CN101252216B - 可变谐振器、可变带宽滤波器、电路装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可变谐振器，其包括两个以上的开关(903)被连接的环状线路(902)和N个(N≥3)电抗电路(102)，各个开关(903)的一端与环状线路(902)连接在各自不同的部位，其另一端连接到接地导体，可切换接地导体与环状线路(902)的电连接/非电连接，各个电抗电路(102)分别具有相同的电抗值，环状线路(902)根据各个电抗电路(102)的各个电抗值，具有相当于谐振频率下的1波长或其整数倍的周长，各个电抗电路(102)作为分支电路而沿着环状线路(902)的圆周方向等电长度间隔地电连接到环状线路(902)。

Description

可变谐振器、可变带宽滤波器、电路装置

技术领域

本发明涉及可变谐振器、可变带宽滤波器及使用了它的电路装置。

背景技术

在使用高频的无线通信领域中，通过从大量的信号中取出特定频率的信号，从而区分必要的信号和不必要的信号。完成该功能的电路被称为滤波器，被安装在很多无线通信装置中。

在一般的滤波器中，表示滤波器的特性的中心频率、带宽等是不变的。即使想要将使用了这样的滤波器的无线通信装置与各种各样的频率用途相对应，但除了预先准备的滤波器具有的频率特性之外，无法以其他频率特性使该滤波器动作。

为了解决该问题，专利文献1公开的技术中，在构成滤波器的谐振器中使用压电体，通过从外部对该压电体施加偏压，从而变更压电体的频率特性(谐振频率)，变更带宽。

专利文献1：日本专利申请公开No.2004-007352

但是，虽然上述专利文献1所公开的可变滤波器作为阶梯型滤波器而具有带宽，但因压电体特性的限制而导致中心频率的变化幅度弱小到1％～2％左右，因此带宽的变化量也是相同程度，不可能进行大幅度的带宽变更。

此外，作为将使用了滤波器的无线通信装置与各种各样的频率用途相对应的情况，容易考虑到准备多个中心频率和带宽的组合不同的滤波器，并根据频率用途通过开关等切换滤波器的方法。但是，该方法中需要与期望的中心频率和带宽的组合数一样多的滤波器，电路规模增大。因此装置会大型化。

另一方面，并不是说小型化就是最佳的设计。例如，有时为了得到期望的性能而进行设计时，电路规模过于小型，使实际的制作变得困难。

发明内容

鉴于这样的实际情况，本发明的目的在于提供一种能够大幅度地变更带宽且能够以任意大小制作的可变谐振器、可变带宽滤波器、电路装置。

本发明的可变谐振器包括：一个或多个线路(line)以环状构成的线路单元；接地导体；至少两个开关；以及至少三个电抗电路，各个上述开关，其一端分别电连接到上述线路单元的不同部位，其另一端电连接到上述接地导体，可对上述接地导体和上述线路单元的电连接/非电连接进行切换，上述线路单元具有根据各个上述电抗电路的各个电抗值而决定的、相当于谐振频率下的1波长或者其整数倍的线路长度，各个上述可变电抗部件以基于谐振频率下的电长度的规定间隔电连接到上述线路单元。以下，设该可变谐振器为可变谐振器X。

在可变谐振器X中可以采用以下结构，上述线路单元为一个环状线路，各个上述电抗电路沿着上述环状线路的圆周方向，作为分支电路而电连接到上述环状线路。以下，设该可变谐振器为可变谐振器A。

在可变谐振器A中可以采用以下结构，各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，以等电长度间隔连接到上述环状线路。

此外，在可变谐振器A中可以采用以下结构，设M为4以上的偶数，上述电抗电路的总数为M个，各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，M/2-1个上述电抗电路分别除了在位置K1和位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以顺时针方向且等电长度间隔地分割从上述环状线路上任意决定的上述位置K1至相当于上述环状线路的一周的电长度的一半的上述位置K2的区间，M/2-1个上述电抗电路分别除了在上述位置K1和上述位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以逆时针方向且等电长度间隔地分割从上述位置K1至上述位置K2的区间，两个上述电抗电路连接到上述环状线路的上述位置K2。

