CN101783722A - 一种虚拟mimo传输方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了虚拟MIMO的发送方法，用户终端UE1和UE2使用相同时频资源按照相同方法发送信息，其中UE l将第k及第k+1时刻的DFT预处理信号矢量{X_k，X_k+1}同时送入块空时分组编码器以矢量形式进行空时二维分组编码处理，并在k时刻输出两个码字矢量{X_k，X_k+1}，在k+1时刻输出另两个码字矢量；将k和k+1时刻分别得到的码字矢量X_k和

，通过第一发射通路进行子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理；将k和k+1时刻分别得到的码字矢量X_k+1和

，通过第二发射通路进行子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理。本发明还公开了虚拟MIMO的发射机和接收机。本发明能够充分利用多天线系统提供空间发射分集增益，提高链路传输的可靠性。

Description

一种虚拟MIMO传输方法和装置

技术领域

本发明涉及虚拟MIMO传输技术，特别是涉及一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM的虚拟MIMO的传输方法和装置。

背景技术

在LTE宽带移动通信系统中，3GPP确定上行链路采用基于DFT-S-OFDM的单载波FDMA传输方案，与OFDM传输方案相比，DFT-S-OFDM传输方案具有低峰均比及在频域保持用户正交的特性。

目前，LTE通信系统中引入了上行链路虚拟MIMO传输技术，实现该技术的技术方案主要是基于单发射天线DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输方案。

图1为基于单发射天线DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统，其中，每个用户终端(UE)仅配备单个发射天线，基站(eNodeB)安装N_r个接收天线(图中N_r取值为2)。两个用户终端在eNodeB调度下使用完全相同的时频资源传输不同的信息，两个配备单发射天线用户终端与配备Nr个接收天线的eNodeB接收机构成一个2×N_r的MIMO系统，该MIMO系统与传统MIMO系统工作方式不同，称为虚拟MIMO系统。虚拟MIMO系统中，eNodeB同时调度用户终端个数可超过两个，但考虑到用户终端超过两个后，eNodeB接收机检测复杂度会显著提高，因此实际系统中仅考虑两个用户构成的虚拟MIMO系统。

图2为基于单发射天线DFT-S-OFDM的虚拟MIMO的发射机框图。单发射天线DFT-S-OFDM虚拟MIMO发射机与单用户DFT-S-OFDM发射机结构完全相同，差异仅在于：两个用户终端在eNodeB调度下使用完全相同时频资源传输各自不同的信息；此外，为实现eNodeB接收机对两个用户终端的信道进行估计，需要对每个用户终端的导频信号进行特殊设计。

图3为基于两接收天线DFT-S-OFDM的虚拟MIMO接收机框图。在eNodeB中，两个接收天线同时接收两个用户发射信号，经射频及中频处理后送入基带处理单元；在基带处理单元中，接收机首先移除循环前缀，然后通过FFT变换到频率域，经过解映射后，采用线性迫零(ZF)或最小均方误差(MMSE)算法进行频率域均衡处理，最后将均衡后信号经IDFT转换到时域并进行每用户逐符号检测。

与单用户传输方式相比，虚拟MIMO系统可显著提高上行链路的频带利用率。但是，最近研究表明：基于单天线的DFT-S-OFDM传输方案不能利用多天线提供空间发射分集增益来提高链路传输的可靠性，也不能利用多天线提供空间复用增益来提高链路的传输容量。

总之，现有虚拟MIMO传输方案不能充分利用多天线系统提供空间发射分集增益，将导致链路传输的可靠性较差。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种虚拟MIMO传输方法和装置。该传输方案能够充分利用多天线系统提供空间发射分集增益，提高链路传输的可靠性。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：

一种虚拟MIMO的发送方法，该方法包括：

两用户终端UE1和UE2分别使用相同的时频资源，按照相同的方法发送信息；

所述发送信息的方法为：

将离散傅立叶变换DFT在两个相邻时刻k及k+1输出的信号矢量{X_k，X_k+1}同时送入块空时分组编码，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{X_k，X_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量

将块空时分组编码输出的码字矢量X_k和送入第一发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频及射频发射处理；将块空时分编码输出的码字矢量X_k+1和

送入第二发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频与射频发射处理。

一种虚拟MIMO的发射机，包括：调制器、DFT预处理器、块空时分组编码器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT处理器、第二IFFT处理器、第一循环前缀插入器、第二循环前缀插入器、第一中频与射频处理器、第二中频与射频处理器、第一发射天线和第二发射天线，

