CN101873161A - 基于簇用户协作的虚拟mimo中继传输方法及系统 - Google Patents

Abstract

一种基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统，方法是用户终端与基站间采用虚拟MIMO传输技术，依据用户终端在小区内的分布情况，将空间相邻的若干个用户终端划分为一个簇，小区由多个簇组成；将簇内用户终端间信道建模为莱斯信道；将用户终端与基站间信道建模为多径瑞利衰落信道；使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。系统，包括有多个用户终端和与多个用户终端进行通信的基站，所述的相邻的若干个用户终端组成的簇，相互协作，在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。本发明充分利用用户协作所提供的空间分集增益，显著提高蜂窝移动通信系统中用户终端链路传输可靠性；同时获得更高的信道利用率。

Description

基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统

技术领域

本发明涉及一种中继传输系统。特别是涉及一种基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统。

背景技术

为满足用户对宽带移动通信的需求，3GPP于2004年启动LTE研究项目。LTE系统上行链路采用单载波频分多址(SC-FDMA)接入方案，下行链路采用OFDMA传输方案。经过四年的工作，3GPP于2008年12月完成LTE Rel 8系统标准化。

为进一步满足国际电信联盟ITU提出IMT-advanced计划所确定的目标，3GPP于2008年启动LTE-advanced研究计划，该计划目标是在LTE Rel 8确定的基本规范基础上，对LTE基本系统进行增强，并达到以下目标：系统传输带宽从20MHz扩展到100MHz，下行链路峰值传输速率达到1Gbps(频带利用率10bps/Hz)；上行链路峰值传输速率为500Mbps(频带利用率5bps/Hz)；进一步增加小区边缘用户的吞吐量。

LTE-Advanced系统下行链路需解决核心问题：提高小区中部/小区边缘干扰受限用户的吞吐量，拟采用主要技术手段：对小区中心非干扰受限用户，采用单小区MU-MIMO技术来提高下行链路频谱效率；对于小区边缘干扰受限用户，采用多小区协作式多点传输(CoMP)来提高小区边缘用户的吞吐量。上行链路传输需解决核心问题：克服由于用户终端发射功率受限及阴影衰落而产生网络覆盖盲区，提高小区边缘用户传输可靠性与频谱效率。拟采用主要技术手段：中继传输。相关研究表明：在蜂窝移动通信系统中，通过中继传输可增加网络覆盖、提高链路传输可靠性。但由于中继站需要使用额外时/频资源才能完成中继传输(时分中继通信系统中，中继站需要使用额外时隙资源；频分中继通信系统中，中继站需要使用额外频率资源)，从而导致系统信道利用率下降。因此在LTE-Advanced上行链路传输中，如何提高小区边缘用户及网络覆盖盲区的链路可靠性，同时保证系统较高的信道利用率是亟待解决的问题。

现有的解决方案如下：

1、基于DFT-S-OFDM单天线中继传输方案

图1所示，给出了基于DFT-S-OFDM中继传输系统的示意图，系统由三种不同类型网络设备组成：基站(eNodeB)、中继站(Relay)及用户设备(UE)。系统下行链路采用OFDMA方式工作，上行链路采用DFT-S-OFDM方式工作。在上行链路传输中，位于基站覆盖范围内用户终端直接以DFT-S-OFDM方式与基站直接进行通信；而位于网络盲区或小区边缘用户终端则通过中继站与基站保持通信。

用户终端通过中继站与基站通信过程如下：假设中继通信开始前，用户终端已通过中继站向基站申请中继通信所使用时频资源(用户终端与中继站通信所使用的时频资源(简称为用户时频资源)，中继站向基站转发用户终端信息所使用的时频资源(简称为中继时频资源))，用户终端使用系统分配的用户时频资源以DFT-S-OFDM方式发射用户信息给中继站，中继站采用检测转发，在系统指定的用户时频资源内接收用户终端发射信号，并经FFT、频域均衡、IDFT、解调及信道译码后，得到用户发送的比特信息，然后重新进行信道编码、调制、DFT、映射、IFFT及插入循环前缀得到中继转发信号，并使用系统分配中继时频资源转发给基站接收机，基站在系统分配的中继时频资源内接收中继站转发的信号，并恢复出用户终端发射信息。

