CN101406013A - 脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法 - Google Patents

Abstract

即使在传输速率变成高速时，也通过比较简单的结构，生成脉冲调制信号的脉冲发送装置。该装置中，码元脉冲生成单元(103)在开头脉冲时隙区间内，在数据S1为“0”时，生成振幅电平为β的码元脉冲，而在数据S1为“1”时，生成振幅电平为γ的码元脉冲。数据脉冲生成单元(104)在后部脉冲时隙区间内，在数据S2～Sn为“0”时，生成振幅电平为0的数据脉冲，而在数据S2～Sn为“1”时，生成振幅电平为α的数据脉冲。其中，振幅电平的关系保持α＜β＜γ的关系。加法器(105)将码元脉冲与数据脉冲相加，作为脉冲调制信号输出。

Description

脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法

技术领域

本发明涉及脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法，特别涉及用于无线通信和光通信的脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法。

背景技术

脉冲传输方法有，通过有无脉冲传输信息的OOK(On Off Keying：开关键控)调制方式、通过脉冲的位置传输信息的PPM(Pulse Position Modulation：脉冲位置调制)方式、通过脉冲的宽度传输信息的PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)方式等各式各样的方法，根据应传输的系统适用最合适的调制方式。

另外，作为将信息从发送端传输到接收端的方法，有通过多系统的传输系统传输信息的并行传输方法以及通过一系统的传输系统传输信息的串行传输方法。串行传输方法为，对一个传输系统进行时分，以时分后的每个时间为单位，将对应的系统的信息进行复用并传输的方法，它与通过多系统的传输系统进行传输的并行传输方法相比，具有传输系统的数量较少而能够简化传输单元的结构的优点，因此近年来，在有线通信和无线通信中，与并行传输方式相比，更倾向于适用串行传输方法。

例如，在专利文献1中，作为对脉冲传输方式适用串行传输的一种方法，公开了对PWM调制方式适用串行传输的方法，。专利文献1所公开的方法是，对于多个数据的组合，传输预先决定的脉宽的脉冲信号的方法。图1表示在使用专利文献1所公开的方法时的数据与脉冲信号之间的关系。如图1所示，使用该传输方法时，在码元周期T的时间内，基于由n＝2比特构成的m＝4值的码元数据的值，定义并配置四个脉宽(W00、W01、W10、W11)，并设定从H(Hi)到L(Low)的转移为只有一次而进行传输。

图2表示用于专利文献1所公开的传输方法的解调装置的主要部分结构。由上升沿检测单元11检测所接收到的PWM调制信号的上升沿，再现以码元周期T的二倍为时钟周期的时钟信号。然后，由PLL(Phase Locked Loop：锁相环)电路12使用再现后的时钟信号生成用于检测最小的脉宽的高速时钟信号。然后，由计数器13，以生成的高速时钟信号为基准，计算PWM调制信号的各个脉宽。然后，由数据生成单元14，基于计算出的值而估计脉宽，将其变换为对应于脉宽的码元数据后进行解调。也就是说，在上述的传输方法中，能够通过脉宽将多个比特串行传输，所以有传输系统的利用效率较高的优点。

另外，在上述的传输方法中，通过设定在码元周期T的时间内，从H到L的转移为只有一次，从而能够从解调装置所接收到的PWM调制信号中，提取码元周期T的码元时钟，其结果，能够生成与PWM调制信号同步了的高速时钟信号作为用于检测最小的脉宽的高速时钟信号。并且，使用高速时钟信号来计算接收到的PWM调制信号的各个脉宽，由此检测脉宽，并解调与脉宽对应的码元数据。

[专利文献1]特开平9-36923号公报(第7页图3、第8页图2)

发明内容

本发明需要解决的问题

然而，在上述的传输方法中有如下问题：随着传输速率变成高速，解调装置的电路规模增大，结构复杂化。也就是说，在上述的传输方法中，即使码元周期T为相同，但如果传输速率变成高速，则分配给一个码元数据的数据的比特数n增多，最小脉宽P＝T/(2ⁿ+1)变窄。因此，为了生成或检测最小脉宽，需要比码元时钟更高速且高精度的时钟信号，其结果，电路规模增大，结构复杂化。另外，即使分配给一个码元数据的数据的比特数n相同，但如果码元周期T变短而传输速率变成高速，则最小脉宽P变窄。因此，为了生成或检测最小脉宽，需要比码元时钟更高速且高精度的时钟信号，其结果，电路规模增大，结构变得复杂。

本发明的目的是提供脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法，即使在传输速率变成高速时，也能够通过比较简单的结构生成并解调脉冲调制信号。

解决问题的方案

为了解决上述问题，本发明的脉冲发送装置采用的结构包括：分配单元，将n比特的数据信息，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙；数据脉冲生成单元，选择与分配到除开头脉冲时隙以外的后部脉冲时隙的所述数据信息对应的振幅电平，在所述后部脉冲时隙区间内生成数据脉冲调制信号；码元脉冲生成单元，根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，从大于所述数据脉冲调制信号的振幅电平的2值振幅电平中选择其中一个振幅电平，在所述开头脉冲时隙区间内生成码元脉冲调制信号；以及加法单元，将所述码元脉冲调制信号与所述数据脉冲调制信号相加，从而生成脉冲调制信号。

根据该结构，能够根据分配给各个脉冲时隙的数据信息以及码元内的脉冲时隙位置，对每个脉冲时隙变更各个脉冲时隙区间内生成的脉冲调制信号的振幅电平而进行发送，而不对脉宽分配数据信息。因此，即使传输速率变成高速，也不需要用于控制脉宽的高速时钟信号，能够通过比较简单的结构生成脉冲调制信号。另外，与数据信息无关，开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平总是大于后部脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平，因此容易检测开头脉冲时隙位置，能够准确地取得脉冲调制信号的同步。还有，能够在开头脉冲时隙，将码元定时和数据信息重叠，因此能够防止传输效率下降。

本发明的脉冲接收装置采用的结构包括：接收单元，接收将由每个码元n比特的数据信息构成的码元数据，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙而发送的脉冲调制信号；码元定时检测单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值1之间的阈值判定，检测开头脉冲时隙位置；开头数据提取单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值2之间的阈值判定，提取被分配给所述开头脉冲时隙的所述数据信息；以及后部数据提取单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值3之间的阈值判定，提取被分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息。

根据该结构，通过阈值判定，能够提取表示码元定时位置的开头脉冲时隙，以及已被分配到开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据信息。因此，不需要高速时钟信号，也不使电路规模增大，而能够实现脉冲接收装置的简化、小型化以及低消耗功率。另外，通过使用不同的阈值进行阈值判定，能够分离在开头脉冲时隙中所重叠的码元定时和数据信息，防止传输效率下降。

本发明的有益效果

根据本发明，能够提供脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法，即使在传输速率变成高速时，也能够通过比较简单的结构生成脉冲调制信号，并进行解调。

附图说明

图1是表示以往的PWM调制信号的传输格式的图。

图2是表示以往的解调装置的主要部分结构的方框图。

图3是表示本发明实施方式1的脉冲发送装置的主要部分结构的方框图。

图4是表示实施方式1的脉冲调制信号的脉冲传输格式的图。

图5是用于说明实施方式1的脉冲发送装置的动作的时序图。

图6是用于说明本发明实施方式2的脉冲发送装置的动作的时序图。

图7是表示本发明实施方式3的脉冲发送装置的主要部分结构的方框图。

图8是用于说明实施方式3的脉冲发送装置的动作的时序图。

图9是表示本发明实施方式4的脉冲接收装置的主要部分结构的方框图。

图10是用于说明实施方式4的脉冲接收装置的动作的时序图。

图11是表示本发明实施方式5的脉冲接收装置的主要部分结构的方框图。

图12是用于说明实施方式5的脉冲接收装置的动作的时序图。

图13是表示本发明实施方式6的脉冲发送装置的主要部分结构的方框图。

图14是用于说明实施方式6的脉冲发送装置的动作的时序图。

图15是表示本发明实施方式7的脉冲接收装置的主要部分结构的方框图。

图16是用于说明实施方式7的脉冲接收装置的动作的时序图。

具体实施方式

下面，使用附图说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图3示出本发明实施方式1的脉冲发送装置的主要部分结构。图3所示的脉冲发送装置100包括数据分配器101、码元定时生成单元102、码元脉冲生成单元103、数据脉冲生成单元104以及加法器105。

