CN101252336B - 永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法 - Google Patents

Abstract

一种永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法，包括：进行初始化设计；采用DSP对电机进行检测；检测的内容包括：电机定子两相电流；直流母线电压U_dc；对是否发生过流，过压或欠压故障进行判断；如是，封锁逆变器开关管驱动信号，中止控制步骤，使系统停止运行；如否，继续下一步骤；通过速度位置估算环节，分别辨识电机的转速和转子位置；计算电机的d-q轴参考电流和d-q轴参考电压；为保证永磁同步电机-压缩机系统能够在高速区运行，采用单模式过调制方法得到逆变器的开关管驱动信号；记录电流电压等数据并显示其波形；判断是否中止控制步骤，如否，则重新回到步骤2开始执行；如是，中止控制步骤，使系统停止运行。本发明将单模式过调制方法应用到永磁同步电机-压缩机系统中，实现了无位置传感器过调制永磁同步电机-压缩机矢量控制系统。

Description

永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法

技术领域

本发明涉及一种电机控制技术，尤其是涉及一种永磁同步电机应用于变频空调系统中的电机控制技术。

背景技术

随着世界范围内节能降耗技术的积极推广，变频空调因为其独特的优点逐渐受到市场的关注，被比作空调心脏的压缩机系统也越来越成为研究的一个热点问题。

由于变频器供电的特点以及压缩机运行的特殊性，普通异步电机(Induction Motor-IM)往往会出现效率低、噪声大等问题，难以达到较好的运行性能。永磁同步电机(PermanentMagnet Synchronous Motor-PMSM)具有结构简单、体积小、重量轻、损耗小、效率高等特点。和异步电机相比，它由于不需要无功励磁电流，因而效率高，功率因数高，力矩惯量比大，定子电流和定子电阻损耗减小，且转子参数可测、控制性能好。随着永磁材料性能的不断提高和完善，以及永磁电机研究开发经验的逐步成熟，永磁电机在国防、工农业生产和日常生活等方面获得越来越广泛的应用，正向大功率化、高功能化和微型化方面发展。永磁同步电机矢量控制(Vector Control-VC)系统能够实现高精度、高动态性能、大范围的调速控制，因此永磁同步电机矢量控制系统在变频空调中的应用也引起了广泛关注。永磁同步电机的矢量控制一般通过检测或估计电机转子磁通的位置及幅值来控制定子电流或电压，这样，电机的转矩便只和磁通、电流有关，与直流电机的控制方法相似，可以得到很高的控制性能。

矢量控制的基本思想源于对直流电机的严格模拟。直流电机本身具有良好的解耦性，它可以分别通过控制其电枢电流和励磁电流来达到控制电机转矩的目的。矢量控制的最终目的是改善电机的转矩控制性能，而实施仍然落实到对定子电流的控制上。矢量控制通过电机磁场定向将定子电流分为励磁分量和转矩分量，分别加以控制，从而获得良好的解耦特性。在传统的永磁同步电机的控制中，为了得到转子的精确位置和速度，最常用的方法是在转子轴上安装位置传感器，但是这些传感器增加了系统的成本，降低了系统的可靠性。而且，在变频空调器中，永磁同步电机处于密封的压缩机中，压缩机内温度超过120摄氏度，且充满强腐蚀性的高压制冷剂，无法安装位置传感器。因此，必须采用无位置传感器的控制方法。无位置传感器永磁同步电机控制系统是指利用电机绕组中的有关电信号，通过适当方法估计出转子的位置和速度，取代机械传感器，实现电机的高性能控制。