与非中继方式上行链路传输方案相比，基于DFT-S-OFDM单天线中继传输方案具有以下优点：可提高网络覆盖范围，克服网络通信盲区。但同时存在以下缺点：由于用户终端～中继站链路额外占用时频资源，使得系统容量及频谱效率大幅降低；无法利用多天线系统提供的空间复用和分集增益，使得用户终端上行链路的传输容量和传输可靠性得不到充分保证；需要在现有移动通信系统中额外布置中继站设备，大幅增加建设成本。

2.基于D-STBC编码的虚拟MIMO中继传输方案

为克服基于单天线DFT-S-OFDM中继系统中继链路可靠性低与链路吞吐量低的缺点，提出了一种基于分布式空时分组编码(D-STBC)的虚拟MIMO中继传输方案。在该方案中，用户终端与中继站组成虚拟MIMO系统，采用基于D-STBC编码的DFT-S-OFDM传输方案与基站进行信息传输，来提高链路的可靠性。

图2给出了基于D-STBC编码的虚拟MIMO中继传输方案。其工作过程如下：假设中继通信开始前，用户终端已向基站申请中继通信所使用时频资源，用户终端对其用户信息进行空时分组编码(STBC)，并使用系统分配的用户时频资源以DFT-S-OFDM方式将STBC码矩阵的第一列发射出去，中继站和基站同时在系统分配的用户时频资源内接收来自用户终端的信号，中继站采用检测转发，在系统指定的用户时频资源内接收用户终端发射信号，并经FFT、频域均衡、IDFT、解调及信道译码后，得到用户发送的比特信息，然后重新进行信道编码、调制、DFT、STBC编码、映射、IFFT及插入循环前缀得到中继转发信号，并使用系统分配中继时频资源将STBC码矩阵的第二列转发给基站接收机，基站在系统分配的中继时频资源内接收中继站转发的信号，并根据两个时隙所接收信号进行空时联合检测，恢复出用户终端发射信息。

与图1给出的基于DFT-S-OFDM单天线中继系统相比，基于D-STBC编码的虚拟MIMO中继传输系统具有以下优势：充分利用虚拟MIMO系统所提供的空间分集增益，提高用户终端与基站上行链路传输的可靠性；但仍然存在以下缺点：由于中继站需要占用额外时频资源，使得系统容量及频谱效率大幅降低；无法利用多天线系统提供的空间复用和分集增益，使得用户终端上行链路的传输容量和传输可靠性得不到充分保证；需要在现有移动通信系统中额外布置中继站设备，大幅增加建设成本。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种能够充分利用协作用户所提供空间分集增益和空间复用增益从而提高链路传输可靠性同时获得较传统中继传输系统更高的信道利用率，并采用块空时分组编码保持了发射信号的低峰均比特性的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统。

本发明所采用的技术方案是：一种基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，用户终端与基站间采用虚拟MIMO传输技术，依据用户终端在小区内的分布情况，将空间相邻的若干个用户终端划分为一个簇，小区由多个簇组成；将簇内用户终端间信道建模为莱斯信道；将用户终端与基站间信道建模为多径瑞利衰落信道；使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。

在同一簇内两个用户终端相互协作时，互为另一用户终端的协作终端。

在所述的使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输过程中，假设用户终端与协作终端、用户终端与基站的信道传输特性在协作通信的三个时隙内保持恒定不变；同时假设簇内用户终端在建立协作通信关系时，可获取与之通信用户终端的信道衰落信息，基站通过信道估计可获取用户终端至基站上行链路的信道信息，考虑到用户终端体积受限，假设用户终端均安装单个天线，基站安装多个接收天线，系统以时分双工方式工作。