数据分配器101将分配给一个码元的n比特的数据信息，分配为n个数据S1、S2、...、Sn，将数据S1输出到码元脉冲生成单元103。并且，数据分配器101将数据S2～Sn输出到数据脉冲生成单元104。还有，数据分配器101将码元时钟SC输出到码元定时生成单元102。

码元定时生成单元102例如由单触发电路(One-shot circuit)1020构成，以码元时钟SC的上升沿为触发，生成在相当于期望脉冲信号的脉宽Wp的时间为“H”的码元定时ST，并将码元定时ST输出到码元脉冲生成单元103和数据脉冲生成单元104。另外，码元定时生成单元102生成振幅电平为α、脉宽Wp小于脉冲时隙周期Tp的码元定时ST。另外，脉冲时隙是，对1码元周期Ts进行n分割所得的，脉冲时隙周期Tp为1码元周期Ts的1/n。

码元脉冲生成单元103具备放大器1030、1031和选择器1032，放大器1030和1031以彼此不同的放大率对码元定时ST进行放大，将所得的码元脉冲SP0和SP1输出到选择器1032。另外，放大器1030进行放大以使码元脉冲SP0的振幅电平成为β。此外，放大器1031进行放大以使码元脉冲SP1的振幅电平成为γ。选择器1032按照数据S1的值，选择码元脉冲SP0或码元脉冲SP1的其中一方，将其作为码元脉冲SP输出到加法器105。

例如，在数据S1为“0”时，选择器1032将码元脉冲SP0选择为码元脉冲SP，而在数据S1为“1”时，选择器1032将码元脉冲SP1选择为码元脉冲SP。也就是说，码元脉冲生成单元103在被分配到开头脉冲时隙的数据S1为“0”时，生成振幅电平为β的码元脉冲SP，而在数据S1为“1”时，生成振幅电平为γ的码元脉冲SP，并输出到加法器105。

数据脉冲生成单元104具备延迟器1041-2～1041-n、“与”电路1042-1～1042-n以及“或”电路1040。延迟器1041-2使码元定时ST延迟了脉冲时隙Tp，“与”电路1042-2进行延迟后的码元定时ST与数据S2的“与”运算，将“与”运算的结果输出到“或”电路1040。

同样，延迟器1041-k(k＝3～n)使码元定时ST延迟了脉冲时隙Tp×(k-1)，“与”电路1042-k进行延迟后的码元定时ST与数据Sk的“与”运算。也就是说，“与”电路1042-k通过进行“与”运算，将数据Sk分配到脉冲时隙k。“与”电路1042-k将分配到脉冲时隙k的数据Sk输出到“或”电路1040。

“或”电路1040对“与”电路1042-2～1042-n所输出的数据Sk进行“或”运算。也就是说，“或”电路1040通过进行“或”运算，生成对脉冲时隙k(k＝2～n)分配了数据Sk的数据脉冲DP。也就是说，数据脉冲生成单元104在数据Sk为“0”时，在脉冲时隙k中生成振幅电平为0的数据脉冲DP，而在数据Sk为“1”时，在脉冲时隙k中生成振幅电平为α的数据脉冲DP，并输出到加法器105。

加法器105将码元脉冲SP与数据脉冲DP相加，作为脉冲调制信号而输出。

接着，使用图4说明在本实施方式中所使用的脉冲传输格式与振幅电平的关系。如图4所示，在本实施方式中所使用的脉冲传输格式由对码元周期Ts进行n分割所得的n个脉冲时隙构成，对开头脉冲时隙分配码元定时ST和数据S1，对开头脉冲时隙以外的后部脉冲时隙分配数据S2～Sn。

并且，在开头脉冲时隙区间内，在数据S1为“0”时，使脉冲调制信号的振幅电平为β，在数据S1为“1”时，使脉冲调制信号的振幅电平为γ。进而，在后部脉冲时隙区间内，在数据S2～Sn为“0”时，使脉冲调制信号的振幅电平为0，在数据S2～Sn为“1”时，使脉冲调制信号的振幅电平为α。此时，假设振幅电平的关系保持α＜β＜γ的关系。

也就是说，与分配到开头脉冲时隙区间内的数据S1和分配到后部脉冲时隙区间内的数据S2～Sn的值无关，开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平总是设定得比后部脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平大。

如上所述，因为数据Sk(k＝1～n)都是以码元定时ST为基准分配到各个脉冲时隙k，所以在接收端，只要检测到码元定时ST，就能够与脉冲调制信号取得同步。

因此，在本实施方式中，使码元定时ST被重叠的开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平，比后部脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平大。由此，在接收端容易检测码元定时ST，能够对脉冲调制信号更准确地进行解调。

下面，使用图5的时序图，说明如上构成的脉冲发送装置100的动作。图5是将4比特的数据信息分配到一个码元时的例子，数据信息被分配到以1码元周期Ts的1/4为脉冲时隙周期Tp的脉冲时隙。另外，在以下说明中，假设对1码元周期Ts分配n比特的数据信息的情况进行说明。

首先，由数据分配器101，将数据信息分配为数据S1～Sn，数据S1被输出到码元脉冲生成单元103的选择器1032，数据S2～Sn被输出到数据脉冲生成单元104的延迟器1041-2～1041-n。

另一方面，由码元定时生成单元102的单触发电路1020，以码元时钟SC的上升沿为触发，生成在相当于期望脉冲信号的脉宽的时间其为“H”的码元定时ST。生成的码元定时ST被输出到码元脉冲生成单元103和数据脉冲生成单元104。

然后，由码元脉冲生成单元103的放大器1030和1031对码元定时ST进行放大以使其振幅值成为β和γ，放大后的码元脉冲SP0和SP1被输出到选择器1032。

然后，由选择器1032，基于数据S1选择β或γ的其中一方作为被分配到开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平。具体而言，在数据S1为“0”时，选择β作为振幅电平，而在数据S1为“1”时，选择γ作为振幅电平。也就是说，基于数据S1，选择振幅电平为β的码元脉冲SP0或振幅电平为γ的码元脉冲SP1，并输出到加法器105。

然后，由数据脉冲生成单元104的延迟器1041-k(k＝2～n)，使码元定时ST分别延迟了相当于脉冲时隙宽度Tp×(k-1)，并输出到“与”电路1042-k。然后，由“与”电路1042-k(k＝2～n)，进行延迟后的码元定时ST与数据Sk的“与”运算，将运算结果输出到“或”电路1040。然后，由“或”电路1040对各个运算结果进行“或”运算，生成对后部脉冲时隙分配了数据S2～Sn的脉冲调制信号。生成的脉冲调制信号作为数据脉冲DP被输出到加法器105。另外，基于数据Sk，数据脉冲DP的振幅电平成为0或α。

也就是说，具体而言，通过“与”运算和“或”运算，生成在数据Sk(k＝2～n)为“1”时，对脉冲时隙k分配了振幅电平为α的脉冲调制信号而在数据Sk为“0”等时对脉冲时隙k分配了振幅电平为0的脉冲调制信号的后部脉冲时隙即数据脉冲DP。

然后，由加法器105，将码元脉冲SP与数据脉冲DP，即开头脉冲时隙与后部脉冲时隙进行合成，从而生成构成了一个码元的脉冲调制信号。

如上述，根据本实施方式，能够仅使用码元定时ST作为基准时钟，使对码元定时ST被重叠的开头脉冲时隙分配的码元脉冲SP的振幅电平为大于对开头脉冲时隙以外的后部脉冲时隙分配的数据脉冲DP的振幅电平，并且根据分配到开头脉冲时隙的数据S1，改变码元脉冲SP的振幅电平。因此，在接收端，能够准确地检测同步所需的码元定时ST，而且能够仅用检测出的码元定时ST与脉冲调制信号取得同步，并进行解调。

还有，作为基准时钟仅使用码元定时ST而不需要码元周期Ts的倍增时钟信号，所以即使传输速率变成高速，也能够通过比较简单的结构生成脉冲调制信号。进而，能够将码元定时ST和数据信息S1重叠在开头脉冲时隙，因此能够防止传输效率下降。

另外，在上述说明中，假设了码元定时生成单元102由单触发电路1020构成，但也可以使用延迟器和“与”电路生成码元定时ST。具体而言，通过延迟器使码元时钟SC延迟相当于期望脉冲信号的脉宽Wp，进行延迟前的码元时钟SC和延迟后的码元时钟SC的“与”运算，从而生成码元定时ST。由此，能够对码元定时ST的脉宽进行高精度的调整，也能够对应传输速率变成高速、脉冲时隙周期Tp变短的情况。