另外一方面，空调压缩机在低速范围运行时，压缩机气体体积变化引起的负载转矩脉动会引起很大的转速波动，从而产生低频噪声和振动。受此限制，目前绝大多数的空调都运行在中高速区。在压缩机调速系统中，由于电机的运行范围和带载能力直接取决于逆变器输出电压的范围和品质。因此为了提高电机的性能，获得最大的输出电磁转矩，必须尽可能地提高逆变器的电压利用率。在三相桥式电压型逆变器中，通常采用正弦电压脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation-SPWM)和空间矢量电压脉宽调制(SpaceVector Pulse Width Modulation-SVPWM)两种调制方式产生PWM波形。SPWM是出现较早，且应用范围广的一种调制方式，基本原理是通过调制信号和三角波相比较后产生开关逻辑信号，具有结构简单，实现方便的特点。但是逆变器输出相电压基波幅值最大只能达到0.5U_dc。SVPWM的基本原理是通过逆变器8个不同输出电压矢量得到所需的电压矢量，最大输出相电压的基波幅值可达0.577U_dc，具有与交流电机空间矢量控制理论结合紧密、易于数字化实现、直流母线电压利用率高的特点。但是，所有工作在线性调制状态的PWM逆变器，都存在不能充分利用直流母线电压的问题，因此要对逆变器进行过调制控制，以提高电源电压利用率。

理论上，三相逆变器以180°导通六拍方式工作时，在一个周期内每相桥臂上、下两开关管各导通半个周期，其输出线电压达到最大值，此时最大输出相电压的基波幅值能够达到0.637U_dc，是采用SVPWM调制时逆变器所能输出的最大相电压的基波幅值的1.1倍。因此，引入过调制控制技术，使逆变器由正弦输出变为方波输出，可以实现提高输出电压基波的目的。但由于输出方波只能使逆变器输出电压提高10％，因此过调制控制对于扩展电机的恒转矩输出区意义不大。而在整个恒功率运行区，在较宽的调速范围内，电机端电压可以非常接近逆变器所能输出的最高电压，因此通过过调制控制技术提高逆变器输出的最高电压，就可以使电机的恒功率运行区得到明显扩展，电机在相同转速下的输出转矩和功率得以增大。所以，用过调制控制技术来扩展永磁同步电机的恒功率运行区是具有实际意义的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于无位置传感器的永磁同步电机—压缩机系统的高速运行过调制控制方法。

本发明是采用以下技术手段实现的：

本发明中永磁同步电机—压缩机系统采用的控制原理框图如图1所示。在该系统中，永磁同步电机的2相定子电流i_a和i_b首先经采样和A/D转换输入到速度位置估算环节，通过无位置传感器方法辨识出电机的转子位置和转速，然后利用已有的矢量控制方法，将定子电流分为励磁分量和转矩分量，分别加以控制。其中PWM发生器采用单模式过调制方法，速度位置估算环节采用模型参考自适应方法。本系统的创新点是采用过调制方法取代SVPWM/SPWM方法，并采用无位置传感器方法估算电机转速和转子位置，实现永磁同步电机—压缩机系统的高速稳定运行，而且有效地提高了系统的带负载能力。

单模式过调制方法；

过调制方法的原则是：保证系统从线性区平滑过渡到过调制区；输出电压矢量的幅值和相位应尽可能的反映参考电压矢量的幅值和相位变化；当参考电压矢量的幅值大于某一值后，系统工作在六阶梯波(六拍方式)状态。下面对本发明所采用的单模式过调制方法进行说明。简便起见，以下分析忽略了开关器件的死区影响。

三相两电平电压型逆变器根据桥臂开关的不同组合，共输出8种状态的电压，分别对应空间复平面内6个长度为2U_dc/3的基本电压矢量u₁～u₆和两个零电压矢量u₀、u₇，如图2所示。其中，u_r为参考电压矢量，其幅值和相位角分别为|u_r|和θ_r，即

$u_r=\left|u_r\right|\·e^{j{\mathrm{\θ}}_r}$

接下来以空间矢量六边形的第1扇区为例对这种单模式过调制方法进行说明，如图3所示。其它扇区的工作原理与第1扇区类似。首先定义幅值系数

$k=\frac{\left|u_r\right|-\sqrt{3}/3U_{\mathrm{dc}}}{(1-\sqrt{3}/2)\·\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{dc}}}$

式中，

/3U_dc表示图2中六边形内切圆对应的电压矢量的幅值。

当|u_r|小于六边形内切圆半径，即当k≤0时，逆变器处于SVPWM线性调制区，此时在一个开关周期内通过对两个相邻非零电压矢量加以组合，使其平均值与参考电压矢量u_r相等。以图3中的第一扇区为例，有