协作终端完成对用户终端发射调制符号的估计与检测，并对估计与检测结果进行块空时分组编码，在随后的协作终端与基站链路时隙将其转发给基站接收机。

在上行链路中，同一簇内各用户终端在基站调度下使用相同的时频资源与基站接收机实现通信。

在上行链路基站接收机中，根据三个时隙所接收信号，通过采用两用户空时联合均衡算法完成用户信号的分离。

所述的三个时隙是：第一时隙，用户终端发射信息，协作终端与基站接收用户终端发射的信号；第二时隙，用户终端发射信息，协作终端与基站接收用户终端发射的信号；第三时隙，用户终端和用户终端将第一时隙和第二时隙接收的信息进行块空时分组编码后转发至基站，基站根据三个时隙所接收的信号通过空时联合检测得到用户终端和用户终端发射的信息。

一种基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法的中继通信系统，包括有多个用户终端和与多个用户终端进行通信的基站，所述的相邻的若干个用户终端组成的簇，相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。

所述的第一时隙和第二时隙中用户终端发射机包括有依次串接的编码、调制、L点DFT、映射、N(N＞L)点IFFT、插入CP、Tx和发射天线；用户终端接收机包括有依次串接的：接收天线、Rx、移除CP、N点FFT、解映射、均衡、L点IDFT、检测、解调和译码；第三时隙用户终端发射机包括有依次串接的：编码、调制、L点DFT、B-STBC编码、映射、N点IFFT、插入CP、Tx和发射天线。

所述的基站接收机包括有接收天线、Rx、移除CP、N点FFT、解映射、空时联合均衡、L点IDFT、检测、解调和译码。

本发明的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统，采用检测转发中继工作模式，同一簇内两用户相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输，本发明充分利用用户协作所提供的空间分集增益，显著提高蜂窝移动通信系统中用户终端链路传输可靠性；同时充分利用虚拟MIMO技术提供的空间复用增益，获得较传统中继传输系统更高的信道利用率；此外，所采用的块空时分组编码传输方案亦保持了LTE系统上行链路低峰均比的优良特性。本发明的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统可应用于LTE-Advanced及4G宽带移动通信系统。

附图说明

图1是基于DFT-S-OFDM单天线中继传输系统的构成示意图；

图2是基于D-STBC编码的虚拟MIMO中继传输系统的构成示意图；

图3是本发明的基于簇用户协作的中继传输构成示意图；

图4是本发明簇用户协作的中继传输过程；

图5是用户终端发射机框图；

图6是用户终端接收机框图；

图7是TS3时隙用户终端发射机框图；

图8是基站接收机框图；

图9是一簇两用户，基站单接收天线框图；

图10是一簇两用户，基站两接收天线框图；

图11是两簇四用户，基站两接收天线框图；

图12是簇内用户协作链路的比特差错性能曲线；

图13是基于簇用户协作中继系统比特差错性能曲线。

其中，

DFT：离散傅里叶变换            IFFT：快速傅里叶逆变换

CP：循环前缀                   Tx：中频及射频发射单元

Rx：中频及射频接收单元         FFT：快速傅里叶变换

IDFT：离散傅里叶逆变换         B-STBC：块空时分组编码

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法及系统做出详细说明。

本发明的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其用户终端与基站间采用虚拟MIMO传输技术，依据用户终端在小区内的分布情况，将空间相邻的若干个用户终端划分为一个簇(cluster)，小区由多个簇组成；同一簇内用户终端间距离较近，信道传输特性良好，将簇内用户终端间信道建模为莱斯信道；而簇内用户终端与基站距离较远，将用户终端与基站间信道建模为多径瑞利衰落信道；使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。

