以提高包括反转比特序列的可能性。虽然将用于计算v_p，1到v_p，D中每一个的重复次数设置为p，但可以针对独立的向量(v_p，1到v_p，D)使用不同的重复次数。

步长产生器3002由搜索方向v_p，1到v_p，D以及初始信号x^来确定步长μ_d，r。在此，d＝1，2，…，D。

[数学式21]

${\mathrm{\μ}}_{d,r}={\mathrm{\ρ}}_{t,m}\frac{{\mathrm{\η}}_{t,m}}{{\left(v_{p,d}\right)}_t}---\left(204\right)$

${\mathrm{\η}}_{t,m}=a\left(m\right)-{\left(\hat{x}\right)}_t---\left(205\right)$

为了使反转比特序列成为发送信号候选，有必要去确定更新值，使得更新至不同于初始信号的硬判决区域的区域中。由于由步长计算更新值，步长在更新初始信号中起重要作用。例如，在QPSK调制的情况下，如果初始信号的硬判决值是(0，0)，需要将初始信号更新至更新后的信号的硬判决值落于(1，0)的区域中。为此，需要ξ＞0。此外，如果ξ太大，更新后的信号与初始信号分离，因此优选地将ξ设置为接近于0，如0.001。更新值产生器3003基于由搜索方向产生器3001产生的搜索方向以及步长产生如等式(12)中的更新值。在第二实施例中，等式(12)中的v变成v_p，1到v_p，D。

图6是第二实施例中的接收处理的流程图。在接收处理中，首先，在步骤s3101使用MMSE、ZF等的权重由接收信号产生初始信号。在步骤s3102，以噪声增强的顺序确定MMSE、ZF或其他权重的导致噪声增强的部分的多个特征向量，作为搜索方向。在步骤s3103，基于搜索方向和初始信号计算步长，使得反转比特序列被留作候选。在步骤s3104，将更新值与初始信号相加，并对相加结果进行硬判决，以产生发送信号候选。在步骤s3106，计算发送信号候选的度量。在步骤s3107，由在步骤s3106产生的度量计算最大似然序列及其比特LLR。在步骤s3108，对比特LLR进行纠错解码。

(实施例3)

在第三实施例中，将描述使用步长来以简化方式计算比特LLR的方法。

在第三实施例中描述了通过使用在第一实施例中产生的步长来确定需要产生其度量的反转比特序列，并产生所确定的反转比特序列的度量来计算比特LLR的方法。

图7是示出了第三实施例中的信号检测器403的配置的框图。与第二实施例中的信号检测器403的不同之处在于，步长是从更新值处理器604向似然处理器606输出的。首先，似然处理器606选择生成最小度量的发送信号候选，并通过考虑步长确定所选择的发送信号候选的反向比特的度量。因此，在此将主要描述更新值处理器604和似然处理器606。

更新值处理器604向似然处理器606输出例如基于等式(17)计算的步长μ_r。似然处理器606选择生成从度量产生器605输入的度量中的最小度量的发送信号候选。关于所选择的发送信号候选的比特LLR，如果已经通过度量产生器605产生了该反转比特序列的度量，可以使用所产生的度量中最小的一个。如果没有产生度量，使用步长μ_r来选择应该产生其度量的反转比特序列。例如，假设有两根发送天线，并且通过QPSK来发送信号。将发送天线处的发送信号表示为s₁和s₂。由于使用了QPSK，每一个传输比特序列由四个比特组成，因此有十六个发送信号候选。假定传输比特序列是(b_1，1，b_1，2，b_2，1，b_2，2)，b_i，j表示来自于第i根发送天线的第j个比特。

现在，假设生成最小度量的比特序列是(0，0，0，0)。假定候选中不存在针对第一比特的反转比特序列。为了获得高精度，必须使用第一比特为1的八个序列中的最小度量来计算比特LLR，因此需要大量的计算。因此，基于在更新值处理器604处确定的步长来计算简化度量，以确定生成最小度量的反转比特序列。然后，计算所确定的比特序列的度量并计算比特LLR。