$u_r=\frac{T_1}{T}{u}_1+\frac{T_2}{T}{u}_2$

式中，T为SVPWM的一个开关周期；T₁，T₂为电压矢量u₁，u₂的作用时间，经过计算可得

$T_1=\sqrt{3}T{r}^{*}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_r)$

T₂＝

Tr^*sinθ_r

式中，r^*＝|u_r|/U_dc。零矢量的作用时间为T₀＝T-T₁-T₂。

随着|u_r|的进一步增长，当k＞0时，系统进入过调制区，此时需对参考电压矢量u_r进行调整，使调整后逆变器输出的实际电压矢量落于六边形内。在六边形的第一扇区中，设过调制发生时θ_r的初始角度为0，则有：

(1)参考电压矢量u_r的旋转轨迹将与六边形相交，交角α_g。α_g与u_r的关系如下式所示，

α_g＝π/6-arccos(U_dc/

|u_r|)

式中，U_dc为直流母线电压值。

(2)设逆变器输出的实际电压矢量为u，其幅值和相角分别为|u|和θ。不改变参考电压矢量幅值，只改变其相位，通过等比例映射，可以得到逆变器输出的实际电压矢量u的幅值为，

|u|＝|u_r|

而逆变器输出的实际电压矢量u在第一扇区的相位角由如下两部分组成，

$\mathrm{\&theta;}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&theta;}}_r\&CenterDot;\frac{{6\mathrm{\&alpha;}}_g}{\mathrm{\&pi;}}& 0\&le;\mathrm{\&theta;}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}\\ {\mathrm{\&theta;}}_r\&CenterDot;\frac{6{\mathrm{\&alpha;}}_g}{\mathrm{\&pi;}}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-2{\mathrm{\&alpha;}}_g& \frac{\mathrm{\&pi;}}{6}\&le;\mathrm{\&theta;}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}\end{array}\right.$

此时，可以推算得到电压矢量u₁，u₂的作用时间T₁，T₂及零矢量的作用时间T₀如下所示：

$T_1=\sqrt{3}T(r^{*}-k\frac{2}{3})\sin {\mathrm{\&theta;}}_r,{\mathrm{\&theta;}}_r\&Element;[0,\mathrm{\&pi;}/6)$

$T_2=\sqrt{3}T(r^{*}-k\frac{2}{3})\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r)+\mathrm{kT},{\mathrm{\&theta;}}_r\&Element;[0,\mathrm{\&pi;}/6)$

$T_1=\sqrt{3}T(r^{*}-k\frac{2}{3})\sin {\mathrm{\&theta;}}_r+\mathrm{kT},{\mathrm{\&theta;}}_r\&Element;[\mathrm{\&pi;}/6,\mathrm{\&pi;}/3)$

$T_2=\sqrt{3}T(r^{*}-k\frac{2}{3})\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r),{\mathrm{\&theta;}}_r\&Element;[\mathrm{\&pi;}/6,\mathrm{\&pi;}/3)$

T₀＝T-T₁-T₂

当|u_r|等于六边形外接圆半径，即当k＝1时，逆变器进入六阶梯波(六拍方式)工作状态，相应地α_g＝0，电压利用率也达到理论上的最大值0.78。

模型参考自适应(MRAS)转速/位置辨识方法；

PMSM在d-q轴下的定子电流数学模型为

$\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-\frac{R}{L_d}{i}_d+\mathrm{\&omega;}\frac{L_q}{L_d}{i}_q+\frac{u_d}{L_d}$

$\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-\frac{R}{L_q}{i}_q-\mathrm{\&omega;}\frac{L_d}{L_q}{i}_d-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_q}\mathrm{\&omega;}+\frac{u_q}{L_q}$

根据所得电机数学模型可以看出，电流模型与电机的转速有关，因此可选PMSM本身作为参考模型，而电流模型为可调模型，采用并联型结构辨识转速。为便于分析系统稳定性，应使转速量被约束于系统矩阵A中，因此对控制量和状态变量作相应变换，得