图4是本发明簇用户协作的中继传输过程。其中，

代表用户终端u在第s时隙所传输的频域符号矢量。

如图4所示，所述的三个时隙是：第一时隙TS1，用户终端MS1发射信息，协作终端MS2与基站接收用户终端MS1发射的信号；第二时隙TS2，用户终端MS2发射信息，协作终端MS1与基站接收用户终端MS2发射的信号；第三时隙TS3，用户终端MS1和用户终端MS2将第一时隙TS1和第二时隙TS2接收的信息进行块空时分组编码后转发至基站BS，基站BS根据三个时隙所接收的信号通过空时联合检测得到用户终端MS1和用户终端MS2发射的信息。这样能够显著提高用户终端上行链路传输可靠性，同时弥补了传统中继传输系统中链路频谱效率显著下降的缺点。

在同一簇内两个用户终端相互协作时，互相称为另一用户终端的协作终端。

在所述的使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输过程中，假设用户终端与协作终端、用户终端与基站的信道传输特性在协作通信的三个时隙内保持恒定不变；同时假设簇内用户终端在建立协作通信关系时，可获取与之通信用户终端的信道衰落信息，基站通过信道估计可获取用户终端至基站上行链路的信道信息，考虑到用户终端体积受限，假设用户终端均安装单个天线，基站安装多个接收天线，系统以时分双工方式工作(即用户终端不能同时发射与接收)。

协作终端完成对用户终端发射调制符号的估计与检测，并对估计与检测结果进行块空时分组编码，在随后的协作终端与基站链路时隙将其转发给基站接收机。协作终端采用块空时分组编码技术保证了发射信号的低峰均比特性。此外亦保证了基站接收机检测的低复杂度。

在上行链路中，同一簇内各用户终端在基站调度下使用相同的时频资源与基站接收机实现通信。

在上行链路基站接收机中，根据三个时隙所接收信号，通过采用两用户空时联合均衡算法完成用户信号的分离。

如图3所示，本发明的采用基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法的中继通信系统，包括有多个用户终端UE和与多个用户终端UE进行通信的基站(eNodeB)，所述的相邻的若干个用户终端UE组成的簇A，相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。

如图4、图5所示，所述的第一时隙TS1和第二时隙TS2中用户终端发射机包括有依次串接的编码1、调制2、L点DFT3、映射4、N点IFFT5、插入CP6、Tx7和发射天线8。

在第一时隙TS1，用户终端MS1发射信号，协作终端MS2接收信号并检测，而基站仅接收用户终端MS1终端发射信号。图5显示给出基于簇用户协作上行链路中继传输方案中用户终端发射机的组成框图。用户终端MS1发射信号过程如下：用户终端MS1的信息比特首先送入编码器进行信道编码，编码器输出比特序列送入调制器完成符号调制，调制器输出复符号以长度L为单位进行分组(L代表基站分配给用户终端的子信道数)。用户终端MS1在第一时隙TS1待传输的符号分组表示为

经过L点DFT预处理后表示为：

$A_1^{\left(1\right)}={\mathrm{Da}}_1^{\left(1\right)},---\left(1\right)$

其中，D代表L点DFT变换矩阵，

m，n∈{0，1，...，L-1}。假设SC-FDMA系统采用连续子信道映射方式，即用户终端MS1预处理后信号矢量

映射到v+1开始的L个连续子信道，则映射后信号矢量可表示为：

$B_1^{\left(1\right)}={\mathrm{MA}}_1^{\left(1\right)},---\left(2\right)$

其中，

代表信道映射矩阵，N代表系统子信道总数。映射后信号矢量经N点IDFT运算转换为时域信号矢量

$b_1^{\left(1\right)}=F^H{B}_1^{\left(1\right)},---\left(3\right)$

其中，

F代表N点IDFT变换矩阵。时域信号矢量

在插入N_g点循环前缀后表示为：

$b_{c1}^{\left(1\right)}=P_{\mathrm{in}}{b}_1^{\left(1\right)},---\left(4\right)$

其中，

P_in为循环前缀插入矩阵，其具体形式如下所示：

$P_{\mathrm{in}}{=\left[\begin{array}{cc}{0}_{N_g\×(N-N_g)}& I_{N_g}\\ I_N& \end{array}\right]}_{(N+N_g)\×N}.---\left(5\right)$