(实施方式2)

本实施方式2的脉冲发送装置100的主要部分结构与图3所示的脉冲发送装置100相同，不同的方面在于，由单触发电路1020生成与脉冲时隙周期相同的脉宽的码元定时ST。也就是说，在本实施方式中，发送与脉冲时隙周期相同的脉宽的脉冲调制信号。

单触发电路1020变更时间常数，对生成“H”脉冲的时间进行调整，生成在与脉冲时隙周期相同的时间其为“H”的码元定时ST。

下面，使用图6的时序图，说明如上构成的脉冲发送装置100的动作。图6是，将4比特的数据信息分配到一个码元时的例子，数据信息被分配到以1码元周期Ts的1/4为脉冲时隙周期Tp的脉冲时隙。另外，在以下说明中，假设对1码元周期Ts分配n比特的数据信息的情况进行说明。

首先，由数据分配器101，将数据信息分配为数据S1～Sn，数据S1被输出到码元脉冲生成单元103的选择器1032，数据S2～Sn被输出到数据脉冲生成单元104的延迟器1041-2～1041-n。

另一方面，由码元定时生成单元102的单触发电路1020，以码元时钟SC的上升沿为触发，生成在与脉冲时隙宽度相同的时间为“H”的码元定时ST，生成的码元定时ST被输出到码元脉冲生成单元103和数据脉冲生成单元104。

之后，与上述实施方式1同样地，由码元脉冲生成单元103的放大器1030和1031进行放大以使码元定时ST的振幅值成为β和γ。另外，由选择器1032，基于数据S1选择β或γ的其中一方作为被分配到开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平。

然后，由数据脉冲生成单元104的延迟器1041-k(k＝2～n)，使码元定时ST分别延迟相当于脉冲时隙宽度Tp×(k-1)，并输出到“与”电路1042-k。另外，“与”电路1042-k(k＝2～n)进行延迟后的码元定时ST与数据Sk的“与”运算，将运算结果输出到“或”电路1040。然后，由“或”电路1040对各个运算结果进行“或”运算，并输出到加法器105。然后，由加法器105，将开头脉冲时隙与后部脉冲时隙进行合成，从而生成构成了一个码元的脉冲调制信号。

如图6所示，这样生成的脉冲调制信号为，以与脉冲时隙周期Tp相同的时间宽度为脉宽的脉冲调制信号，即ASK(幅移键控)调制信号。

如上述，根据本实施方式，通过变更单触发电路1020的时间常数，能够不使电路规模增大，通过比较简单的结构，也对应ASK调制方式。

另外，在上述说明中，假设了码元定时生成单元102由单触发电路1020构成，但也可以使用延迟器和“与”电路生成码元定时ST。具体而言，通过延迟器使码元时钟SC延迟相当于脉冲时隙周期Tp，进行延迟前的码元时钟SC和延迟后的码元时钟SC’的“与”运算，从而生成码元定时ST。由此，能够对码元定时ST的脉宽进行高精度的调整，还能够对应传输速率变成高速、脉冲时隙周期Tp变短的情况。

(实施方式3)

图7示出本发明实施方式3的脉冲发送装置200的主要部分结构。该图中，与图3相同的部分附加相同的标号，并省略其说明。图7对于图3来说，采用添加了振荡器201和混频器202的结构。

振荡器201生成载波信号，将载波信号输出到混频器202。

混频器202将加法器105所输出的脉冲调制信号与载波信号相乘，生成无线频带的脉冲调制信号(以下称为“载波调制信号”)。

下面，使用图8的时序图，说明如上构成的脉冲发送装置200的动作。图8是将4比特的数据信息分配到一个码元时的例子，数据信息被分配到以1码元周期Ts的1/4为脉冲时隙周期Tp的脉冲时隙。另外，在以下说明中，假设对1码元周期Ts分配n比特的数据信息的情况进行说明。

如上所述，通过数据分配器101～加法器105，生成基于码元定时ST和数据S1～Sn选择了振幅值的脉冲调制信号。

然后，由混频器202，将加法器105所输出的脉冲调制信号与从振荡器201输出的载波信号相乘，生成无线频带的脉冲调制信号(载波调制信号)。如图8所示，载波调制信号的振幅电平基于脉冲调制信号的振幅电平，成为α、β和γ的其中一个值。

如上述，根据本实施方式，通过具备振荡器201和混频器202，不使用复杂的电路而通过比较简单的结构，能够生成基于载波信号的载波调制信号，因此能够对应无线频带中的脉冲通信。

另外，图8表示载波调制信号的振幅电平与脉冲调制信号的振幅电平相同的情况的例子，但不限于载波调制信号的振幅电平与脉冲调制信号的振幅电平相同的情况，只要维持α＜β＜γ的关系即可，可以增减载波调制信号的振幅电平。

另外，还可以使载波调制信号的脉宽与脉冲时隙周期Tp相同，从而生成基于ASK调制信号的载波调制信号。

(实施方式4)

图9示出本发明实施方式4的脉冲接收装置的主要部分结构。图9所示的脉冲接收装置300为，用于对实施方式1的脉冲发送装置100所发送的脉冲调制信号进行接收并解调的接收装置。

脉冲接收装置300包括数据脉冲检测单元301、码元定时检测单元302、识别脉冲生成单元303和数据生成单元304。

数据脉冲检测单元301由比较器3010和3011、以及单触发电路3012和3013构成。

比较器3010比较脉冲调制信号的振幅电平和阈值A，变换为二值数字信号。同样，比较器3011比较脉冲调制信号的振幅电平和阈值B，变换为二值数字信号。各个比较器的阈值被设定为可以识别在发送端所设定了的振幅电平α、β和γ的值。

具体而言，为了识别β和γ，阈值A被设定为满足β＜A＜γ，为了识别0和α，阈值B被设定为满足o＜B＜α。比较器3010和3011将阈值判定结果的数字信号，分别输出到单触发电路3012和3013。另外，0是分配到后部脉冲时隙的数据Sk(k＝2～n)为“0”时的振幅电平，α是分配到后部脉冲时隙的数据Sk(k＝2～n)为“1”时的振幅电平，β是分配到开头脉冲时隙的数据S1为“0”时的振幅电平，γ是分配到开头脉冲时隙的数据S1为“1”时的振幅电平。

单触发电路3012和3013以数字信号的上升沿为触发，生成在相当于脉冲时隙周期Tp的时间为“H”脉冲的数据脉冲DPA和DPB，将数据脉冲DPA和DPB输出到数据生成单元304。

这样，比较器3010和单触发电路3012提取被分配到开头脉冲时隙的数据S1，比较器3011和单触发电路3013提取被分配到后部脉冲时隙的数据Sk(k＝2～n)。

码元定时检测单元302由比较器3020构成。比较器3020比较脉冲调制信号的振幅电平和阈值C，变换为二值数字信号。此时，通过将阈值C的值设定为满足α＜C＜β的关系，能够在脉冲调制信号的振幅电平低于阈值C时判定为是后部脉冲时隙，在脉冲调制信号的振幅电平大于阈值C时判定为是开头脉冲时隙。

如上所述，从脉冲发送装置100，仅在开头脉冲时隙上分配码元定时ST而发送，所以通过阈值判定可知开头脉冲时隙的位置，能够检测码元定时ST。码元定时检测单元302将检测出的码元定时ST输出到识别脉冲生成单元303，同时输出到数据生成单元304。

识别脉冲生成单元303由单触发电路3031～303n构成，单触发电路3031～303n以码元定时ST的上升沿为触发，生成其脉宽彼此不同的n个识别脉冲DP1～DPn。图10表示识别脉冲DP1～DPn的时序图。如图10所示，识别脉冲生成单元303生成其下降沿位于各个脉冲时隙的中心附近的识别脉冲DP1～DPn，将识别脉冲DP1～DPn输出到数据生成单元304。

数据生成单元304由触发器(F/F：Flip Flop)304A1～304An和304B1～304Bn构成。

触发器304A1在识别脉冲DP1的下降沿，对单触发电路3012所输出的数据脉冲DPA进行采样，将采样后的识别数据DD1输出到触发器304B1。

触发器304A2～304An在识别脉冲DP2～DPn的下降沿，对单触发电路3013所输出的数据脉冲DPB进行采样，将采样后的识别数据DD2～DDn输出到触发器304B2～304Bn。