所述DFT预处理器，用于将在两个相邻时刻k及k+1产生的信号矢量{X_k，X_k+1}同时送入所述块空时分组编码器；

所述块空时分组编码器，用于接收所述DFT预处理器的信号矢量{X_k，X_k+1}，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{X_k，X_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量

其中，将码字矢量X_k和

输出给所述第一映射器，将码字矢量X_k+1和

输出给所述第二映射器。

一种虚拟MIMO的接收方法，该方法包括：

来自两根接收天线的射频信号分别经射频、中频处理、采样、循环前缀移除、快速傅立叶变换FFT和解映射，得到第一根天线上的接收信号矢量

和第二根天线上的接收信号矢量

对每根接收天线，将k时刻接收信号矢量

和k+1时刻接收信号矢量的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

n为接收天线编号；将两根接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号

根据第一用户终端UE1的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE1的所有发射天线分别到两接收天线的传输矩阵

根据第二用户终端UE2的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE2的所有发射天线到各接收天线的传输矩阵

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素H_m，n(j)代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应；G_m，n＝diag(G_m，n(1)，G_m，n(2)，...，G_m，n(j)，...G_m，n(N))代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素G_m，n(j)代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内的信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内码字矢量的第j个分量，j＝1，...，N，N为发射信号DFT变换的点数；根据所述传输矩阵，建立线性迫零矩阵

计算线性迫零矩阵与修正接收信号之积，将乘积结果作为第一等效接收信号

其中

利用

和

按照和

得到第二等效接收信号

和

构造对角阵

和

得到对角阵A和B；

根据

计算UE1的发射端信号矢量{X_k，X_k+1}的估计值

其中，α(j)为A的第j个对角元素，

及分别为

及

的第j个分量，

及分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

根据计算UE2的发射端信号矢量{C_k，C_k+1}的估计值

其中，β(j)为B的第j个对角元素，

及分别为

及

的第j个分量，

及

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

对所述发射端信号矢量的估计值和

进行逆傅立叶变换IDFT，再进行检测得到UE1和UE2的发射符号的估计值。

一种虚拟MIMO的接收机，该接收机包括：与2根接收天线一一对应的2个接收器、2个循环前缀移除器、2个FFT处理器、2个解映射器、空时联合均衡器、2个IDFT处理器和2个解调器；

任一接收器，用于接收发送端发送的信号，并进行射频、中频以及采样处理后输出给与其相连的循环前缀移除器；

任一循环前缀移除器，用于从接收的信号中移除循环前缀，并输出给与其相连的FFT处理器；

任一FFT处理器，用于对接收的信号进行FFT处理，并输出给与其相连的解映射器；

任一解映射器，用于对接收的信号按照与发送端相应的方式进行解映射，得到两个接收信号矢量

和

n为本解映射器对应的接收天线编号；所述空时联合均衡器，针对每根接收天线，将k时刻接收信号矢量和k+1时刻接收信号矢量

的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

n为接收天线编号；将两根接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号

根据第一用户终端UE1的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE1的所有发射天线分别到两接收天线的传输矩阵 根据第二用户终端UE2的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE2的所有发射天线到各接收天线的传输矩阵

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素H_m，n(j)代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应；G_m，n＝diag(G_m，n(1)，G_m，n(2)，...，G_m，n(j)，...G_m，n(N))代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素G_m，n(j)代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内的信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内码字矢量的第j个分量，j＝1，...，N，N为发射信号DFT变换的点数；

根据所述传输矩阵，建立线性迫零矩阵

计算线性迫零矩阵与修正接收信号之积，将乘积结果作为第一等效接收信号

其中利用

和根据

和

对

和

进行处理，得到第二等效接收信号

和

构造对角阵

和

得到对角阵A和B；根据

计算UE1的发射端信号矢量{X_k，X_k+1}的估计值

并输出给与其相连的IDFT处理器，其中，α(j)为A的第j个对角元素，

及

分别为

及

的第j个分量，

及

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；根据j＝1，...，N计算UE2的发射端信号矢量{C_k，C_k+1}的估计值

并输出给与其相连的IDFT处理器，其中，β(j)为B的第j个对角元素，

及分别为

及

的第j个分量，

及

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

所述IDFT处理器，用于对接收的信号进行逆离散傅立叶变换IDFT，并将变换结果输出给与其相连的解调器；

所述解调器，用于对接收信号进行解调得到发射符号的估计值。

由上述技术方案可见，本发明中，在发送端，UE1和UE2分别配置多根天线，并且使用相同的时频资源按照相同的发送方法发送各自不同的信息，具体的发送方法为：将经过DFT预处理得到的第k和k+1时刻的信号矢量{X_k，X_k+1}同时送入块空时分组编码器进行空时二维编码，具体而言，在时刻k得到两个码字矢量{X_k，X_k+1}，在时刻k+1得到另两个码字矢量