此外，在可变谐振器A中可以采用以下结构，设M为4以上的偶数，上述电抗电路的总数为M-1个，上述电抗电路中M-2个的各个电抗电路(以下，称为第1电抗电路)分别具有相同的电抗值，剩下的一个电抗电路(以下，称为第2电抗电路)具有各个上述第1电抗电路的电抗值的一半的值，M/2-1个上述第1电抗电路分别除了在位置K1和位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以顺时针方向且等电长度间隔地分割从上述环状线路上任意决定的上述位置K1至相当于上述环状线路的一周的电长度的一半的上述位置K2的区间，M/2-1个上述第1电抗电路分别除了在上述位置K1和上述位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以逆时针方向且等电长度间隔地分割从上述位置K1至上述位置K2的区间，上述第2电抗电路连接到上述环状线路的上述位置K2。

此外，在可变谐振器X中可以采用以下结构，上述线路单元至少由三个线路构成，各个上述开关，其一端分别电连接到上述线路中任意一个的不同部位，其另一端电连接到上述接地导体，可对上述接地导体和上述线路的电连接/非电连接进行切换，各个上述线路的线路长度的合计对应于各个上述电抗电路的各个电抗值，相当于谐振频率下的1波长或者其整数倍，各个上述线路在上述谐振频率下具有规定的电长度，在各个上述线路之间串联地电连接了至少一个上述电抗电路。以下，设该可变谐振器为可变谐振器B。

在可变谐振器B中可以采用以下结构，设N为3以上的整数，上述线路的总数为N个，上述电抗电路的总数为N个，各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，各个上述线路具有相等的电长度，在各个上述线路之间连接了一个上述电抗电路。

此外，在可变谐振器B中可以采用以下结构，设M为4以上的偶数，上述线路的总数为M-1个，上述电抗电路的总数为M个，各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，设i为满足1≤i＜M/2的整数，在上述第i线路和上述第i+1线路之间连接了一个上述电抗电路，在上述第M/2线路和上述第M/2+1线路之间连接了串联连接的两个上述电抗电路，设i为满足M/2+1≤i＜M-1的整数，在上述第i线路和上述第i+1线路之间连接了一个上述电抗电路，在上述第M-1线路和上述第1线路之间连接了一个上述电抗电路，从在上述第1线路上任意决定的某个位置K至上述第1线路的上述第2线路侧的端部的电长度与上述第i线路的电长度相等，其中i为1≤i≤M/2的整数，从上述位置K至上述第1线路的上述第M-1线路侧的端部的电长度与上述第i线路的电长度相等，其中i为M/2+1≤i≤M-1的整数。

此外，在可变谐振器B中可以采用以下结构，设M为4以上的偶数，上述线路的总数为M-1个，上述电抗电路的总数为M-1个，上述电抗电路中M-2个的各个电抗电路(以下，称为第1电抗电路)分别具有相同的电抗值，剩下的一个电抗电路(以下，称为第2电抗电路)具有各个上述第1电抗电路的电抗值的两倍的值，设i为满足1≤i＜M/2的整数，在上述第i线路和上述第i+1线路之间连接了一个上述第1电抗电路，在上述第M/2线路和上述第M/2+1线路之间连接了上述第2电抗电路，设i为满足M/2+1≤i＜M-1的整数，在上述第i线路和上述第i+1线路之间连接了一个上述第1电抗电路，在上述第M-1线路和上述第1线路之间连接了一个上述第1电抗电路，从在上述第1线路上任意决定的某个位置K至上述第1线路的上述第2线路侧的端部的电长度与上述第i线路的电长度相等，其中i为1≤i≤M/2的整数，从上述位置K至上述第1线路的上述第M-1线路侧的端部的电长度与上述第i线路的电长度相等，其中i为M/2+1≤i≤M-1的整数。

在以上所述的各个结构中，通过变更设为导通状态(ON状态)的开关，能够较大地变更包含谐振频率的带宽，并且就算变更了选择的开关也不会对谐振频率带来影响。此外，能够通过电抗电路的电抗值来左右可变谐振器的大小，因此通过设为具有适当的电抗值的电抗电路，能够以任意大小制作可变谐振器。这一详细内容将后述。