由于发送天线的数目是2并使用QPSK作为调制方案，存在八个μ_r。分别以1、2、3和4来对构成QPSK的比特(0，0)、(0，1)、(1，1)和(1，0)进行编号。将μ₁到μ₄与第一发送天线处QPSK的对应编号相对应，将μ₅到μ₈与第二发送天线处的编号1、2、3和4相对应。例如，可以通过步长μ₄和μ₆的绝对值之和来表示反转比特序列之一的(1，0，0，1)的简化度量，μ₄是通过以第一发送天线处的(1，0)进行计算获得的步长，μ₆是通过以第二发送天线处的(0，1)进行计算获得的步长。类似地，可以通过μ₃和μ₈的绝对值之和来表示(1，1，1，0)的简化度量。

采用以上的方式，计算针对反转比特序列的所有简化度量，使得可以选择生成最小简化度量的比特序列。计算针对所选择的比特序列的度量，以确定比特LLR。还针对第二到第四比特执行相同的计算，并确定具有最小度量的比特序列(0，0，0，0)的比特LLR。虽然此处的描述是以发送电线的数目是2并使用QPSK作为调制方案的情况做出的，然而可以基于任何调制方案，以任意数目的发送天线来进行相同的操作。

图8是第三实施例中的接收处理的流程图。首先，输入接收信号，以通过例如MMSE或ZF来产生初始信号(步骤s701)。初始信号被传递至步骤s702和步骤s703。在步骤s702，基于信道估计值计算指示由于噪声增强而产生的退化的方向的方向性向量和用于在退化方向上进行搜索的步长，使得可以由该方向性向量和步长来计算更新值。向步骤s703发送更新值，而向s705发送步长。在步骤s703，将更新值与初始信号相加，并对相加结果进行硬判决，以产生发送信号候选。在步骤s704，产生每一个发送信号候选的度量。

在步骤s705，确定生成在步骤s704产生的度量中的最小度量的最大似然序列，并计算最大似然序列的比特LLR。通过由在步骤s702获得的步长来计算简化度量，选择生成最小简化度量的序列并计算该序列的度量，确定比特LLR计算所需的反转比特的度量。在步骤s706对在步骤s705计算的比特LLR进行纠错解码处理，使得可以获得传输比特序列。通过输出在步骤s706获得的传输比特序列来完成接收处理。

采用以上的方式，当使用步长以简化方式确定反转比特的度量时，可以降低比特LLR计算所需的计算量。

在此，可以将其中仅仅与所要确定的比特LLR相对应的比特被反转的比特序列选择为计算其度量的目标反转比特序列。例如，可以执行计算，使得当计算(0，0，0，0)的第一比特的LLR时将(1，0，0，0)设置为反转比特序列，并针对第二比特设置(0，1，0，0)。

(实施例4)

在第三实施例中，以简化方式使用步长确定生成最小度量的反转比特序列。在第四实施例中，将描述另一种比特LLR计算方法。

图9是示出了第四实施例的信号检测器的配置的框图。信号检测器包括发送信号候选产生器1500、度量产生器1505和似然处理器1506。发送信号候选产生器1500包括初始信号产生器1501、求和器1502-1到1502-T、量化器1503-1到1503-T和更新值处理器1504。

第四实施例的信号检测器与第二实施例中的几乎相同。由于不同之处在于似然处理器1506处的处理，将仅给出关于似然处理器1506的详细描述。

图10是示出了第四实施例中的似然处理器1506的框图。似然处理器包括最小度量产生器1601、固定信号消除器1602、发送信号候选产生器1603、度量产生器1604和似然计算器1605。首先，最小度量产生器1601检测生成输入度量中的最小度量的序列，作为最大似然序列。向固定信号消除器1602发送最大似然序列，并向似然计算器1605发送最小度量。

在最小度量产生器1601处检测到的最大似然序列被表示为：

[数学式22]

$\hat{s}={\left[\begin{array}{ccccc}{\hat{s}}_1& \·\·\·& {\hat{s}}_t& \·\·\·& {\hat{s}}_T\end{array}\right]}^T---\left(19\right).$

假设例如调制方案是QPSK并且s^_t的判决比特是(1，0)。针对s^_t的判决比特的第一比特“1”，可能的反转比特是(0，0)和(0，1)。假设第t根发送天线处的发送信号的第n个反转比特的可能值被给出为η_q；q满足1≤q≤Q，并且