触发器304B1～304Bn在码元定时ST的上升沿对识别数据DD1～DDn取相位同步，并解调出由分配到一个码元的比特构成的数据R1～Rn。

下面，再次使用图10的时序图，说明如上构成的脉冲接收装置300的动作。图10是在1码元周期Ts被分割为四个脉冲时隙时，被分配到各个脉冲时隙的脉冲调制信号的时序图的例子。另外，在以下说明中，假设1码元周期Ts被分割为n个脉冲时隙并对各个脉冲时隙分配数据信息的情况进行说明。

从未图示的脉冲发送装置100发送的脉冲调制信号被输出到数据脉冲检测单元301和码元定时检测单元302。然后，由数据脉冲检测单元301的比较器3010，进行脉冲调制信号的振幅电平是否大于阈值A的阈值判定，变换为二值数字信号。变换后的二值数字信号被输出到单触发电路3012，以检测出的脉冲的上升沿为触发，生成相当于脉冲时隙周期Tp的时间的“H”脉冲，所生成的数据脉冲DPA被输出到数据生成单元304的触发器304A1。

如上所述，阈值A被设定为满足β＜A＜γ，所以比较器3010所生成的数据脉冲DPA表示被分配到开头脉冲时隙的数据S1。

同样，由数据脉冲检测单元301的比较器3011，对脉冲调制信号进行脉冲调制信号的振幅电平是否大于阈值B的阈值判定，变换为二值数字信号。变换后的二值数字信号被输出到单触发电路3013，以检测出的脉冲的上升沿为触发，生成相当于脉冲时隙周期Tp的时间的“H”脉冲，所生成的数据脉冲DPB被输出到数据生成单元304的触发器304A2～304An。

阈值B被设定为满足0＜B＜α，所以数据脉冲DPB的开头脉冲时隙总是为“H”脉冲，后部脉冲时隙表示被分配到各个脉冲时隙的数据S2～Sn的值。

进而，由码元定时检测单元302的比较器3020，对脉冲调制信号进行脉冲调制信号的振幅电平是否大于阈值C的阈值判定，变换为二值数字信号。如上所述，阈值C被设定为满足α＜C＜β，因此意味着通过阈值判定而判定为大于阈值C的区域是，分配了码元定时的开头时隙。

这样，由码元定时检测单元302检测码元定时ST，检测出的码元定时ST被输出到识别脉冲生成单元303的单触发电路3031～303n，同时被输出到数据生成单元304的触发器304B1～304Bn。

由识别脉冲生成单元303的单触发电路3031～303n，以码元定时ST的上升沿为触发，生成其脉宽彼此不同的n个识别脉冲DP1～DPn，所生成的识别脉冲DP1～DPn被输出到触发器304A1～304An。如图10所示，识别脉冲DP1～DPn在各个脉冲时隙的中心附近具有下降沿。

然后，由数据生成单元304的触发器304A1，在识别脉冲DP1的下降沿对数据脉冲DPA进行采样，由触发器304B1，在码元定时ST的上升沿对采样后的识别数据DD1取相位同步，解调为数据R1。

同样，由数据生成单元304的触发器304A2～304An，在识别脉冲DP2～DPn的下降沿，分别对数据脉冲DPB进行采样，由触发器304B2～304Bn，在码元定时ST的上升沿，对采样后的识别数据DD2～DDn取相位同步，解调为数据R2～Rn。

如上述，根据本实施方式，能够使用三个阈值(A、B、C：B＜C＜A)对接收到的脉冲调制信号进行阈值判定，基于阈值判定的结果提取码元定时ST、数据脉冲DPA和DPB，并使用所获得的码元定时ST对数据脉冲DPA和DPB进行采样而将数据R1～Rn解调。

因此，在本实施方式中，不需要与脉冲时隙周期Ts同等的、或比脉冲时隙周期Ts更高速的时钟信号，电路规模不增大，能够实现脉冲接收装置的简化、小型化和低消耗功率。

另外，通过使用不同的阈值来进行阈值判定，能够分离被配置在开头脉冲时隙的码元定时和数据信息，防止传输效率下降。

另外，在上述说明中，识别脉冲生成单元303使用单触发电路3031～303n来生成识别脉冲DP1～DPn，但也可以使用延迟器和“异或”电路来生成识别脉冲DP1～DPn。具体而言，生成由触发器等对码元定时ST进行二分频的定时信号，进行该定时信号与由延迟器使该定时信号延迟了任意的延迟量的延迟信号之间的“异或”运算，从而生成识别脉冲DP1～DPn。采用这样的结构时，能够高精度地生成识别脉冲DP1～DPn，所以即使在传输速率变成高速而脉冲时隙周期Ts变短，也能够构筑对应于高传输速率的脉冲接收装置。

另外，在接收从实施方式2的脉冲发送装置100发送的ASK调制信号时，不需要数据脉冲检测单元301的单触发电路3012和3013，所以电路规模不增大，通过比较简单的结构能够对ASK调制信号进行解调。

(实施方式5)

图11示出本发明实施方式5的脉冲接收装置的主要部分结构。图11所示的脉冲接收装置400是用于接收从实施方式3的脉冲发送装置200发送的载波调制信号并将其解调的接收装置。另外，该图中，与图9相同的部分附加相同的标号，并省略其说明。图11采用对于图9添加了检波器401的结构。

检波器401具备包络线检波器4010和放大器4011。包络线检波器4010进行载波调制信号的包络线、即平滑地连接了调制信号的峰点的曲线的检波，并将检波后的包络线输出到放大器4011。图12表示检波后的信号的波形。包络线检波器4010一般利用二极管等来截下载波调制信号的负的部分，通过由电阻和电容器等构成的低通滤波器，进行包络线的非同步检波。另外，包络线检波器4010也可以通过同步检波而进行包络线的检波。

放大器4011对检波后的包络线进行放大，将放大后的检波信号输出到数据脉冲检测单元301和码元定时检测单元302。

之后，与实施方式4同样，由数据脉冲检测单元301生成数据脉冲DPA和DPB，由码元定时检测单元302检测码元定时ST，由识别脉冲生成单元303和数据生成单元304解调出数据R1～Rn。

如上述，根据本实施方式，通过具备检波器401，不需准备其它的复杂电路，能够通过比较简单的结构对以无线频带调制过的载波调制信号进行解调，对应通过无线的脉冲通信。

另外，在上述说明中，说明了接收以短于脉冲时隙周期Tp的时间宽度为其脉宽Wp的载波调制信号的情况，但是，在接收如实施方式2的脉冲发送装置100所生成的信号那样的、以与脉冲时隙周期Tp相同的时间宽度为其脉宽Wp的、经过ASK调制的载波调制信号时，只要拆掉数据脉冲检测单元301的单触发电路3012和3013即可，不使电路规模增大，能够通过比较简单的结构构筑也对应于ASK调制方式的脉冲接收装置。

另外，在通过了包络线检波器4010后，载波调制信号的振幅电平α、β和γ变成一半，因此由放大器4011再次将振幅电平放大为α、β和γ，但是根据发送端的发送振幅电平以及数据脉冲检测单元301和码元定时检测单元302的比较器的精度，也可以不使用放大器4011。

(实施方式6)

图13示出本发明实施方式6的脉冲发送装置的主要部分结构。在本实施方式的说明中，对与图3相同的结构部分附加相同标号，并省略其说明。本实施方式为，适用于发送QPSK调制信号的发送装置的例子。

图13所示的脉冲发送装置500包括数据分配器101、码元定时生成单元102、码元脉冲生成单元501-i和502-q、数据脉冲生成单元502-i和502-q、加法器503-i和503-q以及正交调制单元504。

数据分配器101将分别分配到I轴和Q轴的各自一码元的n比特的数据信息，分配到n个数据S1i～Sni以及n个数据S1q～Snq，将数据S1i输出到码元脉冲生成单元501-i，将数据S1q输出到码元脉冲生成单元501-q，将数据S2i～Sni输出到数据脉冲生成单元502-i，将数据S2q～Snq输出到数据脉冲生成单元502-q。另外，数据分配器101将码元时钟SC输出到码元定时生成单元102。

码元脉冲生成单元501-i具备电平变换器5011-i和放大器5012-i，电平变换器5011-i基于数据S1i的值，将码元定时ST变换为正负的信号。放大器5012-i进行放大以使码元脉冲SPi的振幅电平成为β。另外，假设β为大于码元定时ST的振幅电平α的值。