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_d+\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d}\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R}{L_d}& \mathrm{\&omega;}\frac{L_q}{L_d}\\ -\mathrm{\&omega;}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d+\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d}\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{u_d}{L_d}+\frac{{\mathrm{R\&psi;}}_r}{L_d}\\ \frac{u_q}{L_q}\end{array}\right]$

为简化，令

${i_d}^{\&prime;}=i_d+\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d},$ i_q′＝i_q， ${u_d}^{\&prime;}=\frac{u_d}{L_d}+\frac{{\mathrm{R\&psi;}}_r}{L_d},$ ${u_q}^{\&prime;}=\frac{u_q}{L_q}$

则参考模型可调整为

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R}{L_d}& \mathrm{\&omega;}\frac{L_q}{L_d}\\ -\mathrm{\&omega;}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u_d}^{\&prime;}\\ {u_q}^{\&prime;}\end{array}\right]$

建立如下并联可调模型，

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R}{L_d}& \widehat{\mathrm{\&omega;}}\frac{L_q}{L_d}\\ -\widehat{\mathrm{\&omega;}}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u_d}^{\&prime;}\\ {u_q}^{\&prime;}\end{array}\right]$

其中，并联可调模型中是需要辨识的量，而其他参数不变化。

根据Popov超稳定性定理，可证明模型参考自适应系统是渐进稳定的，进而得到辨识方法为，

$\widehat{\mathrm{\&omega;}}{\&Integral;}_0^t{k}_1[i_d{\hat{i}}_q-i_q{\hat{i}}_d-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d}(i_q-{\hat{i}}_q)\mathrm{d\&tau;}+k_2[i_d{\hat{i}}_q-i_q{\hat{i}}_d-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d}(i_q-{\hat{i}}_q)]+\widehat{\mathrm{\&omega;}}\left(0\right)$

式中，k₁，k₂≥0为自适应率，

由并联可调模型计算得到，i_d，i_q从电机本身检测之后由计算得到。转子位置可通过对转速的积分得到，

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}={\&Integral;}_0^t\widehat{\mathrm{\&omega;}}\mathrm{d\&tau;}$

整个辨识方法的运算框图如图4所示。

本发明与现有技术相比，具有以下明显的优势和有益效果：

本发明一种基于无位置传感器的永磁同步电机—压缩机系统的高速运行过调制控制方法，相对于传统的SPWM和SVPWM调制方法，其特点是将单模式过调制方法应用到永磁同步电机—压缩机系统中，以提高PWM逆变器的电压利用率。同时采用基于模型参考自适应方法辨识永磁同步电机的转子位置和转速，实现了无位置传感器过调制永磁同步电机—压缩机矢量控制系统。