在上述可变谐振器X、A、B中，通过各个上述开关中的任意一个，上述接地导体和上述环状线路被电连接。

本发明的可变带宽滤波器包括至少一个可变谐振器X和传输线路(transmission line)，该可变谐振器和上述传输线路电连接。

通过使用上述的可变谐振器X，可以大幅度地变更信号的通频带宽，并且能够通过电抗电路的电抗值来左右可变谐振器的大小，因此通过设为具有适当的电抗值的电抗电路，能够以任意大小制作可变带宽滤波器。

在该可变带宽滤波器中可以采用以下结构，至少包含两个上述可变谐振器，各个上述可变谐振器作为分支电路在同一耦合部位通过开关(以下，称为第2开关)连接到上述传输线路，通过所选择的上述第2开关，各个可变谐振器的全部或者一部分与上述传输线路被电连接。

本发明的电路装置包括：至少一个可变谐振器X和具有弯曲部分的传输线路T，上述传输线路T的弯曲部分和上述可变谐振器电连接。

在该电路装置中可以采用以下结构，上述传输线路T的弯曲部分和上述可变谐振器电连接的部位与其附近的上述可变谐振器，与上述传输线路T并非大致平行。

根据本发明，通过变更从多个开关中选择的设为导通状态(电连接的状态)的开关，可以使其谐振频率(滤波器中为中心频率)保持一定且自由地改变带宽。此外，由于能够通过电抗电路的电抗值来左右可变谐振器的大小，因此通过设为具有适当的电抗值的电抗电路，能够以任意大小制作可变谐振器。另外，使用了本发明的可变谐振器的可变带宽滤波器、电路装置也能够享受这一效果。

此外，在本发明的可变谐振器中，其谐振频率中的信号损失主要由构成可变谐振器的导体线路和电抗电路的寄生电阻所支配，由开关等所导致的插入损耗的影响较小。因此，将损失较大的开关等用于可变谐振器而构成可变带宽滤波器，也能够抑制信号的通频带宽的损失。

此外，在本发明的电路装置中，通过使用本发明的可变谐振器，能够较大地变更包含谐振频率的带宽，还能够抑制耦合了可变谐振器所导致的插入损耗。

附图说明

图1是分支连接了电抗电路102的可变谐振器100a的平面图。

图2是分支连接了电抗电路102的可变谐振器100b的平面图。

图3是将电抗电路102的个数设为2时的可变谐振器(以往例)。

图4是表示图3所示的可变谐振器(以往例)的频率特性的曲线。

图5A是将作为电容器的电抗电路102的个数设为36时的可变谐振器100a的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100a的频率特性的曲线。

图5B是将作为电容器的电抗电路102的个数设为10时的可变谐振器100a的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100a的频率特性的曲线。

图5C是将作为电容器的电抗电路102的个数设为4时的可变谐振器100a的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100a的频率特性的曲线。

图5D是将作为电容器的电抗电路102的个数设为3时的可变谐振器100a的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100a的频率特性的曲线。

图5E是将作为电容器的电抗电路102的个数设为2时的可变谐振器100a的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100a的频率特性的曲线。

图5F是将作为电容器的电抗电路102的个数设为1时的可变谐振器100a的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100a的频率特性的曲线。

图6A是将作为电容器的电抗电路102的个数设为36时的可变谐振器100b的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100b的频率特性的曲线。

图6B是将作为电容器的电抗电路102的个数设为6时的可变谐振器100b的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100b的频率特性的曲线。