将时刻k得到的码字矢量X_k和时刻k+1得到的码字矢量

送入第一发射通路，并经子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理；将时刻k得到的码字矢量X_k+1和时刻k+1得到的码字矢量

送入第二发射通路，并经过子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理。各用户采用上述发送方式，一个方面通过块空时分组编码使得信号在两个发射通路上进行传输，从而获得空间发射分集增益，提高传输的可靠性；另一方面，块空时分组编码以矢量形式进行块空时分组编码，避免编码码字矢量频域特性的改变，从而保证块空时分组编码的DFT-S-OFDM系统具有低峰均比特性。

在接收端，接收机在每个传输通路的k及k+1时刻接收信号并进行信道估计，并按照发送端块空时分组编码的形式，利用接收信号与各个子信道的信道估计构造总的修正接收信号和各接收天线的传输矩阵，再利用该总的修正接收信号和各接收天线的传输矩阵计算等效接收信号，并计算预处理后信号的估计值，对该估计值进行IDFT处理后得到发射符号矢量的估计值，随后通过逐符号检测完成信号检测。

附图说明

图1为基于单发射天线DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统示意图；

图2为基于单发射天线DFT-S-OFDM的虚拟MIMO的发射机框图；

图3为基于两接收天线DFT-S-OFDM的虚拟MIMO接收机框图；

图4为本发明实施例一的基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统示意图；

图5为实施例一提供的基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统的发射端具体结构图；

图6为本发明实施例一提供的BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统接收机的具体结构示意图；

图7为QPSK调制方式下单用户DFT-S-OFDM系统与基于单发射天线的DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统在低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图；

图8为QPSK调制方式下本发明基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统在低速TU信道环境下的比特差错性能示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明作进一步地详细描述。

本发明的基本思想：在发送端为每用户终端配置两根发射天线，eNodeB接收机配置N_r(N_r＞1)根接收天线，在eNodeB接收机调度下，两个用户终端使用完全相同时频资源传输不同信息。从而构成一个4×N_r的虚拟MIMO系统，以充分利用多天线系统提供空间发射分集增益，提高链路传输的可靠性。

需要说明的是，在DFT-S-OFDM系统基础上，可直接采用空时分组编码(STBC)或空频分组编码(SFBC)构造出2天线发射分集DFT-S-OFDM传输方案。这两种传输方案可获得满发射分集增益，但由于空时分组或空频分组编码运算改变DFT预处理后信号的频域特性，使得基于STBC或SFBC编码的DFT-S-OFDM系统破坏了DFT-S-OFDM系统的低峰均比特性。因此基于STBC或SFBC编码的DFT-S-OFDM传输方案不宜作为LTE系统上行链路传输方案。

在本发明给出的实施例中，发送端对DFT预处理后信号采用一种新空时二维编码方案。该方案不同于传统的基于STBC或SFBC的编码方案，而是以矢量形式对DFT预处理后的信号矢量在空间/时间进行二维进行编码，以下将上述分组编码方式称为块空时分组编码(BST)，本发明提供的系统称为B ST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统。下面通过本发明实施例一对该BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统进行详细描述。

图4为本发明实施例一的基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统示意图。如图4所示，该虚拟MIMO系统中，每UE配置两个发射天线，eNodeB接收机配置两个接收天线，在eNodeB接收机调度下，两个UE使用完全相同时频资源传输不同信息，从而构成一个4×2的虚拟MIMO系统。

图5为实施例一提供的基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统的发射端具体结构图，该系统的发射端由两UE的发射机构成，各UE的发射机结构完全相同，为方便叙述，以下以UE1的发射机为例来说明BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统的发射机原理。

如图5所示，该UE 1的发射机包括：调制器、DFT预处理器、块空时分组编码器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT处理器、第二IFFT处理器、第一循环前缀插入器、第二循环前缀插入器、第一中频与射频处理器、第二中频与射频处理器、第一发射天线和第二发射天线。本发明的BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统的发送方法可以在图5所示的两UE的发射机中实施。下面主要以UE1为例具体介绍利用该发射机发送的具体流程。

首先，UE1信源输出的比特信息送入信道编码器进行信道编码，信道编码输出送入调制器进行符号调制，调制器输出的复符号以长度N为单位进行分组，分组长度N与eNodeB分配给UE1的子信道(子载波)数目相同，UE1第k个调制符号分组记为x_k≡[x_k，1，x_k，2，...，x_k，i，...，x_k，N]^T，其中，x_k，i代表UE1第k个调制符号分组中第i个调制符号，x_k经N点DFT预处理后输出信号矢量记为X_k≡[X_k，1，X_k，2，...，X_k，j，...，X_k，N]^T，X_k与x_k为离散傅里叶变换关系：