同样，码元脉冲生成单元501-q具备电平变换器5011-q和放大器5012-q，电平变换器5011-q基于数据S1q的值，将码元定时ST变换为正负的信号。放大器5012-q进行放大以使码元脉冲SPq的振幅电平成为β。

这样，码元脉冲生成单元501-i和501-q只在码元定时ST为“1”时，基于分配到开头脉冲时隙的数据S1i和S1q的值，将其变换为正负的信号而生成振幅电平为β的码元脉冲SPi和SPq，在码元定时ST为“0”时，与数据S1i和S1q的值无关地生成振幅电平为0的码元脉冲SPi和SPq，并输出到加法器503-i和503-q。

数据脉冲生成单元502-i具备延迟器5021-ki(k＝2～n)、电平变换器5022-ki(k＝2～n)和加法器5023-i。延迟器5021-ki使码元定时ST分别延迟相当于脉冲时隙宽度Tp×(k-1)。另外，电平变换器5022-ki基于数据Ski的值，将延迟后的码元定时ST变换为正负的信号。加法器5023-i将从电平变换器5022-ki输出的各个正负信号相加，生成数据脉冲DPi。

同样地，数据脉冲生成单元502-q具备延迟器5021-kq(k＝2～n)、电平变换器5022-kq(k＝2～n)和加法器5023-q。延迟器5021-kq使码元定时ST分别延迟相当于脉冲时隙宽度Tp×(k-1)。另外，电平变换器5022-kq基于数据Skq的值，将延迟后的码元定时ST变换为正负的信号。加法器5023-q将电平变换器5022-kq所输出的各个正负信号相加，生成数据脉冲DPq。

这样，数据脉冲生成单元502-i和502-q对脉冲时隙2～n分配数据Ski和Skq(k＝2～n)，仅在延迟后的码元定时ST为“1”时，基于数据Ski和Skq(k＝2～n)的值将其变换为正负的信号，生成振幅电平为α的数据脉冲DPi和DPq。另外，数据脉冲生成单元502-i和502-q在延迟后的码元定时ST为“0”时，与数据Ski和Skq的值无关地生成振幅电平为0的数据脉冲DPi和DPq，并输出到加法器503-i和503-q。

加法器503-i将码元脉冲SPi与数据脉冲DPi相加，作为I脉冲调制信号输出到正交调制单元504。同样，加法器503-q将码元脉冲SPq与数据脉冲DPq相加，作为Q脉冲调制信号输出到正交调制单元504。

正交调制单元504具备振荡器5040、移相器5041、混频器5042-i和5042-q以及加法器5043。振荡器5040生成载波信号，并输出到混频器5042-i和移相器5041。移相器5041将振荡器5040所生成的基准相位的载波信号，变换为相对于该基准相位的载波信号偏移了90度(π/2)的载波信号，将其输出到混频器5042-q。混频器5042-i将从加法器503-i输出的I脉冲调制信号与基准相位的载波信号相乘。同样，混频器5042-q将加法器503-q所输出的Q脉冲调制信号与相对于基准相位的载波信号偏移了90度的载波信号相乘。

加法器5043将分别与载波信号相乘后的I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号相加，生成无线频带的脉冲调制信号(以下称为“正交调制信号”)。

下面，使用图14的时序图，说明如上构成的脉冲发送装置500的动作。图14表示，对I轴和Q轴，每一个码元分别分配4比特的数据信息的情况。这里，数据信息被分配到以1码元周期Ts的1/4为其脉冲时隙周期Tp的脉冲时隙。另外，在以下说明中，假设对1码元周期Ts分配n比特的数据信息的情况进行说明。

首先，由数据分配器101将数据信息分配给数据S1i～Sni以及数据S1q～Snq。这里，数据S1i被输出到码元脉冲生成单元501-i的电平变换器5011-i。另外，数据S2i～Sni被输出到数据脉冲生成单元502-i的电平变换器5022-2i～5022-ni。同样地，数据S1q被输出到码元脉冲生成单元501-q的电平变换器5011-q。另外，数据S2q～Snq被输出到数据脉冲生成单元502-q的电平变换器5022-2q～5022-nq。

另一方面，如上所述，码元定时ST以码元时钟SC的上升沿为触发，以在相当于期望脉冲信号的脉宽的时间其为“H”的方式被生成，被输出到码元脉冲生成单元501-i和501-q以及数据脉冲生成单元502-i和502-q。

然后，在码元脉冲生成单元501-i的电平变换器5011-i和放大器5012-i中，基于数据S1i的值，将码元定时ST变换为正负的信号。之后，码元定时ST的振幅电平被放大为β，作为码元脉冲SPi被输出到加法器503-i。这样，基于码元定时ST和数据S1i，码元脉冲SPi的振幅电平成为0或β。

另外，由数据脉冲生成单元502-i的延迟器5021-ki(k＝2～n)，分别使码元定时ST延迟相当于脉冲时隙宽度Tp×(k-1)，并输出到电平变换器5022-ki(k＝2～n)。然后，在电平变换器5022-ki(k＝2～n)中，基于数据Ski(k＝2～n)的值，将延迟后的码元定时ST变换为正负的信号。这样，基于码元定时ST和数据Ski，数据脉冲DPi的振幅电平成为0或α。

由此，开头脉冲时隙区间内的码元脉冲SPi的振幅电平被设定得大于后部脉冲时隙区间内的数据脉冲DPi的振幅电平。

然后，由加法器5023-i，将码元定时ST与数据Ski(k＝2～n)相加，从而生成对后部脉冲时隙分配了数据S2i～Sni的数据脉冲DPi。

然后，由加法器503-i，将码元脉冲SPi与数据脉冲DPi，即开头脉冲时隙与后部脉冲时隙进行合成，从而生成构成一码元的I脉冲调制信号。

与码元脉冲生成单元501-i和数据脉冲生成单元501-i同样地，在码元脉冲生成单元501-q和数据脉冲生成单元502-q中，生成码元脉冲SPq和数据脉冲DPq。进而，在加法器503-q中，将码元脉冲SPq与数据脉冲DPq，即开头脉冲时隙与后部脉冲时隙进行合成，从而生成构成一码元的Q脉冲调制信号。

然后，在混频器5042-i中，将I脉冲调制信号与振荡器5040所输出的基准相位的载波信号相乘，同样，在混频器5042-q中，将Q脉冲调制信号与移相器5041所输出的、相对于基准相位偏移了90度的载波信号相乘。然后，在加法器5043中，将分别与载波信号相乘后的I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号相加，生成无线频带的正交调制信号。

如上所述，数据Ski和Skq(k＝1～n)都以码元定时ST为基准，被分配到各个脉冲时隙k。因此在接收端，只要检测到码元定时ST，就能够与正交调制信号取得同步。也就是说，通过使码元定时ST被重叠的开头脉冲时隙区间内的正交调制信号的振幅电平大于后部脉冲时隙区间内的正交调制信号的振幅电平，在接收端容易检测码元定时ST，能够对正交调制信号更准确地进行解调。

如上述，在本实施方式中，设置了分别用于I轴和Q轴的码元脉冲生成单元501-i和501-q、数据脉冲生成单元502-i和502-q以及加法器503-i和503-q。

在本实施方式中，码元脉冲生成单元501-i和501-q使用比数据脉冲DPi和DPq的振幅电平大且极性彼此反转的二值，基于被分配到开头脉冲时隙的各个轴的数据S1i和S1q，选择I分量和Q分量，从而生成码元脉冲SPi和SPq。另外，数据脉冲生成单元502-i和502-q基于被分配到后部脉冲时隙的各个轴的数据Ski和Skq(k＝2～n)，使用极性彼此反转的二值，选择I分量和Q分量，从而生成用于I轴和用于Q轴的数据脉冲DPi和DPq。另外，加法器503i和503q按每个轴将这些码元脉冲SPi和SPq与数据脉冲DPi和DPq相加，生成I/Q脉冲调制信号。另外，正交调制单元504生成基于载波信号的正交调制信号。

如上述，根据本实施方式，能够对应无线频带中的四相相位调制方式(又称QPSK调制方式)的脉冲通信。

另外，图14表示正交调制信号的振幅电平与I/Q脉冲调制信号的振幅电平相同时的例子，但不限于正交调制信号的振幅电平与I/Q脉冲调制信号的振幅电平相同的情况，只要维持α＜β的关系，即，开头脉冲时隙区间内的正交调制信号的振幅电平大于后部脉冲时隙区间内的正交调制信号的振幅电平的关系即可，也可以增减正交调制信号的振幅电平。