图6C是将作为电容器的电抗电路102的个数设为4时的可变谐振器100b的平面图，和表示改变了电容器的电容值时的可变谐振器100b的频率特性的曲线。

图7是电抗电路102为电感器11时的可变谐振器100c的平面图。

图8是电抗电路102为电感器11时的可变谐振器100d的平面图(开关903省略图示)。

图9是表示图7所示的可变谐振器100c的频率特性的曲线。

图10是将各个电抗电路102设为传输线路12的结构时的可变谐振器100e的平面图(开关903省略图示)。

图11是将各个电抗电路102设为传输线路12的结构时的可变谐振器100f的平面图(开关903省略图示)。

图12是将各个电抗电路102设为传输线路12的结构时的可变谐振器100f的平面图(开关903省略图示)。

图13是表示图11所示的可变谐振器100f的频率特性的曲线。

图14是改变了可变谐振器100a的信号输入位置的结构的可变谐振器的平面图(开关903省略图示)。

图15是改变了可变谐振器100b的信号输入位置的结构的可变谐振器的平面图(开关903省略图示)。

图16是电抗电路102被串联连接时的可变谐振器的平面图(开关903省略图示)。

图17是电抗电路102被串联连接时的可变谐振器的平面图(开关903省略图示)。

图18是将两个可变谐振器100之间用可变移相器700连接的结构的可变带宽滤波器200的平面图(开关903省略图示)。

图19是可变相位电路的结构例。

图20是可变相位电路的结构例。

图21是可变相位电路的结构例。

图22是可变相位电路的结构例。

图23是可变相位电路的结构例。

图24是可变相位电路的结构例。

图25是可变相位电路的结构例。

图26是将两个可变谐振器100之间用可变阻抗变换电路600连接的结构的可变带宽滤波器300的平面图(开关903省略图示)。

图27是以可变谐振器100a的结构为前提时的可变带宽滤波器的一个实施方式。

图28是将电抗电路102设为电容器时的图27所示的可变带宽滤波器的平面图(开关903省略图示)。

图29是表示图28所示的可变带宽滤波器的频率特性的曲线。

图30是以可变谐振器100b的结构为前提时的可变带宽滤波器的一个实施方式。

图31是以信号通过作为主要目的时的可变谐振器100的平面图。

图32是以可变谐振器100a的结构作为前提，在开关903和接地导体之间插入了电阻器时的可变谐振器的平面图。

图33是以可变谐振器100a的结构作为前提，使用了对经由电阻器与接地导体连接的情况和不经由电阻器与接地导体连接的情况进行切换的切换器的可变谐振器的平面图。

图34是电场耦合时的可变带宽滤波器401的一个实施方式(开关903省略图示)。

图35是磁场耦合时的可变带宽滤波器402的一个实施方式(开关903省略图示)。

图36A是使用了相同谐振频率且相同特性阻抗的可变谐振器的可变带宽滤波器404的一个实施方式(开关903省略图示)。

图36B是使用了相同谐振频率且不同特性阻抗的可变谐振器的可变带宽滤波器405的一个实施方式(开关903省略图示)。

图37是串联电路的组合时的可变带宽滤波器的一个实施方式(开关903省略图示)。

图38是串联电路和分支电路的组合时的可变带宽滤波器的一个实施方式(开关903省略图示)。

图39是具有椭圆形的环状线路的可变谐振器的一个实施方式(开关903省略图示)。

图40是具有弓形的环状线路的可变谐振器的一个实施方式(开关903省略图示)。

图41A是具有有着圆形的环状线路的可变谐振器和传输线路的耦合构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图41B是具有有着椭圆形的环状线路的可变谐振器和传输线路的耦合构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图42A是具有可变谐振器和传输线路的耦合构造的、多层构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图42B是用于说明图42A所示的电路装置中的第1层和第2层的关系的图(开关903省略图示)。

图42C是用于说明图42A所示的电路装置中的第2层和第3层的关系的图(开关903省略图示)。

图43A是图42A所示的电路装置的截面结构的第1例。

图43B是图42A所示的电路装置的截面结构的第2例。

图43C是图42A所示的电路装置的截面结构的第3例。

图43D是图42A所示的电路装置的截面结构的第4例。

图43E是图42A所示的电路装置的截面结构的第5例。

图43F是图42A所示的电路装置的截面结构的第6例。

图44A是具有可变谐振器和包括弯曲部分的传输线路的耦合构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图44B是具有可变谐振器和包括弯曲部分的传输线路的耦合构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图45是具有可变谐振器和包括弯曲部分的传输线路的耦合构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图46是具有可变谐振器和传输线路的耦合构造的、共面波导构造的电路装置的平面图(开关903省略图示)。