$X_{k,j}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k,i}\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(i-1)\·(j-1)}{N}},j=1,...,N---\left(1\right)$

第k及k+1时刻DFT预处理后的信号矢量{X_k，X_k+1}同时进入块空时分组编码器进行空时二维的编码处理。

不同于传统的DFT-S-OFDM所采用的空时分组编码，本发明采用块空时分组编码时以发送信号矢量为单位进行。具体地，将两个信号矢量X_k和X_k+1作为一组进行编码，在k时刻得到两个码字矢量X_k和X_k+1，在k+1时刻得到另两个码字矢量

和

在第k时刻，将码字矢量{X_k，X_k+1}中的第一码字矢量X_k送入第1个发射通路传输，将第二码字矢量X_k+1送入第2个发射通路传输；在第k+1时刻，将码字矢量

中的第一码字矢量

送入第1个发射通路传输，将第二码字矢量送入第2个发射通路传输，以上过程参见图5所示。

在频域内，对信号的共轭运算可等效为相应时域信号在时域的循环移位运算，因此对频域信号进行共轭运算不改变信号的时域峰均比特性；此外，在频率域内，对频域信号进行取负号运算也不会改变时域信号的峰均比特性，可见，依照本发明中块空时分组编码，输出码字矢量

与编码输入信号矢量{X_k，X_k+1}在时域具有相同峰均比特性。

将块空时分组编码后的码字矢量送入发射通路后按照以下方式处理：

块空时编码后的码字矢量通过信道映射器映射到系统分配的N个连续子信道(或非连续子信道)传输，映射器输入与输出关系表示为：

l＝f(j)，j＝1，...，N    (2)

其中，f(·)代表映射函数，(2)表明信号

约第j个分量映射到第{l|l＝f(j)，j＝1，...，N}个子信道传输。将第1发射通路第k及k+1时刻映射后信号X_k及

第2发射通路第k及k+1时刻映射后信号X_k+1及依次送入IFFT处理器、循环前缀插入器及中频与射频处理器，最后分别送入两个天线发射。

UE2的发射步骤与UE1完全相同，只是为方便随后叙述，UE2发射的第k及k+1个调制符号分组记为{c_k，c_k+1}，其中，c_k≡[c_k，1，c_k，2，...，c_k，i，...，c_k，N]^T。{c_k，c_k+1}经N点DFT预处理后信号矢量记为{C_k，C_k+1}，其中C_k≡[C_k，1，C_k，2，...，C_k，j，...，C_k，N]^T，块空时分组编码后码字矢量表示为{C_k，C_k+1}及

此外，UE2发射信息使用的子信道与UE1完全相同，即两个用户终端使用子信道均为{l|l＝f(j)，j＝1，...，N}。

上述即为本发明实施例一中BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统发射机的具体构成以及具体的信号发送方式。

接下来，对本发明提供的针对上述发送信号进行的接收检测过程以及接收机进行详细描述。

图6为本发明实施例一提供的BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统接收机的具体结构示意图。如图6所示，该接收机包括：2个接收器、2个循环前缀移除器、2个FFT处理器、2个解映射器、空时联合均衡器、2个IDFT处理器和2个解调器。本发明实施例一的BST-DFT-S-OFDM虚拟MIMO系统接收方法可以在图6所示的接收机中实施。下面就具体介绍利用该接收机进行信号接收检测的具体流程。

由图6可见，接收机中空时联合均衡器前存在2个接收通路，每个接收通路对应一根接收天线。在进行信号接收处理时，每个接收通路的处理方式相同，这里以其中一个接收通路为例进行介绍。

具体地，接收器在第k及k+1时刻接收来自天线的射频信号，并经射频、中频处理后进行采样得到数字基带信号，再利用循环前缀移除器对数字基带信号移除循环前缀，然后通过FFT处理器进行L点的FFT变换处理，最后由解映射器提取N个子信道的接收信号，其中，解映射方式与发射端的映射方式相对应。设第n个接收通路第k及第k+1时刻解映射器输出信号矢量表示为

其中，

代表第k时刻第n个接收通路所有N个子信道接收信号矢量，

代表第k时刻第n个接收通路第l＝f(j)个子信道接收到的信号。

如上即得到各个接收通路的传输信号，将这些传输信号送入空时联合均衡器中。在空时联合均衡器中对二个接收通路各个子信道传输信号进行合并及均衡处理，空时联合均衡器输出信号矢量记为