[数学式23]

$Q=\frac{M}{2}---\left(20\right).$

由于在QPSK中M＝4，Q＝2。

[数学式24]

${\stackrel{\‾}{s}}_{t,q}={\left[\begin{array}{ccccccc}0& \·\·\·& 0& {\mathrm{\η}}_q& 0& \·\·\·& 0\end{array}\right]}^T---\left(21\right)$

是在其它元素被设置为零的情况下在第t元素处具有η_q的向量。

通过使用下式，固定信号消除器1602从接收信号y中移除包括反转比特的成分

[数学式25]

$y_{\stackrel{\‾}{t},q}=y-\tilde{H}{\stackrel{\‾}{s}}_{t,q}---\left(22\right).$

在此，将

重新表示为

[数学式26]

$y_{\stackrel{\‾}{t},q}={\tilde{H}}_{\stackrel{\‾}{t}}{s}_{\stackrel{\‾}{t}}+n---\left(23\right).$

在此，H~_t按下式给出

[数学式27]

并且是通过从H~移除第t列而获得的R行(T-1)列的矩阵。

此外，s_t-被给出为

[数学式28]

$s_{\stackrel{\‾}{t}}={\left[\begin{array}{cccccc}{s}_1& \·\·\·& s_{t-1}& s_{t+1}& \·\·\·& s_T\end{array}\right]}^T---\left(25\right),$

并且是通过从s移除第t项而获得的(T-1)维向量。如第一实施例中所描述的，发送信号候选产生器1603产生针对等式(23)的发送信号候选。

度量产生器1604计算每个发送信号候选的度量。在该计算时，将发送信号的第t个元素设置为η_q来计算度量。似然计算器1605确定度量产生器1604所产生的度量中的最小度量L_t，n，q。针对每一个q来确定最小度量，并且将L_t，n，1到L_t，n，Q中最小的一个设置为反转比特的度量L_t，n，然后使用L_t，n来计算来自于第k个发送天线的第n个比特的LLR。当以相同的方式针对每一个t和n来确定L_t，n时，可以确定所有比特的LLR。应该注意到的是，可以将用于在计算LLR时减少候选数目的初始信号用作起初确定的最大似然序列，而不使用MMSE。在这种情况下，MMSE处理是没有必要的，从而可以减小计算量。

图11是第四实施例中的接收处理的流程图。首先，在步骤s801，从接收信号检测最大似然序列，并产生其度量。从步骤s802到步骤s805，计算在步骤s801检测的最大似然序列的比特LLR。在步骤s802，确定用于固定与包括在最大似然序列中的特定信号相对应的反转比特的信号，并将其从接收信号中移除。在步骤s803，通过MMSE等来产生针对从中移除了固定信号的信号的初始信号。在步骤s804，通过考虑噪声增强来确定更新值。在步骤s805，基于该初始信号和更新值，在从中移除了固定信号的信号中产生发送信号候选。在步骤s806，计算每一个发送信号候选的度量，以输出最小度量。在步骤s807，基于在步骤s801获得的最大似然序列的度量及其反转比特的度量，计算比特LLR。在步骤s808，执行纠错解码，并输出所获得的传输比特序列以完成处理。

采用上述方式，在第四实施例中，由于在比特LLR计算时计算反转比特的最小度量的时候，使用了通过考虑噪声增强来降低计算量的方法，与MLD相比，可以急剧地降低计算量。

(实施例5)

第五实施例示出了使用在第四实施例中描述的比特LLR计算方法来计算所有比特的LLR而不首先确定最大似然序列的情况。

图12是示出了第五实施例中的信号检测器的配置的框图。信号检测器包括近似度量产生器901-1到901-TM和似然处理器906。近似度量产生器901-1到901-TM的每一个都包括固定信号消除器902、发送信号候选产生器903、度量产生器904和最小度量产生器905。