附图说明

图1为永磁同步电机—压缩机控制系统结构图；

图2为逆变器电压矢量与扇区示意图；

图3为单模式过调制方法示意图；

图4为模型参考自适应辨识方法的运算框图；

图5为硬件系统结构框图示意图；

图6为软件系统控制流程图。

以下为图中符号与变量说明，其中：

PMSM永磁同步电机

i_a，i_b电机两相定子电流

估算的转子位置角

估算的电机转速

ω_ref    设定的电机转速

i_d       电机在dq坐标系下的d轴电流，即励磁电流

i_q       电机在dq坐标系下的q轴电流，即转矩电流

i_{d_ref}   励磁电流参考值

i_{q_ref}   转矩电流参考值

abc→dq  abc坐标系到dq坐标系的转换模块

dq→αβ dq坐标系到αβ坐标系的转换模块

d/dt     微分环节模块

PI       比例积分模块

u₁…u₆   基本电压矢量

u_r       参考电压矢量

u        参考电压矢量调整后的实际电压矢量

θ_r      参考电压矢量相位角

θ       参考电压矢量调整后的实际电压矢量的相位角

α_g      参考电压矢量轨迹与六边形的交角

u_α      电机在αβ坐标系下的α轴电压

u_β      电机在αβ坐标系下的β轴电压

u_d      电机在dq坐标系下的d轴电压

u_q      电机在dq坐标系下的q轴电压

可调模型中电机的d轴电流

可调模型中电机的q轴电流

p       微分算子

ψ_r     转子永磁磁链

L_d      电机d轴电感

k₁，k₂  自适应率

AC      交流电源

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施例加以说明：

图4为本发明的硬件系统结构框图。本发明的实验硬件采用日本Myway公司的电机控制开发系统PE-Expert，该平台利用了NEC公司的DSP芯片V85OIA4，采用C语言编程。硬件系统主要由PC机、DSP板、A/D转换器、D/A转换器、PWM发生器和专为交流电机矢量控制设计的两电平电压型逆变器组成。本发明系统通过传感器检测PMSM定子回路的电流、逆变器的直流母线电压，利用开发系统PE-Expert进行AD转换，并在其DSP中进行无位置传感器矢量控制，以及坐标变换，PI调节等模块。利用单模式过调制方法形成PWM脉冲，控制逆变器，从而实现对变频空调中的永磁同步电机的高性能控制。

图5为硬件系统结构框图示意图；

本发明的系统控制流程如图6所示，可以分为以下几个步骤：

首先对软件进行初始化。设定转速的参考值ω_ref，d轴参考电流值i_{d_ref}，控制周期T，死区时间T_dead。设定各个调节器的比例、积分常数K_p，K_i，速度位置估算环节的自适应率k₁，k₂。初始化电机参数：极对数p_n、转子永磁磁链ψ_r、定子电阻R，d-q轴电感L_d，L_q、反电势系数K_E。同时设定上述电机的d-q轴电压初始值为零，即u_d(0)＝0，u_q(0)＝0；

DSP检测电机定子两相电流、直流母线电压U_dc和计算电机的d-q轴电压。DSP经过上述电机定子侧的电流互感器、滤波电容、A/D转换器，依次检测电机定子的两相电流i_a(n)，i_b(n)，则i_c(n)＝-i_a(n)-i_b(n)。对于n≥1的u_d，u_q，取DSP中上一个数字控制周期T计算得到的实际参考d-q轴电压，即u_d(n)＝u_{d_ref}(n-1)，u_q(n)＝u_{q_ref}(n-1)；

判断系统是否发生过流，过压或欠压故障。是，封锁PWM脉冲信号，中止控制程序；否，继续下一步骤；

通过速度位置估算环节辨识电机的转速和转子位置。本发明系统采用了一种基于模型参考自适应的永磁同步电机无位置传感器转速、位置辨识方法。根据前面模型参考自适应方法的原理分析，首先将u_d(n)，u_q(n)代入到下面的并联可调模型当中，

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R}{L_d}& \widehat{\mathrm{\&omega;}}\frac{L_q}{L_d}\\ -\widehat{\mathrm{\&omega;}}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u_d}^{\&prime;}\\ {u_q}^{\&prime;}\end{array}\right]$

即可计算得到

然后将步骤2得到的定子三相电流按照下面的abc→dq坐标转换公式进行转换，得到i_d(n)，i_q(n)，

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

其中，θ取DSP中上一个数字控制周期T计算得到的估算转子位置角

令

$x\left(n\right)=i_d\left(n\right){\hat{i}}_q\left(n\right)-i_q\left(n\right){\hat{i}}_d\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d}(i_q\left(n\right)-{\hat{i}}_q\left(n\right))$

根据合适的自适应率计算估算的电机转速

即 $\widehat{\mathrm{\&omega;}}\left(n\right)=k_{1}x\left(n\right)+k_2\underset{i=0}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(i\right)T.$ 估算转子位置则按照下式计算得到，

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}\left(n\right)=\widehat{\mathrm{\&theta;}}(n-1)+\widehat{\mathrm{\&omega;}}\left(n\right)T$

这样，通过模型参考自适应方法，得到了估算的电机转速和转子位置

计算电机的参考d-q轴电流和电压。在本系统中，电流、速度调节器均采用了典型的限幅加PI(比例积分)调节器的形式。常规的PI调节器输入输出的数学表达式为：

$y\left(n\right)=K_{q}e\left(n\right)+K_i\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}e\left(i\right)T$

其中，e(n)为调节器输入，y(n)为调节器输出，K_p，K_i分别为比例、积分常数。转速的参考值ω_ref与估算转速

的差值 $\mathrm{\&Delta;\&omega;}\left(n\right)={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ref}}-\widehat{\mathrm{\&omega;}}\left(n\right)$ 输入速度调节器，通过比例积分运算得到q轴参考电流i_{q_ref}(n)，即