和

是UE1第k及k+1时刻发射信号矢量{X_k，X_k+1}的估计值；

是UE2第k及k+1时刻发射信号矢量{C_k，C_k+1}的估计值。可见，通过联合空时均衡处理eNodeB接收机实现两个用户终端发射信号的分离。分离后的第一个用户终端UE1信号

分别送入N点的IDFT处理器得到

分离后的第二个用户终端UE2信号分别送入N点的IDFT处理器得到

最后，在解调器中分别对第一用户UE1接收信号矢量

的每个分量进行最大似然检测可得到UE1发射符号{x_k，x_k+1}的估计值对第二用户UE2接收信号矢量

的每个分量进行最大似然检测可得到第二用户的发射符号{c_k，c_k+1}的估计值其中，

和 ${\hat{c}}_k\≡{[{\hat{c}}_{k,1},{\hat{c}}_{k,2},...,{\hat{c}}_{k,i},...,{\hat{c}}_{k,N}]}^T.$

如果发射机在调制器前使用信道编码器，则在接收端根据第一用户接收信号矢量

可获得发射符号的软判决信息，软判决信息进一步送入信道译码器后可得到第一用户发射比特序列的估计值，相应地，采用相同方法，可得到第二用户发射比特序列的估计值。

下面推导空时联合均衡器的工作原理。

实施例一中采用了两个接收天线，此时n取值为2，则信号矢量

可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k^{\left(1\right)}\\ Y_{k+1}^{{\left(1\right)}^{*}}\\ Y_k^{\left(2\right)}\\ Y_{k+1}^{{\left(2\right)}^{*}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{2,1}}& G_{\mathrm{1,1}}& G_{\mathrm{2,1}}\\ H_{\mathrm{2,1}}^{*}& -H_{1,1}^{*}& G_{\mathrm{2,1}}^{*}& -G_{\mathrm{1,1}}^{*}\\ H_{\mathrm{1,2}}& H_{\mathrm{2,2}}& G_{\mathrm{1,2}}& G_{\mathrm{2,2}}\\ H_{\mathrm{2,2}}^{*}& -H_{\mathrm{1,2}}^{*}& G_{\mathrm{2,2}}^{*}& -G_{\mathrm{1,2}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_k\\ X_{k+1}\\ C_k\\ C_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_k^{\left(1\right)}\\ N_{k+1}^{{\left(1\right)}^{*}}\\ N_k^{\left(2\right)}\\ N_{k+1}^{{\left(2\right)}^{*}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，第j个对角元素H_m，n(j)代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应；

G_m，n＝diag(G_m，n(1)，G_m，n(2)，...，G_m，n(j)，...G_m，n(N))代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，第j个对角元素G_m，n(j)代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应；其中，UE1传输信号为{X_k，X_k+1}，UE2传输信号为{C_k，C_k+1}。

通过观测可知(3)式中的信道传输矩阵

具有类Alamouti特性。(3)式可进一步表示为分块矩阵形式：

$\left[\begin{array}{c}{Y}^{\left(1\right)}\\ Y^{\left(2\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,1}}& {\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,2}}\\ {\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,1}}& {\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\\ C\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}^{\left(1\right)}\\ N^{\left(2\right)}\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，

X＝[X_k ^T  X_k+1 ^T]^T，C＝[C_k ^T  C_k+1 ^T]^T。(4)式进一步表示为：

Y＝ΛZ+N    (5)

其中，

进一步引入两用户线性迫零矩阵：

$E=\left[\begin{array}{cc}{I}_{2N}& -{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,2}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,2}}^{-1}\\ -{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,1}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,1}}^{-1}& I_{2N}\end{array}\right]---\left(6\right)$

并构造以下信号矢量：

$\tilde{Y}=\mathrm{EY}$

$=\mathrm{E\ΛZ}+\mathrm{EN}---\left(7\right)$

$=\mathrm{E\ΛZ}+\tilde{N}$

(7)展开表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{Y}}_1\\ {\tilde{Y}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\Σ}& 0\\ 0& \mathrm{\Δ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\\ C\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{N}}_1\\ {\tilde{N}}_2\end{array}\right]---\left(8\right)$

其中， $\mathrm{\Σ}={\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,1}}-{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,2}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,2}}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,1}},$ $\mathrm{\Δ}={\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{2,2}}-{\mathrm{\Λ}}_{2,1}{\mathrm{\Λ}}_{1,1}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_{1,2},$ $\tilde{Y}={\left[\begin{array}{cc}{\tilde{Y}}_1^T& {\tilde{Y}}_2^T\end{array}\right]}^T.$