首先，将通过接收器输入的接收信号提供给近似度量产生器901-1到901-TM。近似度量产生器901-1到901-TM中的每一个通过固定信号消除器902将相关固定信号从接收信号中移除。发送信号候选产生器903产生针对移除了固定信号后的信号的发送信号候选。度量产生器904基于所产生的发送信号候选、移除了固定信号后的信号和从信道估计器输入的信道估计值来计算度量。最小度量905输出从度量产生器904获得的度量中的最小度量。似然处理器906基于从近似度量产生器901-1到901-TM输出的度量来确定最大似然序列，并使用最大似然序列的度量和最大似然序列的反转比特的度量来计算比特LLR。

接下来，将描述固定信号消除器902的细节。首先，将等式(21)重新表示如下：

[数学式29]

${\stackrel{\‾}{s}}_{t,m}={\left[\begin{array}{ccccccc}0& \·\·\·& 0& {\hat{s}}_{t,m}& 0& \·\·\·& 0\end{array}\right]}^T---\left(26\right).$

在第五实施例中，与第四实施例不同，不首先确定最大似然序列，有必要考虑M种可能的方式，而不是仅考虑反转比特。在QPSK的情况下，有四种可能的方式。在16QAM的情况下，有十六种可能的方式。固定信号消除器902使用等式(26)准备用于固定的信号：

[数学式30]

$H{\stackrel{\‾}{s}}_{t,m},$

并从接收信号移除固定信号。

[数学式31]

$y_{\stackrel{\‾}{t},m}=y-\tilde{H}{\stackrel{\‾}{s}}_{t,m}---\left(27\right).$

由于有TM个

[数学式32]

${\stackrel{\‾}{s}}_{t,m},$

产生TM个

[数学式33]

$y_{\stackrel{\‾}{t},m}.$

图13是第五实施例中的接收处理的流程图。首先，在步骤s1001，固定从特定的发送天线发送的发送信号，然后从接收信号移除该固定信号。在步骤s1002处，对已从中移除了固定信号的信号进行MMSE或ZF，以产生初始信号。在步骤s1003，计算噪声增强方向上的更新值。在步骤s1004，基于初始信号和更新值，产生针对已从其中移除了固定信号的信号的发送信号候选。在步骤s1005，计算每一个发送信号候选的度量。在步骤S1006，基于在步骤S1005产生的度量来计算最大似然序列及其比特LLR。在步骤s1007，执行纠错解码，并输出传输比特序列以完成处理。

如上所述，对第五实施例进行配置，以计算针对每个比特的度量，而不是仅计算针对反转比特的度量。由于没有首先确定最大似然序列，该配置在并行执行度量计算的处理方面是有利的。

(实施例6)

在第六实施例中，使用纠错解码结果来重复地进行MIMO检测。

图14是示出了第六实施例中的接收设备的配置的框图。接收设备包括接收天线1101-1到1101-R、接收器1102-1到1102-R、信号检测器1103、信道估计器1104、解交织单元1105-1到1105-T、解码器1106-1到1106-T和并串转换器1107。

相关的接收器1102-1到1102-R将接收天线1101-1到1101-R所获取的接收波从射频变换成基带信号，以作为接收信号输出。信号检测器1103基于接收信号和从解码器1106-1到1106-T获得的比特LLR以及从信道估计器1104获得的信道估计值执行MIMO信号检测。解交织单元1105-1到1105T以与在发送侧执行交织的模式相反的模式对比特LLR进行重排，然后通过解码器1106-1到1106-T对比特LLR进行纠错解码。

如果在纠错解码结果中没有发现差错，并串转换器1107对解码获得的比特序列进行并串转换，以输出传输比特序列。如果在解码结果中发现了任何差错，将通过纠错解码获得的比特LLR输入到信号检测器1103。例如，对解码结果的检错可以使用CRC(循环冗余校验)。在此，由于如果没有执行解码处理就不计算比特LLR，在不使用任何比特LLR的情况下执行信号检测器1103的处理。

将描述当使用比特LLR时的信号检测器1103的细节。图15是示出了信号检测器1103的配置的框图。信号检测器1103包括发送信号候选产生器1200、度量产生器1205和似然处理器1206。发送信号候选产生器1200包括初始信号产生器1201、求和器1202-1到1202-T、量化器1203-1到1203-T和更新值处理器1204。