另外，也可以通过以下方式生成正交调制信号，也就是说，使正交调制信号的脉宽与脉冲时隙周期Tp相同，以使其与ASK调制信号相同。

另外，说明了数据脉冲DPi和DPq的振幅电平与码元定时ST的振幅电平相同的情况，但只要码元脉冲SPi和SPq的振幅电平大于数据脉冲DPi和DPq的振幅电平，也并非必须为相同。

另外，示出了在数据Ski和Skq(k＝1～n)的值为“1”时，电平变换器5011-i、5011-q、5022-ki(k＝2～n)和5022-kq(k＝2～n)将码元定时ST变换为正(+)的极性，在“0”时变换为负(-)的极性的情况，但只要在发送和接收之间维持变换的规则关系即可，变换的逻辑也可以与上述相反。

(实施方式7)

图15示出本发明实施方式7的脉冲接收装置的主要部分结构。图15所示的脉冲接收装置600为，用于对实施方式6的脉冲发送装置500所发送的正交调制信号进行接收并解调的接收装置。

脉冲接收装置600包括正交检波单元601、数据脉冲检测单元602-i和602-q、码元定时检测单元603-i和603-q、识别脉冲生成单元303-i和303-q以及数据生成单元304-i和304-q。

正交检波单元601由电压控制振荡器6011、载波提取再现单元6012、移相器6013、混频器6014-i和6014-q、低通滤波器6015-i和6015-q构成。电压控制振荡器6011产生与在脉冲发送装置500中进行正交调制时适用的振荡器5040相同频率的载波信号。载波提取再现单元6012从所发送的正交调制信号中，提取载波信号的绝对相位，并基于提取出的绝对相位对电压控制振荡器6011的电压进行控制，再现稳定的载波信号。移相器6013将再现的载波信号变换为相对于基准相位偏移了90度(π/2)的载波信号。

混频器6014-i和6014-q将输入的正交调制信号与再现的基准相位的载波信号和相对于基准相位偏移了90度的载波信号分别相乘，从而分别取出基带的相位信息。低通滤波器6015-i和6015-q从取出了的相位信息中，去掉不需要的载波的两倍的频率分量，从而生成I检波信号和Q检波信号。低通滤波器6015-i将I检波信号输出到数据脉冲检测单元602-i和码元定时检测单元603-i。另外，低通滤波器6015-q将Q检波信号输出到数据脉冲检测单元602-q和码元定时检测单元603-q。

数据脉冲检测单元602-i由电平变换器6021-i和单触发电路6022-i构成。电平变换器6021-i对I检波信号的正负电平进行二值化，变换为数字信号的“1/0”。如在实施方式6中的描述，在发送端，使分配到开头脉冲时隙的数据S1i和分配到后部脉冲时隙的数据Ski(k＝2～n)，与I脉冲调制信号的极性相对应。由此，电平变换器6021-i通过进行I检波信号与阈值零的阈值判定，提取被分配到开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据Ski(k＝1～n)。单触发电路6022-i以数字信号的上升沿为触发，生成在相当于脉冲时隙周期Tp的时间为“H”脉冲的数据脉冲DPBi，输出到数据生成单元304-i。

同样，数据脉冲检测单元602-q由电平变换器6021-q和单触发电路6022-q构成。电平变换器6021-q对Q检波信号的正负电平进行二值化，变换为数字信号的“1/0”。电平变换器6021-q与电平变换器6021-i同样地，通过进行Q检波信号与阈值零的阈值判定，提取被分配到开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据Skq(k＝1～n)。单触发电路6022-q以数字信号的上升沿为触发，生成在相当于脉冲时隙周期Tp的时间其为“H”脉冲的数据脉冲DPBq，输出到数据生成单元304-q。

码元定时检测单元603-i由绝对值变换单元6031-i和比较器6032-i构成，码元定时检测单元603-q由绝对值变换单元6031-q和比较器6032-q构成。绝对值变换单元6031-i和6031-q将I检波信号和Q检波信号的电平变换为绝对值。比较器6032-i和6032-q对变换为绝对值的I绝对值信号和Q绝对值信号的振幅电平与阈值C进行比较，并变换为二值数字信号。

这里，使比较器6032-i和6032-q的阈值C为满足α/2＜C＜β/2的关系的值，以便能够识别在发送端设定了的振幅电平α和β。由此，在绝对值信号的振幅电平大于阈值C时，能够判定为是开头脉冲时隙。如上所述，从脉冲发送装置500，仅在开头脉冲时隙上分配码元定时ST而发送。因此通过阈值判定可知开头脉冲时隙的位置，就能够检测到码元定时STi和STq。码元定时检测单元603-i和603-q分别将检测出的码元定时STi和STq输出到识别脉冲生成单元303-i和304-q，同时输出到数据生成单元304-i和304-q。

识别脉冲生成单元303-i和303-q以及数据生成单元304-i和304-q采用与在实施方式4中示出了的识别脉冲生成单元303和数据生成单元304相同的结构，因此省略说明。另外，由识别脉冲生成单元303-i将数据脉冲DPki(k＝1～n)提供给图15的数据生成单元304-i，由识别脉冲生成单元303-q将数据脉冲DPkq(k＝1～n)提供给数据生成单元304-q。

下面，使用图16的时序图，说明如上构成的脉冲接收装置600的动作。图16是，在发送装置500中对I轴和Q轴每一个码元分别分配4比特的数据信息的情况的例子，是1码元周期Ts被分割为四个脉冲时隙，对每个脉冲时隙分配的正交调制信号的时序图的例子。另外，在图16中，在Q检波信号的下面，仅示出了在I轴的系统中处理的信号，但Q轴的情况也相同。在以下说明中，假设1码元周期Ts被分割为n个脉冲时隙并对各个脉冲时隙分配了数据信息的情况进行说明。

对未图示的脉冲发送装置500所发送的正交调制信号，由正交检波单元601进行正交检波，正交检波后的I检波信号和Q检波信号被分别输出到数据脉冲检测单元602-i和602-q，以及码元定时检测单元603-i和603-q。然后，在数据脉冲检测单元602-i和602-q的电平变换器6021-i和6021-q中，对I检波信号或Q检波信号的正负电平进行二值化，变换为数字信号的“1/0”。具体而言，进行在电平为正(+)时变换为“1”、在电平为负(-)时变换为“0”的二值化变换。

变换后的I变换值信号和Q变换值信号被分别输出到单触发电路6022-i和6022-q。另外，在单触发电路6022-i和6022-q中，以检测出的脉冲的上升沿为触发，生成在相当于脉冲时隙周期Tp的时间其为“H”脉冲。另外，所生成的数据脉冲DPBi和DPBq(k＝1～n)被输入到数据生成单元304-i和304-q的触发器304Aki和304Akq(k＝1～n)。

进而，在码元定时检测单元603-i和603-q的绝对值变换单元6031-i和6031-q中，将I检波信号和Q检波信号变换为绝对值，使负(-)的电平为正(+)的电平，使正(+)的电平为正(+)的电平。然后，在比较器6032-i和6032-q中，进行变成绝对值的I绝对值信号和Q绝对值信号的振幅电平是否大于阈值C的阈值判定，变换为二值数字信号。如上所述，阈值C被设定为满足α/2＜C＜β/2，因此意味着通过阈值判定而判定为大于阈值C的区域是，被分配了码元定时的开头时隙。

这样，由码元定时检测单元603-i和603-q检测出码元定时STi和STq。并且，检测出的码元定时STi和STq被输出到识别脉冲生成单元303-i和303-q，还被输出到数据生成单元304-i和304-q的触发器304Bki和304Bkq(k＝1～n)。然后，识别脉冲生成单元303-i和303-q使用码元定时STi和STq，生成识别脉冲DPki和DPkq(k＝1～n)，并输出到数据生成单元304-i和304-q的触发器304Aki和304Akq(k＝1～n)。

进而，由数据生成单元304-i和304-q的触发器304Aki和304Akq(k＝1～n)，在识别脉冲DPki和DPkq(k＝1～n)的下降沿，对数据脉冲DPBi和DPBq分别进行采样。接着，由触发器304Bki和304Bkq(k＝1～n)，在码元定时的上升沿，对采样后的识别数据DDki和DDkq(k＝1～n)取相位同步，作为数据Rki和Rkq(k＝1～n)被解调。