(8)式进一步表示为：

${\tilde{Y}}_1=\mathrm{\ΣX}+{\tilde{N}}_1---\left(9\right)$

${\tilde{Y}}_2=\mathrm{\ΔC}+{\tilde{N}}_2$

进一步利用矩阵∑及Δ具有类Alamouti特性，(9)式按照以下方式处理：

${\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_1={\mathrm{\Σ}}^H{\tilde{Y}}_1---\left(10\right)$

$={\mathrm{\Σ}}^H\mathrm{\ΣX}+{\mathrm{\Σ}}^H{\tilde{N}}_1$

${\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_2={\mathrm{\Δ}}^H{\tilde{Y}}_2---\left(11\right)$

$={\mathrm{\Δ}}^H\mathrm{\ΔC}+{\mathrm{\Δ}}^H{\tilde{N}}_2$

利用矩阵∑及Δ为类Alamouti矩阵特性，可知

及

为对角阵。则(10)和(11)可表示为：

${\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{1,1}}=A{X}_k+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{1,1}}---\left(12\right)$

${\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{1,2}=A{X}_{k+1}+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{1,2}$

${\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{2,1}={\mathrm{BC}}_k+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{2,1}}---\left(13\right)$

${\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{2,2}}={\mathrm{BC}}_{k+1}+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{2,2}}$

其中，

利用A和B矩阵为对角矩阵，(12)式和(13)式记为标量形式：

$\left\{\begin{array}{c}{\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{1,1},j}=\mathrm{\α}\left(j\right)X_{k,j}+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{1,1},j}\\ {\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{1,2},j}=\mathrm{\α}\left(j\right)X_{k+1,j}+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{1,2},j}\end{array}\right.,j=1,...,N---\left(14\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{2,1},j}=\mathrm{\β}\left(j\right)C_{k,j}+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{2,1},j}\\ {\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{2,2},j}=\mathrm{\β}\left(j\right)C_{k+1,j}+{\widetilde{\stackrel{~}{N}}}_{\mathrm{2,2},j}\end{array}\right.,j=1,...,N---\left(15\right)$

其中，

及分别为

及

的第j个分量。α(j)为A的第j个对角元素，

及分别为及

的第j个分量；及

分别为

及

的第j个分量。β(j)为B的第j个对角元素，

及

分别为

及

的第j个分量；对(14)式及(15)式分别进行标量均衡后得到X_k，j、X_k+1，j、C_k，j和C_k+1，j的估计量：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{X}}_{k,j}=\frac{1}{\mathrm{\α}\left(j\right)+{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{1,1},j}}^2}\·{\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{1,1},j}\\ {\tilde{X}}_{k+1,j}=\frac{1}{\mathrm{\α}\left(j\right)+{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{1,2},j}}^2}\·{\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{1,2},j}\end{array}\right.,j=1,...,N---\left(16\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{C}}_{k,j}=\frac{1}{\mathrm{\β}\left(j\right)+{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{2,1},j}}^2}\·{\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{2,1},j}\\ {\tilde{C}}_{k+1,j}=\frac{1}{\mathrm{\β}\left(j\right)+{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{2,2},j}}^2}\·{\widetilde{\stackrel{~}{Y}}}_{\mathrm{2,2},j}\end{array}\right.,j=1,...,N---\left(17\right)$

其中，σ_s，t，j ²为

的噪声方差。将(16)及(17)得到的估计值表示为矢量形式得到

和

其中， ${\tilde{X}}_k\≡{[{\tilde{X}}_{k,1},{\tilde{X}}_{k,2},...{\tilde{X}}_{k,j},...,{\tilde{X}}_{k,N}]}^T,$ ${\tilde{X}}_{k+1}\≡{[{\tilde{X}}_{k+1,1},{\tilde{X}}_{k+1,2},...{\tilde{X}}_{k+1,j},...,{\tilde{X}}_{k+1,N}]}^T,$ ${\tilde{C}}_k\≡{[{\tilde{C}}_{k,1},{\tilde{C}}_{k,2},...{\tilde{C}}_{k,j},...,{\tilde{C}}_{k,N}]}^T,$ ${\tilde{C}}_{k+1}\≡{[{\tilde{C}}_{k+1,1},{\tilde{C}}_{k+1,2},...{\tilde{C}}_{k+1,j},...,{\tilde{C}}_{k+1,N}]}^T.$