$i_{q\_\mathrm{ref}}\left(n\right)=K_{p\_\mathrm{\&omega;}}\mathrm{\&Delta;\&omega;}\left(n\right)+K_{i\_\mathrm{\&omega;}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;\&omega;}\left(i\right)T$

将q轴参考电流i_{q_ref}(n)与i_q(n)的差值Δi_q(n)＝i_{q_ref}(n)-i_q(n)输入转矩电流调节器，通过比例积分运算得到q轴参考电压u_{q_ref}(n)，即

$u_{q\_\mathrm{ref}}\left(n\right)=K_{p\_\mathrm{iq}}\mathrm{\&Delta;}{i}_q\left(n\right)+K_{i\_\mathrm{iq}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;}{i}_q\left(i\right)T$

将d轴参考电流i_{d_ref}与i_d(n)的差值Δi_d(n)＝i_{d_ref}-i_d(n)输入转矩电流调节器，通过比例积分运算得到d轴参考电压u_{d_ref}(n)，即

$u_{d\_\mathrm{ref}}\left(n\right)=K_{p\_\mathrm{id}}\mathrm{\&Delta;}{i}_d\left(n\right)+K_{i\_\mathrm{id}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;}{i}_d\left(i\right)T$

利用单模式过调制方法得到逆变器的开关信号。

首先计算出参考电压矢量的幅值和相位角，即

$\left|u_r\left(n\right)\right|=\sqrt{u_{d\_\mathrm{ref}}^2\left(n\right)+u_{q\_\mathrm{ref}}^2\left(n\right)}$

${\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)=\arctan \frac{u_{q\_\mathrm{ref}}\left(n\right)}{u_{d\_\mathrm{ref}}\left(n\right)}$

根据前面单模式过调制方法原理分析，计算此时的幅值系数k(n)。仍以第一扇区为例进行说明，其他扇区类似。当k(n)≤0时，按照下面的式子计算电压矢量u₁，u₂的作用时间T₁(n)，T₂(n)及零矢量的作用时间T₀(n)，

$T_1\left(n\right)=\sqrt{3}T{r}^{*}\left(n\right)\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right))$

T₂(n)＝

Tr^*(n)sin(θ_r(n))

T₀(n)＝T-T₁(n)-T₂(n)

当k(n)＞0时，则按照下面的式子计算电压矢量u₁，u₂的作用时间T₁(n)，T₂(n)及零矢量的作用时间T0₍n)，

$T_1\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin {\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right),{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[0,\mathrm{\&pi;}/6)$

$T_2\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right))+\mathrm{kT},{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[0,\mathrm{\&pi;}/6)$

$T_1\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin {\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)+\mathrm{kT},{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[\mathrm{\&pi;}/6,\mathrm{\&pi;}/3)$

$T_2\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)),{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[\mathrm{\&pi;}/6,\mathrm{\&pi;}/3)$

T₀(n)＝T-T₁(n)-T₂(n)

这样，就得到每个开关器件的开通关断时间，发出相应的PWM脉冲控制逆变器的输出电压，也就实现了对永磁同步电机的控制；

记录数据和显示波形；

判断是否中止控制程序；否，则重新回到采用DSP对电机进行检测步骤，开始执行；是，中止控制程序。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明而并非限制本发明所描述的技术方案；因此，尽管本说明书参照上述的各个实施例对本发明已进行了详细的说明，但是，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换；而一切不脱离发明的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (5)