图47A是可变谐振器900a的平面图。

图47B是可变谐振器900b的平面图。

图47C是可变谐振器900a的开关部分的截面图。

具体实施方式

图1表示作为微带(microstrip)线路构造构成时的本发明的一实施方式的可变谐振器100a。可变谐振器100a由闭合电路的环状线路体101和N个(N为满足N≥3的整数)电抗电路102构成。在图1中，例示了N＝3时的可变谐振器100a。作为环状线路体101，可以采用在已申请未公开的日本专利申请(申请号：2006-244707)中公开的可变谐振器900。因此，首先说明可变谐振器900的概要，然后说明电抗电路102。

[环状线路体]

作为可变谐振器900的两个具体方式，图47A例示了可变谐振器900a，图47B例示了可变谐振器900b。以下，在可以是可变谐振器900a和可变谐振器900b的任意一个的情况下，分配标号900而称为可变谐振器900。这里，说明作为微带线路构造构成时的可变谐振器900。

可变谐振器900由导体线路902(以下，也称为“线路”、“环状线路”)和两个以上的开关903构成。线路902在介质基板(substrate)905的一面上由金属等导体形成。介质基板905的设置有线路902的面的反面(假设称作背面)，接地导体904由金属等导体形成。各个开关903如图47C所示，开关903的一端931电连接到线路902，开关903的另一端932经由导体933和通孔(viahole)906电连接到介质基板905背面的接地导体904。另外，对于导体933的形状等没有任何限定，因此在图47A和图47B中省略了导体933的图示。各个开关903的配置不限于设为分别等间隔，可以任意设计以得到期望的带宽。此外，不限于各个开关903，本说明书中的开关不限于触点型的开关，例如可以设为使用了二极管、晶体管等的、电路网中不设置触点而具有电路的开闭功能的所谓的开关元件(switching element)。作为具体例子，可列举开关二极管等。

电路902是具有在期望的谐振频率下相位变化为2π即360°的长度，即谐振频率中的1波长或者其整数倍的长度的环状线路。在图47A、图47B所示的可变谐振器900中，作为圆形的环状线路进行例示。另外，这里的环状是指所谓的单调闭合曲线。即，线路902的起点和终点一致并且途中没有自身交叉的线路。

这里，“长度”是环状线路的周长，是从线路上的某一位置转一周而返回到该位置为止的线路长度。

这里，“期望的谐振频率”是一般谐振器所要求的性能的一个要素，是任意的设计事项。另外，可变谐振器900可以用于交流电路，对作为对象的谐振频率没有特别的限定，但例如在将谐振频率设为100kHz以上的高频时有用。

另外，在本发明中，优选将线路902设为具有同样的特性阻抗的线路。这里，“具有同样的特性阻抗”是指以圆周方向的任意长度切断环状线路902时，在任一个切断片中都是相同的特性阻抗。严格地设为完全相同的特性阻抗不是必需的技术事项，从实用的观点出发，以特性阻抗大致相同地制作线路902已足够。若将与线路902的圆周方向正交的方向称作线路902的宽度，则例如在介质基板905的介电常数相同时，无论任何部分都设为宽度大致相同的线路902，从而线路902具有均匀的特性阻抗。

可变谐振器900a和可变谐振器900b的差异在于，开关903的另一端932设置在线路902的内侧还是设置在外侧。可变谐振器900a中，开关903的另一端932设置在线路902的外侧，而可变谐振器900b中，开关903的另一端932设置在线路902的内侧。

以下，将环状线路体101作为可变谐振器900进行说明。此外，为了避免图变得繁杂，在图示环状线路体101时，有时省略开关903的显示。

[电抗电路]

设将阻抗Z表示为Z＝R+jX(j为虚数单位)时，理想的是，电抗电路102为对于电抗电路自身的阻抗Z_L而R＝0的电抗电路。现实中R≠0，但对本发明的基本原理没有影响。作为电抗电路102的具体例子，可列举在电容器、电感器、传输线路等电路元件中，对这其中的多个同种类元件进行组合的电路和对这其中的多个不同种类元件进行组合的电路等。在该说明书中，即使是例如由一个电容器构成“电抗电路”的情况那样由单一的电路元件构成时，也考虑到与线路902的有机关系而使用“电路”的称呼。