图15中用于比特LLR的框是初始信号产生器1201和似然处理器1206。其它框与第一到第五实施例中描述的框相同，因而省略其详细描述。

将描述初始信号产生器1201的细节。初始信号产生器1201在使用从解码器1106-1到1106-T输出的比特LLR时可以仅使用比特LLR来产生初始信号，而不使用接收信号。图16是示出了初始信号产生器1201的配置的框图。初始信号产生器1201包括交织单元1301-1到1301-T和符号副本产生器1302-1到1302-T。交织单元1301-1到1301-T以与在发送侧相同的模式，对比特LLR进行交织。符号副本产生器1302-1到1302-T由经交织的比特LLR，产生在发送侧执行的调制方案的符号副本，从而产生发送信号副本，并输出发送副本作为初始信号。例如，当调制方案是QPSK时，符号副本产生器1302-1到1302-T执行以下处理。

当形成QPSK调制符号的比特LLR是λ(b₀)和λ(b₁)时，如下产生QPSK调制符号的副本

[数学式34]

$\frac{1}{\sqrt{2}}\tanh (\mathrm{\λ}\left(b_0\right)/2)+\frac{j}{\sqrt{2}}\tanh (\mathrm{\λ}\left(b_1\right)/2)---\left(28\right).$

在此，j表示虚数单位。似然处理器1206使用度量产生器1205产生的度量和从解码器1106-1到1106-T输出的比特LLR来确定要输入至解码器1106-1到1106-T的比特LLR。例如，可以通过将等式(18)变换成等式(29)来给出要输入至解码器的比特LLR。

[数学式35]

${\mathrm{\λ}}_{t,n}=\underset{b^{+}}{\min }[-\frac{{\left|\right|y-{\tilde{H}s}_b\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}+\underset{t^{\′}\≠t,n^{\′}\≠n}{\mathrm{\Σ}}\log p\left(b_{t^{\′},n^{\′}}\right)]+\underset{b^{-}}{\min }[-\frac{{\left|\right|y-{\tilde{H}s}_b\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}+\underset{t^{\′}\≠t,n^{\′}\≠n}{\mathrm{\Σ}}\log p\left(b_{t^{\′},n^{\′}}\right)]+{\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{t,n}---\left(29\right)$

${\mathrm{\λ}}_{t,n}=-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\underset{b^{+}}{\min }{\left|\right|y-{\tilde{H}s}_b\left|\right|}^2+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\underset{b^{-}}{\min }{\left|\right|y-{\tilde{H}s}_b\left|\right|}^2+{\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{t,n}---\left(30\right)$

在此，p(b_t，n)表示b_t，n出现的概率。

表示从解码器1106-t输出的比特LLR的第n个调制比特的LLR。作为等式(29)的近似等式，可以使用等式(30)来确定比特LLR。将从似然处理器1206输出的比特LLR输入至解码器1106-1到1106-T。当没有检测到差错或者当已经执行了设定数目的解码操作时，结束纠错解码和MIMO信号检查的循环。

图17是第六实施例的接收处理的流程图。在步骤s1501，产生初始信号。当没有执行纠错解码时，通过MMSE或ZF由接收信号确定初始信号。将该初始信号发送至步骤s1502和步骤s1503。在步骤s1502，基于信道估计值计算指示由于噪声增强而产生的退化的方向的方向性向量和用于在退化方向上进行搜索的步长，并由该方向性向量和步长来计算更新值。

在步骤s1503，将初始信号和更新值相加，并对和进行硬判决，以产生发送信号候选。在步骤s1504，计算在步骤s1503产生的发送信号候选中每一个的度量。在步骤S1505，基于在步骤S1504获得的度量来计算最大似然序列及其比特LLR。由于在该时刻没有执行解码处理，不考虑LLR计算。在步骤s1506，针对在步骤s1505获得的比特LLR执行纠错解码。在步骤s1507，确定经解码的比特序列是否包括任何差错。如果确定没有差错，输出比特序列并结束处理。如果确定存在差错，将经解码的比特LLR发送至步骤s1501和s1505，并且控制再次返回到步骤s1501。