通过D/A转换为模拟基带信号，并通过发射单元转换为射频信号，最后送入天线发射。

如图6所示，用户终端接收机包括有依次串接的：接收天线9、Rx10、移除CP11、N点FFT12、解映射13、均衡14、L点IDFT15、检测16、解调17和译码18。

第一时隙TS1，协作终端MS2接收用户终端MS1发射信号。接收到的信号可表示为：

$r_{c2}^{\left(1\right)}\left(k\right)=\underset{\mathrm{\λ}=0}{\overset{p-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{2,1}}\left(\mathrm{\λ}\right)\·b_{c1}^{\left(1\right)}(k-\mathrm{\λ})+n_2^{\left(1\right)}\left(k\right),---\left(6\right)$

其中，h_2，1(k)(k＝0，1，...，p-1)代表用户终端MS1到协作终端MS2的信道冲击响应，

代表用户终端MS2在TS1时隙内接收复高斯白噪声信号，其均值为零，方差为

式(6)进一步表示为矩阵形式：

$r_{c2}^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{2,1}}{b}_{c1}^{\left(1\right)}+n_2^{\left(1\right)},---\left(7\right)$

其中， H_2，1为(N+N_g)×(N+N_g)的用户终端MS1到协作终端MS2的信道传输矩阵。接收机在移除循环前缀后表示为：

$r_2^{\left(1\right)}=P_{\mathrm{out}}{r}_{c2}^{\left(1\right)},---\left(8\right)$

其中，

代表循环前缀移除矩阵。进一步通过N点DFT运算将

表示为频域形式得到：

$R_2^{\left(1\right)}={\mathrm{Fr}}_2^{\left(1\right)},---\left(9\right)$

其中，

再利用解映射矩阵M^H从

中提取出用户终端L个子信道中的传输信号

$Y_2^{\left(1\right)}=M^H{R}_2^{\left(1\right)},---\left(10\right)$

其中，

式(10)可进一步表示为：

$Y_2^{\left(1\right)}=M^{H}F{P}_{\mathrm{out}}{H}_{\mathrm{2,1}}{P}_{\mathrm{in}}{F}^H{\mathrm{MA}}_1^{\left(1\right)}+M^{H}F{P}_{\mathrm{out}}{n}_2^{\left(1\right)},---\left(11\right)$

$=H_{\mathrm{eq}\mathrm{2,1}}{A}_1^{\left(1\right)}+N_2^{\left(1\right)}$

其中，H_eq 2，1为L×L对角矩阵，其第k(k＝0，1，...，L-1)个对角元素H_eq2，1(k，k)为用户终端MS1到协作终端MS2的第v+k+1个子信道的频域响应，

为复高斯白噪声矢量，其各分量均值为零，方差仍为引入线性迫零对角矩阵

其第k个对角元素为：

$E_2^{\left(1\right)}(k,k)=\frac{H_{\mathrm{eq}\mathrm{2,1}}^{*}(k,k)}{{|H}_{\mathrm{eq}\mathrm{2,1}}{(k,k)|}^2},k=\mathrm{0,1},...,L-1.---\left(12\right)$

接收机利用

对接收信号矢量

进行线性均衡得到：

$A_2^{\%\left(1\right)}=E_2^{\left(1\right)}{Y}_2^{\left(1\right)}$

$=A_1^{\left(1\right)}+N_2^{\%\left(1\right)},---\left(13\right)$

其中， 代表改进噪声矢量。再进一步通过L点IDFT运算将均衡后的信号矢量转换到时域

$a_2^{\%\left(1\right)}=D^H{A}_2^{\%\left(1\right)},---\left(14\right)$

其中，最后对进行逐符号检测得到用户终端MS1在TS1时隙发射信息矢量

的估计再对其进行信道译码得到用户终端输出比特序列。

如图8所示，所述的基站接收机包括有基站接收天线28、Rx29、移除CP30、N点FFT31、解映射32、空时联合均衡33、L点IDFT34、检测35、解调36和译码37。