由上述推导过程可知，可按照公式(7)利用信号

和信道信息H_1，1、H_1，2、H_2，1、H_2，2、G_1，1、G_1，2、G_2，1和G_2，2进行合并处理，得到第一次修正信号

和

再按照公式(10)、(11)对修正信号

和

进行处理，得到第二次修正信号和

再按照公式(16)和(17)对第二次修正信号

和

进行均衡，从而获取

和

的估计值。

具体接收机中通过空时联合均衡算法得到

和

估计值的方式可以总结为：

确定第k时刻第1接收通路N个子信道接收信号

确定第k+1时刻第1接收通路N个子信道接收信号

及共轭信号

确定第k时刻第2接收通路N个子信道接收信号

确定第k+1时刻第2接收通路N个子信道接收信号

及共轭信号

并将接收信号

和共轭信号

按列排列形成修正接收信号Y的形式，即

根据第一用户终端UE1的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE1的所有发射天线分别到两接收天线的传输矩阵

根据第二用户终端UE2的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE2的所有发射天线到各接收天线的传输矩阵

根据所述传输矩阵，建立线性迫零矩阵

计算线性迫零矩阵与修正接收信号之积，将乘积结果作为第一等效接收信号

其中

利用

和

根据

和

对

和进行处理，得到第二等效接收信号和

构造对角阵

和得到对角阵A和B；

利用公式(16)和(17)计算发射端信号矢量

和

的估计值。

上述即为两接收天线情况下接收端对基带信号进行处理和检测的具体方式。两接收天线的上述接收原理可以推广到4/8个接收天线的情况，而且随着eNodeB处接收天线数目的增加，接收机获得分集增益显著增加，链路传输可靠性进一步改善。鉴于4/8个接收天线的情况下的接收原理相同，具体的处理方式相似，在此不再赘述。

本发明对利用上述发送和接收方法构成的信号传输进行了仿真，以验证本发明的BST-DFT-S-OFDM系统的传输性能。以下从链路传输差错性能角度来对比现有传输方案与本发明基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统的传输方案。

图7为QPSK调制方式下单用户DFT-S-OFDM系统与基于单发射天线的DFT-S-OFDM两用户虚拟MIMO系统比特差错性能比较示意图。具体仿真参数为TU信道、终端运动速度为3km/h、无信道编码。曲线701为基于DFT-S-OFDM的虚拟MIMO系统中UE1的信噪比(SNR)与误码率(BER)的关系曲线，曲线702为基于DFT-S-OFDM的虚拟MIMO系统中UE2的信噪比与误码率的关系曲线，曲线703为基于DFT-S-OFDM的单用户单发射天线两接收天线系统的信噪比与误码率的关系曲线。由上述三条曲线的比较可见：差错性能为10^-3情况下，单用户DFT-S-OFDM传输所需信噪比为10.5dB，而基于DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输所需要信噪比为16.5dB，即基于DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输需要额付出6分贝信噪比的代价，就可以使得上行链路频带利用率增加1倍。

图8为QPSK调制方式下本发明基于BST-DFT-S-OFDM的两用户虚拟MIMO系统在低速TU信道环境下的比特差错性能示意图。

具体仿真参数为TU信道、终端运动速度为3km/h、无信道编码。曲线801和802分别为基于BST-DFT-S-OFDM的虚拟MIMO系统中UE1和UE2的信噪比与误码率的关系曲线。803为基于DFT-S-OFDM的单用户2发射2接收天线系统的信噪比与差错传输性能。

比较图7与图8的曲线的可知：比特差错性能为10^-3情况下，基于BST-DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输所需要信噪比为14.5dB，而基于DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输所需要信噪比为16.5dB，可见本发明基于BST-DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输方案检测门限低于传统的基于DFT-S-OFDM的虚拟MIMO传输方案，即相对于单天线虚拟MIMO系统，本发明可获得更高的链路传输可靠性。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种虚拟MIMO的发送方法，该方法包括：

两用户终端UE1和UE2分别使用相同的时频资源，按照相同的方法发送信息；

其特征在于，所述发送信息的方法为：

将离散傅立叶变换DFT在两个相邻时刻k及k+1输出的信号矢量{X_k，X_k+1}同时送入块空时分组编码，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{X_k，X_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量

将块空时分组编码输出的码字矢量X_k和

送入第一发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频及射频发射处理；将块空时分编码输出的码字矢量X_k+1和

送入第二发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频与射频发射处理。

2.一种虚拟MIMO的发射机，包括：调制器、DFT预处理器、块空时分组编码器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT处理器、第二IFFT处理器、第一循环前缀插入器、第二循环前缀插入器、第一中频与射频处理器、第二中频与射频处理器、第一发射天线和第二发射天线，其特征在于，

所述DFT预处理器，用于将在两个相邻时刻k及k+1产生的信号矢量{X_k，X_k+1}同时送入所述块空时分组编码器；

所述块空时分组编码器，用于接收所述DFT预处理器的信号矢量{X_k，X_k+1}，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{X_k，X_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量