在步骤s1501，执行了一次解码后，由解码处理所获得的比特LLR产生调制符号的副本，从而产生初始信号。在步骤s1502，基于所产生的初始信号，确定用于在退化方向上进行搜索的步长，并由初始确定的方向向量和步长计算更新值。在步骤s1503，将初始信号和更新值相加，并对和进行硬判决，以产生发送信号候选。在步骤s1504，计算每一个发送信号候选的度量。在步骤s1505，基于在步骤s1504获得的度量和解码结果的比特LLR，确定最大似然序列的比特LLR。在步骤s1506，执行针对比特LLR的纠错解码处理。如果解码结果中有任何差错，控制再次返回到步骤s1501，并执行相同的处理。

如上所述，由于在第六实施例中重复执行MIMO信号检测和解码处理，可以有效地提高MIMO信号检测性能和解码处理性能。

虽然以在初始信号产生器1201和似然处理器1206中使用从解码器1106-1到1106-T输出的比特LLR的情况示意了第六实施例，但是不一定必需在两者中都使用比特LLR，相反可以给出以下配置：在初始信号产生器1201中使用比特LLR，而在似然处理器1206中不使用比特LLR。备选地，还可以给出以下配置：在初始信号产生器1201中不使用比特LLR，而在似然处理器1206中使用比特LLR。当不在初始信号产生器1201中使用比特LLR时，可以使用MMSE等来确定初始产生的初始信号。

虽然在第六实施例中，第二实施例的接收设备被扩展为使用从解码器输出的比特LLR，还可以以相同的方式来扩展第三到第五实施例，以使用从解码器输出的比特LLR。

此外，虽然基于发送天线中的每一根发送与其它发送天线不同的数据的假设描述了以上实施例，但本发明不限于此，而是可以包括从正在使用的很多个发送天线中的一部分发送相同数据的情况。在这种情况下，如果在接收侧检测到正在发送的不同数据，本发明是适用的。

虽然关于窄带单载波MIMO系统示意了以上实施例，本发明不应局限于此。例如，可以类似地将本发明应用于多载波系统，如MIMO-OFDM(正交频分复用)和MIMO-MC-CDMA(多载波-码分多址)以及MIMO信号在频域中分离的单载波系统。当在频域中执行MIMO信号分离时，如果可以通过例如傅里叶变换将接收信号变换至频域，将出现在不同频率处不相关的窄带MIMO信号，因此可以易于应用于以上的第一到第六实施例。

Claims (18)

1.一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备，包括：

信道估计器，用于计算信道估计值；

信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及

解码器，用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，

其中

所述信号检测器包括：

发送信号候选产生器，用于产生发送信号候选；

度量产生器，用于产生关于所述发送信号候选的度量；以及

似然处理器，用于将生成度量中的最小度量的发送信号候选确定为最大似然序列，并计算所述最大似然序列的比特对数似然比，

所述发送信号候选产生器包括：

初始信号产生器，用于产生初始信号；

更新值处理器，用于确定初始信号的更新值；

求和器，用于将所述初始信号与所述更新值相加；以及

量化器，用于对来自于所述求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及，

所述更新值处理器包括：

搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值，计算接收性能退化的方向；

步长产生器，用于基于所述初始信号和所述接收性能退化的方向来计算步长；以及

更新值产生器，用于根据所述接收性能退化的方向和所述步长计算所述更新值。

2.根据权利要求1所述的接收设备，其中，所述初始信号产生器

通过将所述接收信号与根据所述信道估计值计算的权重系数相乘来产生所述初始信号，或者

根据从所述解码器输出的比特对数似然比来产生发送信号副本，并将所述副本设置为所述初始信号。

3.根据权利要求2所述的接收设备，其中，所述搜索方向产生器基于所述权重系数，计算指示噪声增强的至少一个方向，作为所述接收性能退化的方向。

4.根据权利要求3所述的接收设备，其中，所述搜索方向产生器通过幂法来计算指示噪声增强的至少一个方向。

5.根据权利要求3所述的接收设备，其中，所述搜索方向产生器还对所述初始信号进行硬判决，并基于硬判决结果的度量的梯度来计算指示噪声增强的方向。

6.根据权利要求1到5中任一项所述的接收设备，其中，所述似然处理器通过进一步考虑从所述解码器输出的比特对数似然比来确定所述比特对数似然比。

7.根据权利要求1到5中任一项所述的接收设备，其中，所述步长产生器产生步长，使得所述初始信号将被更新至不同的硬判决区域。

8.根据权利要求1到5中任一项所述的接收设备，其中，所述似然处理器根据所述步长产生简化度量，并确定生成最小简化度量的最大似然序列的反转比特序列，并且根据所述反转比特序列和所述最大似然序列的度量计算所述比特对数似然比。