在第一时隙TS1内，基站同时接收用户终端MS1发射的信号，为叙述方便，这里假设基站使用单个接收天线，本方案可方便推广到基站使用多个接收天线的情况。图8给出基站接收机框图。基站接收机在移除循环前缀、进行N点的FFT变换及解映射后，接收信号表示为：

$Y_b^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{eqb},1}{A}_1^{\left(1\right)}+N_b^{\left(1\right)},---\left(15\right)$

其中，H_eq b，1代表用户终端MS1到基站等效信道频域响应矩阵，

为TS1时隙基站接收机复高斯白噪声矢量，各分量均值为零，方差为

类似的，在第二时隙TS2，用户终端MS2发送符号分组记为

其L点DFT变换为

协作终端MS1采用与TS1时隙用户终端MS2相同过程接收用户终端MS2发射信号，并检测得到

的估计

同时，基站接收机解映射后信号矢量表示为

$Y_b^{\left(2\right)}=H_{\mathrm{eqb},2}{A}_2^{\left(2\right)}+N_b^{\left(2\right)},---\left(16\right)$

其中，H_eq b，2代表用户终端MS2到基站等效信道频域响应矩阵，

为TS2时隙基站接收机复高斯白噪声矢量，各分量均值为零，方差为

将式(15)与(16)合并后表示为

$Y_b^{\left(\mathrm{1,2}\right)}=Y_b^{\left(1\right)}+Y_b^{\left(2\right)}---\left(17\right)$

$H_{\mathrm{eqb},1}{A}_1^{\left(1\right)}+H_{\mathrm{eqb},2}{A}_2^{\left(2\right)}+N_b^{\left(\mathrm{1,2}\right)},$

其中，

其各分量均值为零，方差为

如图7所示，第三时隙TS3用户终端发射机包括有依次串接的：编码19、调制20、L点DFT21、B-STBC编码22、映射23、N点IFFT24、插入CP25、Tx26和发射天线27。

图7给出了用户终端在第三时隙TS3(协作传输时隙)的发射机框图。考虑到簇内协作用户间信道传输特性良好，这里假设在第一时隙TS1和第二时隙TS2时隙内，用户终端可正确检测其协作用户传输的信息，即

在第三时隙TS3时隙内，协作用户终端对检测到的比特序列重新进行信道译码和调制，对调制符号矢量做L点DFT变换，并对频域符号矢量进行块空时分组编码，即

(注意，块空时分组编码不会影响SC-FDMA系统发射信号的峰均比)，随后进行子信道映射、N点IDFT、插入循环前缀等处理后从天线发射出去。基站同时接收来自用户终端1、2的信号，在移除循环前缀、N点DFT变换及解映射等处理，则基站接收机解映射后信号矢量可表示为：

$Y_b^{\left(3\right)}=H_{\mathrm{eqb},1}{A}_1^{\left(3\right)}+H_{\mathrm{eqb},2}{A}_2^{\left(3\right)}+N_b^{\left(3\right)}---\left(18\right)$

$=-H_{\mathrm{eqb},1}{A}_2^{\left(2\right)*}+H_{\mathrm{eqb},2}{A}_1^{\left(1\right)*}+N_b^{\left(3\right)},$

其中，

代表第三时隙TS3基站接收复高斯白噪声信号矢量，式(18)进行共轭运算得到：

$Y_b^{\left(3\right)*}=-H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{A}_2^{\left(2\right)}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{A}_1^{\left(1\right)}+N_b^{\left(3\right)*},---\left(19\right)$

将式(17)与(19)合并为矩阵形式得到：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_b^{\left(\mathrm{1,2}\right)}\\ Y_b^{\left(3\right)*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{eqb},1}& H_{\mathrm{eqb},2}\\ H_{\mathrm{eqb},2}^{*}& {-H}_{\mathrm{eqb},1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}_1^{\left(1\right)}\\ A_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_b^{\left(\mathrm{1,2}\right)}\\ N_b^{\left(3\right)*}\end{array}\right].---\left(20\right)$