1.永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法，其特征在于：包括：以下步骤：

步骤1；进行初始化设计；其中：

步骤11：设定转速的参考值ω_ref；d轴参考电流值i_{d_ref}；控制周期T；死区时间T_dead；

步骤12；设定各个调节器的比例积分常数K_p，K_i；设定速度位置估算环节的自适应率k₁，k₂；

步骤13；初始化电机参数：包括：极对数p_n；转子永磁磁链ψ_r；定子电阻R；d-q轴电感L_d，L_q；反电势系数K_E；

步骤14；设定上述电机的d-q轴电压初始值为零，即u_d(0)＝0，u_q(0)＝0；

步骤2；采用DSP检测电机的定子两相电流、直流母线电压U_dc并计算电机的d-q轴电压；

步骤3；对是否发生过流，过压或欠压故障进行判断；如是，封锁PWM脉冲信号，中止控制步骤，使系统停止运行；如否，继续下一步骤；

步骤4；通过速度位置估算环节，分别辨识电机的转速和转子位置；

步骤5；计算电机的d-q轴参考电流和d-q轴参考电压；

步骤6；采用单模式过调制方法得到逆变器的驱动信号，发出相应的PWM脉冲控制逆变器的输出电压，实现对永磁同步电机的控制；

步骤7；记录数据并显示波形；

步骤8；判断是否中止控制步骤，如否，则重新回到步骤2开始执行；如是，中止控制步骤，使系统停止运行。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法，其特征在于：其中步骤2所述的采用DSP检测电机的定子两相电流是依次检测电机定子的两相电流i_a(n)，i_b(n)，则第3相电流i_c(n)＝-i_a(n)-i_b(n)；对于n≥1的d-q轴电压u_d，u_q，取DSP中上一个数字控制周期T计算得到的d-q轴参考电压，即当前周期的d轴电压u_d(n)＝u_{d_ref}(n-1)，当前周期的q轴电压u_q(n)＝u_{q_ref}(n-1)，u_{d_ref}(n-1)为上一数字控制周期的d轴参考电压，u_{q_ref}(n-1)为上一数字控制周期的q轴参考电压。

3.根据权利要求1所述的永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法，其特征在于：其中步骤4所述的通过速度位置估算环节辨识电机的转速和转子位置，采用了一种基于模型参考自适应的永磁同步电机无位置传感器转速、位置辨识方法；首先令

${{\hat{i}}_d}^{\&prime;}={\hat{i}}_d+\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d},{{\hat{i}}_q}^{\&prime;}={\hat{i}}_q,$ ${u_d}^{\&prime;}=\frac{u_d}{L_d}+\frac{{\mathrm{R\&psi;}}_r}{L_d},$ ${u_q}^{\&prime;}=\frac{u_q}{L_q}$

则并联可调模型为

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R}{L_d}& \widehat{\mathrm{\&omega;}}\frac{L_q}{L_d}\\ -\widehat{\mathrm{\&omega;}}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\hat{i}}_d}^{\&prime;}\\ {{\hat{i}}_q}^{\&prime;}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u_d}^{\&prime;}\\ {u_q}^{\&prime;}\end{array}\right]$

将u_d(n)，u_q(n)代入到上面的并联可调模型当中，即可计算得到d、q轴估算电流

然后将步骤2得到的定子两相电流i_a，i_b和根据三相电流之和为零计算得到的i_c按照下面的abc→dq坐标转换公式进行转换，得到d、q轴实际电流i_d(n)，i_q(n)，

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

其中，θ取DSP中上一个数字控制周期T计算得到的估算转子位置角令

$x\left(n\right)=i_d\left(n\right){\hat{i}}_q\left(n\right)-i_q\left(n\right){\hat{i}}_d\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_r}{L_d}(i_q\left(n\right)-{\hat{i}}_q\left(n\right))$

根据合适的自适应率计算估算的电机转速

即

估算转子位置则按照下式计算得到，

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}\left(n\right)=\widehat{\mathrm{\&theta;}}(n-1)+\widehat{\mathrm{\&omega;}}\left(n\right)T$

这样，通过模型参考自适应方法，得到了估算的电机转速

和转子位置

4.根据权利要求1所述的永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法，其特征在于：其中步骤5所述的计算电机的d-q轴参考电流和d-q轴参考电压，采用了典型的限幅加PI调节器的形式，典型的PI调节器输入输出的数学表达式为：

$y\left(n\right)=K_{p}e\left(n\right)+K_i\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}e\left(i\right)T$