9.根据权利要求1到5中任一项所述的接收设备，其中，所述似然处理器包括：

固定信号消除器，用于移除包括所述最大似然序列的反转比特在内的信号；

发送信号候选产生器，用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选；

度量产生器，用于产生发送信号候选的度量；以及

似然计算器，将所述度量中最小的度量确定为反转比特的度量，并根据所述反转比特的度量和所述最大似然序列的度量计算所述比特对数似然比。

10.一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备，包括：

信道估计器，用于计算信道估计值；

信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及

解码器，用于执行针对所述比特对数似然比的纠错解码处理，

其中

所述信号检测器包括：

多个近似度量产生器；以及

似然处理器，

各个所述近似度量产生器包括：

固定信号消除器，用于移除固定在特定发送天线处的调制信号；

发送信号候选产生器，用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选；

度量产生器，用于计算所述发送信号候选的度量；以及

最小度量产生器，用于确定所述度量中的最小度量，

各个所述近似度量产生器输出由所述最小度量产生器确定的所述最小度量，

所述似然处理器将从所述多个近似度量产生器输出的多个所述最小度量中最小的度量确定为最大似然序列，并且根据所述最大似然序列和所述最大似然序列的反转比特序列来计算所述最大似然序列的比特对数似然比，

所述发送信号候选产生器包括：

初始信号产生器，用于产生初始信号；

更新值处理器，用于确定所述初始信号的更新值；

求和器，用于对所述初始信号和所述更新值求和；以及

量化器，用于对来自于求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及

所述更新值处理器包括：

搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值来计算接收性能退化的方向；

步长产生器，用于基于所述初始信号和所述接收性能退化的方向计算步长；以及

更新值产生器，用于根据所述接收性能退化的方向和所述步长计算所述更新值。

11.根据权利要求10所述的接收设备，其中，所述初始信号产生器

通过将所述接收信号与根据所述信道估计值计算的权重系数相乘，来产生所述初始信号，或者

根据从所述解码器输出的比特对数似然比产生发送信号副本，并将所述副本设置为所述初始信号。

12.根据权利要求11所述的接收设备，其中，所述搜索方向产生器通过使用幂法，基于所述权重系数，计算指示最大噪声增强的方向。

13.根据权利要求12所述的接收设备，其中，所述搜索方向产生器对所述初始信号进行硬判决，并基于硬判决结果的度量的梯度来计算所述噪声增强方向。

14.根据权利要求10到13中任一项所述的接收设备，其中，所述似然处理器通过进一步考虑从所述解码器输出的比特对数似然比来确定所述最大似然序列的所述比特对数似然比。