基站接收机可根据(20)式给出信号模型，直接使用线性迫零或最小均方误差检测算法得到

的估计值。但当用户分配子信道数L较大时，直接使用矩阵求逆方法进行检测的运算复杂度较高。以下给出一种低复杂度接收机检测算法，将(20)式进一步表示为：

Y＝HA+N，                (21)

其中，

利用H矩阵的类Alamouti特性构造信号

$Y^{\%}=H^{H}Y$

$=H^H\mathrm{HA}+H^{H}N,---\left(22\right)$

$=H^H\mathrm{HA}+N^{\%}$

根据H^HH运算结果得到：

$Y^{\%}=\left[\begin{array}{c}{Y}_1^{\%}\\ Y_2^{\%}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2}& 0\\ 0& {H_{\mathrm{eqb},1}^{*}H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}_1^{\left(1\right)}\\ A_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_1^{\%}\\ N_2^{\%}\end{array}\right],---\left(23\right)$

其中，

上式可进一步化简为：

$Y_1^{\%}=(H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2})A_1^{\left(1\right)}+N_1^{\%}$

$Y_2^{\%}=(H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2})A_2^{\left(2\right)}+N_2^{\%},---\left(24\right)$

考虑到

为对角矩阵，可方便得到

的估计值：

$A_1^{\%\left(1\right)}={(H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2})}^{-1}{Y}_1^{\%}=A_1^{\left(1\right)}+{(H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2})}^{-1}{N}_1^{\%}$

$A_2^{\%\left(2\right)}={(H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2})}^{-1}{Y}_2^{\%}=A_2^{\left(2\right)}+{(H_{\mathrm{eqb},1}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},1}+H_{\mathrm{eqb},2}^{*}{H}_{\mathrm{eqb},2})}^{-1}{N}_2^{\%},---\left(25\right)$

随后再对

做L点的IDFT，得

最后再对各分量进行最大似然检测，得到传输符号矢量

的估计值。再对其做解调和信道译码，最终得到用户终端输出比特序列。

本发明的图9、10、11给出了基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法部分实施例。本发明提出的方案亦可方便推广到簇用户数为2/4/6/8，基站接收机天线数为1/2/4/6/8等情况。同时与基站进行信号传输的簇用户越多，则系统可获得的频谱效率越高，基站检测算法的复杂度也越高。基站接收机天线数越多，则系统可获得的分集增益越大，比特差错性能越好。

表1给出直接传输、基于DFT-S-OFDM单天线中继传输、基于D-STBC编码的虚拟MIMO中继传输与基于簇用户协作中继传输方案(簇用户数为2)的频谱效率。表中，Q代表调制星座包含星座点数，Δf代表SC-FDMA系统子信道间隔，T代表符号周期，L代表用户终端分配子信道数。表1比较结果表明：相对于其它现有中继传输方案，基于簇用户协作中继传输方案具有更高的频谱效率。

表1中继效率分析

本发明给出簇用户数为2，基站接收天线为1或2时，基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输系统比特差错性能。

图12给出簇内用户协作链路的比特差错性能与信道莱斯因子K的关系，仿真结果表明：随着信道莱斯因子K的增加，簇内用户协作链路传输可靠性显著提高。相关文献研究表明：簇内用户协作链路K因子的典型取值范围为5-11，当信道特性良好、且存在较强直射信号分量时，K因子可取到17.6。