如上述，根据本实施方式，能够使用阈值C(α/2＜C＜β/2)对正交检波后的I检波信号和Q检波信号进行阈值判定，基于阈值判定的结果，提取码元定时STi和STq，进而，通过I检波信号和Q检波信号与阈值零之间的阈值判定，提取被分配到开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据脉冲DPBi和DPBq。由此，能够使用获得的码元定时STi和STq对数据脉冲DPBi和DPBq进行采样而解调出数据Rki和Rkq(k＝1～n)，从而能够对应在无线频带中的四相相位调制方式(又称QPSK调制方式)的脉冲通信。

另外，示出了图15所示的电平变换器6021-i和6021-q中，I检波信号和Q检波信号为正(+)时变换为“1”，为负(-)时变换为“0”的变换例的情况，但只要在发送和接收之间维持变换的规则关系即可，变换的规律也可以与上述相反。

另外，图16示出了阈值C满足α/2＜C＜β/2的情况，但也可以基于正交检波后的振幅电平而设定最合适的阈值C。

本发明的脉冲发送装置一个形态采用的结构包括：分配单元，将n比特的数据信息，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙；数据脉冲生成单元，选择与分配到除开头脉冲时隙以外的后部脉冲时隙的所述数据信息对应的振幅电平，在所述后部脉冲时隙区间内生成数据脉冲调制信号；码元脉冲生成单元，根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，从大于所述数据脉冲调制信号的振幅电平的二值振幅电平中选择其中一个振幅电平，在所述开头脉冲时隙区间内生成码元脉冲调制信号；以及加法单元，将所述码元脉冲调制信号与所述数据脉冲调制信号相加，从而生成脉冲调制信号。

根据该结构，基于被分配到各个脉冲时隙的数据信息以及码元内的脉冲时隙位置，对每个脉冲时隙改变各个脉冲时隙区间内生成的脉冲调制信号的振幅电平而进行发送，而不对脉宽分配数据信息，所以即使传输速率变成高速也不需要用于控制脉宽的高速时钟信号，能够通过比较简单的结构而生成脉冲调制信号。另外，与数据信息无关，开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平总是大于后部脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平，因此容易检测开头脉冲时隙位置，能够准确地取得脉冲调制信号的同步。还有，能够将码元定时和数据信息重叠在开头脉冲时隙，因此能够防止传输效率下降。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构为，所述码元脉冲生成单元包括：第一放大单元和第二放大单元，对表示所述开头脉冲时隙位置的码元定时脉冲，以彼此不同的放大率进行放大；以及选择单元，基于配置在所述开头脉冲时隙的所述数据信息，选择所述第一放大单元和第二放大单元的输出中的其中一方。

根据该结构，能够通过简单的结构而容易地切换开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构为，还包括码元定时生成单元，在所述开头脉冲时隙区间内，生成其脉宽为所述时隙宽度以下的码元定时脉冲，所述数据脉冲生成单元具备：延迟器，输入所述码元定时脉冲，形成延迟量每次一时隙时间地增大的多个延迟码元定时脉冲；“与”电路，对每个所述后部脉冲时隙，进行所述延迟码元定时脉冲与分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息之间的“与”运算；以及“或”电路，对每个所述后部脉冲时隙的所述“与”运算结果进行“或”运算，生成所述数据脉冲调制信号。

根据该结构，能够使用码元定时脉冲的延迟信号，对后部脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的脉宽、以及各个脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的位置进行控制，因此即使传输速率变成高速，也能够通过比较简单的结构而生成脉冲调制信号。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构为，所述码元定时生成单元具备单触发电路。

根据该结构，由单触发电路生成码元定时脉冲，因此能够通过比较简单的结构而生成脉冲调制信号，而且单触发电路能够容易地生成以脉冲时隙的时隙宽度为脉宽的码元定时脉冲，所以也能够对应ASK调制信号。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构还包括：载波调制信号生成单元，将所述脉冲调制信号与载波相乘，生成载波调制信号。

根据该结构，能够通过比较简单的结构而生成无线频带的脉冲调制信号，能够对应无线通信。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构为，包括：分别用于I轴和用于Q轴的所述数据脉冲生成单元、所述码元脉冲生成单元和所述加法单元；以及用于生成正交调制信号的正交调制单元，所述分配单元对I轴和Q轴分别分配n比特的数据信息，所述数据脉冲生成单元根据分配到所述后部脉冲时隙的每个轴的所述数据信息，从极性彼此相反的二值中，选择I分量和Q分量，生成用于I轴和用于Q轴的所述数据脉冲调制信号，所述码元脉冲生成单元根据分配到所述开头脉冲时隙的每个轴的所述数据信息，从大于所述数据脉冲调制信号的振幅电平且极性彼此相反的二值中，选择I分量和Q分量，生成用于I轴和用于Q轴的所述码元脉冲调制信号，所述加法单元将用于I轴和用于Q轴的所述码元脉冲调制信号与用于I轴和用于Q轴的所述数据脉冲调制信号按每个轴相加，生成I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号，所述正交调制单元对I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号进行正交调制，生成所述正交调制信号。

根据该结构，基于被分配到各个脉冲时隙的数据信息以及码元内的脉冲时隙位置，对每个脉冲时隙改变各个脉冲时隙区间内生成的I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号的振幅电平并进行发送，而不对脉宽分配数据信息，所以即使传输速率变成高速也不需要用于控制脉宽的高速时钟信号，能够通过比较简单的结构而生成正交调制信号。另外，与数据信息无关，开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平总是大于后部脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平，因此容易检测开头脉冲时隙位置，能够准确地取得脉冲调制信号的同步。还有，能够将码元定时和数据信息重叠在开头脉冲时隙，因此能够防止传输效率下降。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构为，所述码元脉冲生成单元具备：电平变换器，根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，切换表示所述开头脉冲时隙位置的码元定时脉冲的极性；以及放大单元，对所述电平变换器的输出进行放大。

根据该结构，能够通过简单的结构而容易地切换开头脉冲时隙区间内的I/Q脉冲调制信号的振幅电平。

本发明的脉冲发送装置的一个形态采用的结构为，还包括码元定时生成单元，在所述开头脉冲时隙区间内，生成其脉宽为所述时隙宽度以下的码元定时脉冲，所述数据脉冲生成单元具备：延迟器，输入所述码元定时脉冲，形成延迟量每次一时隙时间地增大的多个延迟码元定时脉冲；电平变换单元，根据分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息，对每个所述后部脉冲时隙，切换所述延迟码元定时脉冲的极性；以及加法单元，将每个所述后部脉冲时隙的电平变换结果相加，生成所述数据脉冲调制信号。

根据该结构，能够使用码元定时脉冲的延迟信号，对后部脉冲时隙区间内的I/Q脉冲调制信号的脉宽以及各个脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的位置进行控制，因此即使传输速率变成高速，也能够通过比较简单的结构而生成正交调制信号。

本发明的脉冲接收装置的一个形态采用的结构包括：接收单元，接收将由每个码元n比特的数据信息构成的码元数据，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙而发送的脉冲调制信号；码元定时检测单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值1之间的阈值判定，检测开头脉冲时隙位置；开头数据提取单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值2之间的阈值判定，提取被分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息；以及后部数据提取单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值3之间的阈值判定，提取被分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息。

根据该结构，通过阈值判定，能够提取表示码元定时位置的开头脉冲时隙以及被分配到开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据信息，因此不需要高速时钟信号，不使电路规模增大，而实现脉冲接收装置的简化、小型化以及低消耗功率。另外，通过使用不同的阈值来进行阈值判定，能够分离重叠在开头脉冲时隙的码元定时和数据信息，能够防止传输效率下降。

本发明的脉冲接收装置的一个形态采用的结构为，所述阈值2为大于所述阈值1的值，所述阈值3为小于所述阈值1的值。

根据该结构，在基于被分配到开头脉冲时隙的数据信息，从大于后部脉冲时隙区间内的数据脉冲调制信号的振幅电平的二值振幅电平中，选择其中一个振幅电平作为被重叠码元定时的开头脉冲时隙区间内的脉冲调制信号的振幅电平时，能够通过阈值判定，提取被分配到码元定时、开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据信息。