其中，e(n)为调节器输入，y(n)为调节器输出，K_p，K_i分别为比例、积分常数；转速的参考值ω_ref与估算转速

的差值

输入速度PI调节器，通过比例积分运算得到q轴参考电流i_{q_ref}(n)，即

$i_{q\_\mathrm{ref}}\left(n\right)=K_{p\_\mathrm{\&omega;}}\mathrm{\&Delta;\&omega;}\left(n\right)+K_{i\_\mathrm{\&omega;}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;\&omega;}\left(i\right)T$

式中，K_{p_ω}为速度PI调节器比例系数，K_{i_ω}为速度PI调节器积分系数；

将q轴参考电流i_{q_ref}(n)与q轴实际电流i_q(n)的差值Δi_q(n)＝i_{q_ref}(n)-i_q(n)输入转矩电流PI调节器，通过比例积分运算得到q轴参考电压u_{q_ref}(n)，即

$u_{q\_\mathrm{ref}}\left(n\right)=K_{p\_\mathrm{iq}}{\mathrm{\&Delta;i}}_q\left(n\right)+K_{i\_\mathrm{iq}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;i}}_q\left(i\right)T$

式中，K_{p_iq}为转矩电流PI调节器的比例系数，K_{i_iq}为转矩电流PI调节器的积分系数；

将d轴参考电流i_{d_ref}与d轴实际电流i_d(n)的差值Δi_d(n)＝i_{d_ref}-i_d(n)输入励磁电流PI调节器，通过比例积分运算得到d轴参考电压u_{d_ref}(n)，即

$u_{d\_\mathrm{ref}}\left(n\right)=K_{p\_\mathrm{id}}{\mathrm{\&Delta;i}}_d\left(n\right)+K_{i\_\mathrm{id}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;i}}_d\left(i\right)T$

式中，K_{p_id}为励磁电流PI调节器的比例系数，K_{i_id}为励磁电流PI调节器的积分系数。

5.根据权利要求1所述的永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法，其特征在于：其中步骤6所述的利用单模式过调制方法得到逆变器的开关管驱动信号，

首先计算出参考电压矢量u_r(n)的幅值|u_r(n)|和相位角θ_r(n)，即

$\left|u_r\left(n\right)\right|=\sqrt{u_{d\_\mathrm{ref}}^2\left(n\right)+u_{q\_\mathrm{ref}}^2\left(n\right)}$

${\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)=\arctan \frac{u_{q\_\mathrm{ref}}\left(n\right)}{u_{d\_\mathrm{ref}}\left(n\right)}$

式中，u_{d_ref}(n)和u_{q_ref}(n)分别为d、q轴参考电压值，

根据后面单模式过调制方法原理分析，计算此时的幅值系数k(n)；按照空间矢量调制算法将电压矢量分为6个扇区；对于第一扇区，当k(n)≤0时，按照下面的式子计算电压矢量u₁，u₂的作用时间T₁(n)，T₂(n)及零矢量的作用时间T₀(n)，

$T_1\left(n\right)=\sqrt{3}{\mathrm{Tr}}^{*}\left(n\right)\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right))$

$T_2\left(n\right)=\sqrt{3}{\mathrm{Tr}}^{*}\left(n\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\right)$

T₀(n)＝T-T₁(n)-T₂(n)式中，r^*＝|u_r|/U_dc

当k(n)＞0时，则按照下面的式子计算电压矢量u₁，u₂的作用时间T₁(n)，T₂(n)及零矢量的作用时间T₀(n)，

$T_1\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin {\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right),{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[0,\mathrm{\&pi;}/6)$

$T_2\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin \mathrm{\&theta;}(\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right))+\mathrm{kT},{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[0,\mathrm{\&pi;}/6)$

$T_1\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin {\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)+\mathrm{kT},{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[\mathrm{\&pi;}/6,\mathrm{\&pi;}/3)$

$T_2\left(n\right)=\sqrt{3}T(r^{*}\left(n\right)-k\frac{2}{3})\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)),{\mathrm{\&theta;}}_r\left(n\right)\&Element;[\mathrm{\&pi;}/6,\mathrm{\&pi;}/3)$

T₀(n)＝T-T₁(n)-T₂(n)

得到每个逆变器开关管的开通关断时间，发出相应的PWM脉冲控制逆变器的输出电压。

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