图13给出基于簇用户协作中继传输方案的比特差错性能(簇内协作信道莱斯因子K为10或15，信噪比为12/15/18dB，基站接收天线数为1与2)。仿真条件：簇内协作用户信道的莱斯因子取值为10或15，信噪比取值为12/15/18dB，基站接收天线数目为1或2。仿真结果比较表明：当基站使用单个接收天线时，基于簇协中继传输方案可获取两重分集增益；当基站使用两个接收天线时，基于簇协中继传输方案可获取四重分集增益，即簇协作中继传输可显著改善链路传输可靠性；此外，当簇内协作信道的莱斯因子取值较小或协作信道信噪比较低时，由于受簇内协作信道差错性能的限制，仿真曲线出现错误平台，而随着簇内协作信道莱斯因子及信噪比的增加，错误平台显著下降。

Claims (10)

1.一种基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：用户终端与基站间采用虚拟MIMO传输技术，依据用户终端在小区内的分布情况，将空间相邻的若干个用户终端划分为一个簇，小区由多个簇组成；将簇内用户终端间信道建模为莱斯信道；将用户终端与基站间信道建模为多径瑞利衰落信道；使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。

2.根据权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：在同一簇内两个用户终端相互协作时，互为另一用户终端的协作终端。

3.根据权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：在所述的使同一簇内两个用户终端相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输过程中，假设用户终端与协作终端、用户终端与基站的信道传输特性在协作通信的三个时隙内保持恒定不变；同时假设簇内用户终端在建立协作通信关系时，可获取与之通信用户终端的信道衰落信息，基站通过信道估计可获取用户终端至基站上行链路的信道信息，考虑到用户终端体积受限，假设用户终端均安装单个天线，基站安装多个接收天线，系统以时分双工方式工作。

4.根据权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：协作终端完成对用户终端发射调制符号的估计与检测，并对估计与检测结果进行块空时分组编码，在随后的协作终端与基站链路时隙将其转发给基站接收机。

5.根据权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：在上行链路中，同一簇内各用户终端在基站调度下使用相同的时频资源与基站接收机实现通信。

6.根据权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：在上行链路基站接收机中，根据三个时隙所接收信号，通过采用两用户空时联合均衡算法完成用户信号的分离。

7.根据权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法，其特征在于：所述的三个时隙是：第一时隙(TS1)，用户终端(MS1)发射信息，协作终端(MS2)与基站接收用户终端(MS1)发射的信号；第二时隙(TS2)，用户终端(MS2)发射信息，协作终端(MS1)与基站接收用户终端(MS2)发射的信号；第三时隙(TS3)，用户终端(MS1)和用户终端(MS2)将第一时隙(TS1)和第二时隙(TS2)接收的信息进行块空时分组编码后转发至基站(BS)，基站(BS)根据三个时隙所接收的信号通过空时联合检测得到用户终端(MS1)和用户终端(MS2)发射的信息。

8.一种采用权利要求1所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法的中继通信系统，包括有多个用户终端(UE)和与多个用户终端(UE)进行通信的基站(eNodeB)，其特征在于：所述的相邻的若干个用户终端(UE)组成的簇(A)，相互协作在三个时隙内完成用户终端到基站的信息传输。

9.根据权利要求8所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法的中继通信系统，其特征在于：所述的第一时隙(TS1)和第二时隙(TS2)中用户终端发射机包括有依次串接的编码(1)、调制(2)、L点DFT(3)、映射(4)、N(N＞L)点IFFT(5)、插入CP(6)、Tx(7)和发射天线(8)；用户终端接收机包括有依次串接的：接收天线(9)、Rx(10)、移除CP(11)、N点FFT(12)、解映射(13)、均衡(14)、L点IDFT(15)、检测(16)、解调(17)和译码(18)；第三时隙(TS3)用户终端发射机包括有依次串接的：编码(19)、调制(20)、L点DFT(21)、B-STBC编码(22)、映射(23)、N点IFFT(24)、插入CP(25)、Tx(26)和发射天线(27)。

10.根据权利要求8所述的基于簇用户协作的虚拟MIMO中继传输方法的中继通信系统，其特征在于：所述的基站接收机包括有接收天线(28)、Rx(29)、移除CP(30)、N点FFT(31)、解映射(32)、空时联合均衡(33)、L点IDFT(34)、检测(35)、解调(36)和译码(37)。

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