本发明的脉冲接收装置的一个形态采用的结构还包括：检波单元，进行与载波相乘后的所述脉冲调制信号的包络线的检波。

根据该结构，能够通过比较简单的结构对无线频带的脉冲调制信号进行解调，能够对应无线通信。

本发明的脉冲接收装置的一个形态采用的结构为，所述脉冲调制信号是，由每个码元n比特的数据信息构成的码元数据一比特一比特地被分别分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的I轴和Q轴的脉冲时隙后被发送的正交调制信号，脉冲接收装置还包括：正交检波单元，将所述正交调制信号与基准相位以及从基准相位偏移了90度的载波相乘，生成用于I轴和用于Q轴的检波信号，所述码元定时单元将所述检波信号变换为绝对值，通过进行变成绝对值的振幅电平与所述阈值1之间的阈值判定，检测所述开头脉冲时隙位置，所述阈值2和所述阈值3为零，所述开头脉冲提取单元和所述后部脉冲提取单元根据所述检波信号的正负，提取被分配到所述开头脉冲时隙和所述后部脉冲时隙的数据信息。

根据该结构，通过对I轴和Q轴的每个轴分别进行阈值判定，能够对每个轴提取表示码元定时位置的开头脉冲时隙以及被分配到开头脉冲时隙和后部脉冲时隙的数据信息，因此对正交调制信息，也不需要高速时钟信号，不使电路规模增大，实现脉冲接收装置的简化、小型化以及低消耗功率。另外，通过使用不同的阈值来进行阈值判定，能够将重叠在开头脉冲时隙的码元定时和数据信息分离，能够防止传输效率下降。

2006年4月20日申请的日本专利申请第2006-117259号以及2007年4月16日申请的日本专利申请第2007-107032号所包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容全部被引用于本申请。

工业实用性

本发明的脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法，即使在传输速率变成高速时，也能够通过比较简单的结构，生成并解调脉冲调制信号，例如作为用于无线通信和光通信的脉冲发送装置、脉冲接收装置、脉冲传输方法和脉冲解调方法极为有用。

Claims (14)

1.一种脉冲发送装置，包括：

分配单元，将n比特的数据信息，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙；

数据脉冲生成单元，选择与分配到除开头脉冲时隙以外的后部脉冲时隙的所述数据信息对应的振幅电平，在所述后部脉冲时隙区间内生成数据脉冲调制信号；

码元脉冲生成单元，根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，从大于所述数据脉冲调制信号的振幅电平的二值振幅电平中选择其中一个振幅电平，在所述开头脉冲时隙区间内生成码元脉冲调制信号；以及

加法单元，将所述码元脉冲调制信号与所述数据脉冲调制信号相加，从而生成脉冲调制信号。

2.如权利要求1所述的脉冲发送装置，其中，

所述码元脉冲生成单元包括：

第一放大单元和第二放大单元，对表示所述开头脉冲时隙位置的码元定时脉冲，以彼此不同的放大率进行放大；以及

选择单元，根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，选择所述第一放大单元和第二放大单元的输出中的其中一方。

3.如权利要求1所述的脉冲发送装置，其中，

还包括：码元定时生成单元，在所述开头脉冲时隙区间内，生成其脉宽为所述时隙宽度以下的码元定时脉冲，

所述数据脉冲生成单元具备：

延迟器，输入所述码元定时脉冲，形成延迟量每次一时隙时间地增大的多个延迟码元定时脉冲；

“与”电路，对每个所述后部脉冲时隙，进行所述延迟码元定时脉冲与已分配给所述后部脉冲时隙的所述数据信息之间的“与”运算；以及

“或”电路，对每个所述后部脉冲时隙的所述“与”运算结果进行“或”运算，生成所述数据脉冲调制信号。

4.如权利要求3所述的脉冲发送装置，其中，

所述码元定时生成单元具备单触发电路。

5.如权利要求1所述的脉冲发送装置，其中，

还包括：载波调制信号生成单元，将所述脉冲调制信号与载波相乘，生成载波调制信号。

6.如权利要求1所述的脉冲发送装置，其中，

还包括：分别用于I轴和用于Q轴的所述数据脉冲生成单元、所述码元脉冲生成单元和所述加法单元；以及

生成正交调制信号的正交调制单元，

所述分配单元对I轴和Q轴分别分配n比特的数据信息，

所述数据脉冲生成单元根据分配到所述后部脉冲时隙的每个轴的所述数据信息，从极性彼此相反的二值中选择I分量和Q分量，生成用于I轴和用于Q轴的所述数据脉冲调制信号，

所述码元脉冲生成单元根据分配到所述开头脉冲时隙的每个轴的所述数据信息，从大于所述数据脉冲调制信号的振幅电平且极性彼此相反的二值中，选择I分量和Q分量，生成用于I轴和用于Q轴的所述码元脉冲调制信号，

所述加法单元将用于I轴和用于Q轴的所述码元脉冲调制信号与用于I轴和用于Q轴的所述数据脉冲调制信号按每个轴相加，生成I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号，

所述正交调制单元对I脉冲调制信号和Q脉冲调制信号进行正交调制，生成所述正交调制信号。

7.如权利要求6所述的脉冲发送装置，其中，

所述码元脉冲生成单元具备：

电平变换器，根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，切换表示所述开头脉冲时隙位置的码元定时脉冲的极性；以及

放大单元，放大所述电平变换器的输出。

8.如权利要求6所述的脉冲发送装置，其中，

还包括：码元定时生成单元，在所述开头脉冲时隙区间内，生成其脉宽为所述时隙宽度以下的码元定时脉冲，

所述数据脉冲生成单元具备：

延迟器，输入所述码元定时脉冲，形成延迟量每次一时隙时间地增大的多个延迟码元定时脉冲；

电平变换单元，根据分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息，对每个所述后部脉冲时隙，切换所述延迟码元定时脉冲的极性；以及

加法单元，将每个所述后部脉冲时隙的电平变换结果相加，生成所述数据脉冲调制信号。

9.一种脉冲接收装置，包括：

接收单元，接收将由每个码元n比特的数据信息构成的码元数据，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙而发送的脉冲调制信号；

码元定时检测单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值1之间的阈值判定，检测开头脉冲时隙位置；

开头数据提取单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值2之间的阈值判定，提取被分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息；以及

后部数据提取单元，通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值3之间的阈值判定，提取被分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息。

10.如权利要求9所述的脉冲接收装置，其中，

所述阈值2为大于所述阈值1的值，所述阈值3为小于所述阈值1的值。

11.如权利要求9所述的脉冲接收装置，其中，

还包括：检波单元，进行与载波相乘后的所述脉冲调制信号的包络线的检波。

12.如权利要求10所述的脉冲接收装置，其中，

所述脉冲调制信号是，由每个码元n比特的数据信息构成的码元数据，一比特一比特地被分别分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的I轴和Q轴的脉冲时隙后被发送的正交调制信号，

脉冲接收装置还包括：正交检波单元，将所述正交调制信号与基准相位以及从基准相位偏移了90度的载波相乘，生成用于I轴和用于Q轴的检波信号，

所述码元定时单元将所述检波信号变换为绝对值，通过被变换为绝对值后的振幅电平与所述阈值1之间的阈值判定，检测所述开头脉冲时隙位置，

所述阈值2和所述阈值3为零，

所述开头脉冲提取单元和所述后部脉冲提取单元根据所述检波信号的正负，提取被分配到所述开头脉冲时隙和所述后部脉冲时隙的数据信息。

13.一种脉冲传输方法，包括以下步骤：

将n比特的数据信息，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙；

选择与分配到除开头脉冲时隙以外的后部脉冲时隙的所述数据信息对应的振幅电平，在所述后部脉冲时隙区间内生成数据脉冲调制信号；

根据分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息，从大于所述数据脉冲调制信号的振幅电平的二值振幅电平中选择其中一个振幅电平，在所述开头脉冲时隙区间内生成码元脉冲调制信号；以及

将所述码元脉冲调制信号与所述数据脉冲调制信号相加，从而生成脉冲调制信号。

14.一种脉冲解调方法，包括以下步骤：

接收将由每个码元n比特的数据信息构成的码元数据，一比特一比特地分配到以码元周期的1/n为时隙宽度的脉冲时隙而发送的脉冲调制信号；

通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值1之间的阈值判定，检测开头脉冲时隙位置；

通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值2之间的阈值判定，提取被分配到所述开头脉冲时隙的所述数据信息；以及

通过所述脉冲调制信号的振幅电平与阈值3之间的阈值判定，提取被分配到所述后部脉冲时隙的所述数据信息。

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