其中，将码字矢量X_k和

输出给所述第一映射器，将码字矢量X_k+1和输出给所述第二映射器。

3.一种虚拟MIMO的接收方法，其特征在于，该方法包括：

来自两根接收天线的射频信号分别经射频、中频处理、采样、循环前缀移除、快速傅立叶变换FFT和解映射，得到第一根天线上的接收信号矢量

和第二根天线上的接收信号矢量

对每根接收天线，将k时刻接收信号矢量

和k+1时刻接收信号矢量

的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

n为接收天线编号；将两根接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号

根据第一用户终端UE1的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE1的所有发射天线分别到两接收天线的传输矩阵

根据第二用户终端UE2的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE2的所有发射天线到各接收天线的传输矩阵

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，..，H_m，n(j)，...H_m，n(N))代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素H_m，n(j)代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应；G_m，n＝diag(G_m，n(1)，G_m，n(2)，...，G_m，n(j)，...G_m，n(N))代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素G_m，n(j)代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内的信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内码字矢量的第j个分量，j＝1，...，N，N为发射信号DFT变换的点数；

根据所述传输矩阵，建立线性迫零矩阵

计算线性迫零矩阵与修正接收信号之积，将乘积结果作为第一等效接收信号

其中

利用

和

按照

和

得到第二等效接收信号

和

构造对角阵

和

得到对角阵A和B；

根据

j＝1，..，N，计算UE1的发射端信号矢量{X_k，X_k+1}的估计值

其中，α(j)为A的第j个对角元素，

及分别为及

的第j个分量，及

分别为的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

根据j＝1，...，N计算UE2的发射端信号矢量{C_k，C_k+1}的估计值

其中，β(j)为B的第j个对角元素，

及

分别为

及

的第j个分量，

及

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

对所述发射端信号矢量的估计值

和

进行逆傅立叶变换IDFT，再进行检测得到UE1和UE2的发射符号的估计值。

4.一种虚拟MIMO的接收机，其特征在于，该接收机包括：与2根接收天线一一对应的2个接收器、2个循环前缀移除器、2个FFT处理器、2个解映射器、空时联合均衡器、2个IDFT处理器和2个解调器；

任一接收器，用于接收发送端发送的信号，并进行射频、中频以及采样处理后输出给与其相连的循环前缀移除器；

任一循环前缀移除器，用于从接收的信号中移除循环前缀，并输出给与其相连的FFT处理器；

任一FFT处理器，用于对接收的信号进行FFT处理，并输出给与其相连的解映射器；

任一解映射器，用于对接收的信号按照与发送端相应的方式进行解映射，得到两个接收信号矢量

和n为本解映射器对应的接收天线编号；

所述空时联合均衡器，针对每根接收天线，将k时刻接收信号矢量

和k+1时刻接收信号矢量

的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

n为接收天线编号；将两根接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号

根据第一用户终端UE1的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE1的所有发射天线分别到两接收天线的传输矩阵

根据第二用户终端UE2的每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应，构造UE2的所有发射天线到各接收天线的传输矩阵

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素H_m，n(j)代表UE1第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应；G_m，n＝diag(G_m，n(1)，G_m，n(2)，..，G_m，n(j)，...G_m，n(N))代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线所有N个子信道的频率响应所构成的对角矩阵，其中第j个对角元素G_m，n(j)代表UE2第m个发射天线到基站第n个接收天线第l＝f(j)个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内的信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内码字矢量的第j个分量，j＝1，...，N，N为发射信号DFT变换的点数；

根据所述传输矩阵，建立线性迫零矩阵

计算线性迫零矩阵与修正接收信号之积，将乘积结果作为第一等效接收信号

其中

利用和

根据

和

对

和

进行处理，得到第二等效接收信号

和

构造对角阵

和得到对角阵A和B；根据

j＝1，...，N，计算UE1的发射端信号矢量{X_k，X_k+1}的估计值

并输出给与其相连的IDFT处理器，其中，α(j)为A的第j个对角元素，

及

分别为

及

的第j个分量，

及

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；根据

j＝1，...，N计算UE2的发射端信号矢量{C_k，C_k+1}的估计值

并输出给与其相连的IDFT处理器，其中，β(j)为B的第j个对角元素，

及

分别为

及

的第j个分量，

及

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

所述IDFT处理器，用于对接收的信号进行逆离散傅立叶变换IDFT，并将变换结果输出给与其相连的解调器；

所述解调器，用于对接收信号进行解调得到发射符号的估计值。

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