15.一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备中的接收方法，包括：

信道估计步骤，通过信道估计部分计算信道估计值；

信号检测步骤，通过信号检测部分根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及

解码步骤，通过解码部分执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，

其中

所述信号检测步骤包括：

发送信号候选产生步骤，产生发送信号候选；

度量产生步骤，产生关于所述发送信号候选的度量；以及

似然处理步骤，将生成度量中的最小度量的发送信号候选来确定为最大似然序列，并计算所述最大似然序列的比特对数似然比，

所述发送信号候选产生步骤包括：

初始信号产生步骤，产生初始信号；

更新值处理步骤，确定所述初始信号的更新值；

求和步骤，将所述初始信号和所述更新值相加；以及

量化步骤，对来自于求和步骤的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及

所述更新值处理步骤包括：

搜索方向产生步骤，至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；

步长产生步骤，基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及

更新值产生步骤，根据所述噪声增强方向和步长计算所述更新值。

16.一种用于在MIMO系统中进行通信的接收设备中的接收方法，包括：

信道估计步骤，通过信道估计部分计算信道估计值；

信号检测步骤，通过信号检测部分根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及

解码步骤，通过解码部分执行针对比特对数似然比的纠错解码处理，

其中

所述信号检测步骤包括：

多个近似度量产生步骤；以及

似然处理步骤，

各个所述近似度量产生步骤包括：

固定信号消除步骤，移除固定在特定发送天线处的调制信号；

发送信号候选产生步骤，产生针对来自于固定信号消除部分的输出的发送信号候选；

度量产生步骤，计算所述发送信号候选的度量；

最小度量产生步骤，确定所述度量中的最小度量；以及

最小度量输出步骤，输出所述最小度量，

所述似然处理步骤，将从所述多个近似度量产生步骤输出的多个所述最小度量中最小的度量确定为最大似然序列，并且根据所述最大似然序列和所述最大似然序列的反转比特序列来计算所述最大似然序列的比特对数似然比，

所述发送信号候选产生步骤包括：

初始信号产生步骤，产生初始信号；

更新值处理步骤，确定所述初始信号的更新值；

求和步骤，将所述初始信号和所述更新值相加；以及

量化步骤，对相加步骤中的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及

所述更新值处理步骤包括：

搜索方向产生步骤，至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；

步长产生步骤，基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及

更新值产生步骤，根据所述噪声增强方向和步长计算所述更新值。

17.一种包括用于在MIMO系统中进行通信的发送设备和接收设备的通信系统，

其中

所述发送设备从多根发送天线发送至少两个彼此不同的数据，以及

所述接收设备包括：

信道估计器，用于计算信道估计值；

信号检测器，用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及

解码器，用于执行针对所述比特对数似然比的纠错解码处理，以确定从所述发送设备发送的数据，

所述信号检测器包括：

发送信号候选产生器，用于产生发送信号候选；

度量产生器，用于产生关于所述发送信号候选的度量；以及

似然处理器，用于将生成度量中的最小度量的发送信号候选确定为最大似然序列，并计算所述最大似然序列的比特对数似然比，

所述发送信号候选产生器包括：

初始信号产生器，用于产生初始信号；

更新值处理器，用于确定所述初始信号的更新值；

求和器，用于将所述初始信号和所述更新值相加；以及

量化器，用于对来自于求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及

所述更新值处理器包括：

搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；

步长产生器，用于基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及

更新值产生器，用于由所述噪声增强方向和步长计算所述更新值。

18.一种包括用于在MIMO系统中进行通信的发送设备和接收设备的通信系统，

其中

所述发送设备从多根发送天线发送至少两个彼此不同的数据，以及

所述接收设备包括：

信道估计器，用于计算信道估计值；

信号检测器，用于由接收信号计算发送信号的比特对数似然比；以及

解码器，用于执行针对所述比特对数似然比的纠错解码处理，以确定从所述发送设备发送的数据，

所述信号检测器包括：

多个近似度量产生器；以及

似然处理器，

各个所述近似度量产生器包括：

固定信号消除器，用于移除固定在特定发送天线处的调制信号；

发送信号候选产生器，用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选；

度量产生器，用于计算所述发送信号候选的度量；以及

最小度量产生器，用于确定所述度量中的最小度量，

各个所述近似度量产生器输出由所述最小度量产生器确定的所述最小度量，

所述似然处理器将从所述多个近似度量产生器输出的多个所述最小度量中最小的度量确定为最大似然序列，并且根据所述最大似然序列和所述最大似然序列的反转比特序列来计算所述最大似然序列的比特对数似然比，

所述发送信号候选产生器包括：

初始信号产生器，用于产生初始信号；

更新值处理器，用于确定所述初始信号的更新值；

求和器，用于将所述初始信号和所述更新值相加；以及

量化器，用于对来自于求和器的和执行硬判决，以产生所述发送信号候选，以及

所述更新值处理器包括：

搜索方向产生器，用于至少基于所述信道估计值来计算噪声增强方向；

步长产生器，用于基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长；以及

更新值产生器，用于由所述噪声增强方向和步长计算所述更新值。

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