N个电抗电路102需要分别取相同或者大致相同的电抗值。这里，取“大致相同的”电抗值，换言之，不将N个电抗电路102设为分别完全相同的电抗值作为设计条件来严格要求的理由是，即使N个电抗电路102的各个电抗值不是完全相同，谐振频率产生少许偏差而无法维持一定(总之无法维持期望的谐振频率)，但如果是这一程度的偏差则会被带宽吸收，因此实际上不会产生任何问题。以下，作为包含这一含义的技术事项，N个电抗电路102分别设为取相同的电抗值的电路。

上述条件在后述的各种电抗电路102中通用。由于这一条件，优选将N个电抗电路102设为全部同种类的电路，但如前所述，只要能达到取相同电抗值的条件则不一定需要是同种类的电抗电路。这里，以包含这一宗旨为前提，对电抗电路分配相同的标号102进行说明。

[可变谐振器]

N个电抗电路102分别关于线路902的圆周方向，在1波长或其整数倍相当于线路902的周长的谐振频率下，以等电长度的间隔作为分支电路连接到线路902。在实际的设计中，将1波长或其整数倍相当于线路902的周长的谐振频率设为例如各个电抗电路102没有连接的可变谐振器900的谐振频率即可。但是，详细内容将后述，但必须注意的是，各个电抗电路102的电抗值不是无限大的可变谐振器100a的谐振频率与可变谐振器900的谐振频率不同。在介质基板905的介电常数相同的情况下，等电长度间隔与物理长度的等间隔相一致。在这样的情况下并且线路902为圆形时，N个电抗电路102分别以线路902的中心O和相邻的任意电抗电路102的各连接位置形成的中心角成为将360°除以N的角度的间隔连接到线路902(参照图1)。在图1所示的例子中，各个电抗电路102的、与连接到线路902的端部相反侧的端部例如以电连接到接地导体904的方式接地。但是，如后所述，例如可以使用传输线路来构成电抗电路102，所以不一定要使电抗电路102的、与连接到线路902的端部相反侧的端部接地。

另外，开关903设定有对于线路902的连接位置，以能够得到期望的带宽。因此，并不妨碍将开关903连接到电抗电路102所连接的位置。

图2表示作为与可变谐振器100a不同的微带线路构造来构成时的本发明的一实施方式的可变谐振器100b。可变谐振器100b中，电抗电路102对于线路902的连接位置与可变谐振器100a不同。

在可变谐振器100b中，M个(M为4以上的偶数)电抗电路102作为分支电路电连接到线路902。详细地说，在1波长或其整数倍相当于线路902的周长的谐振频率下，M/2-1个电抗电路102分别以顺时针方向沿着线路902的圆周方向按等电长度的间隔连接到从线路902上任意决定的某一位置K1至相当于线路902的一周的电长度的一半的位置K2。但是，这里的等电长度间隔意味着在位置K1和位置K2不设置电抗电路102的条件下的等电长度间隔。同样地，剩余电抗电路102中的M/2-1个电抗电路102分别以逆时针方向沿着线路902的圆周方向按等电长度的间隔连接到从位置K1至位置K2。但是，这里的等电长度间隔也如上所述，意味着在位置K1和位置K2不设置电抗电路102的条件下的等电长度间隔。剩余的两个电抗电路102连接到位置K2。这里，“顺时针”“逆时针”是指从图的纸面表层看过去时的圆周旋转方向(以下相同)。与可变谐振器100a同样地，在实际的设计中，将1波长或其整数倍相当于线路902的周长的谐振频率设为例如各个电抗电路102没有连接的可变谐振器900的谐振频率即可。但是，详细内容将后述，但必须注意的是，各个电抗电路102的电抗值不是无限大的可变谐振器100b的谐振频率与可变谐振器900的谐振频率不同。

在介质基板905的介电常数均匀的情况下，等电长度间隔与物理长度的等间隔相一致。在这样的情况下，从线路902上任意决定的某一位置K(相当于位置K1)沿着线路902的圆周方向到线路902的周长L的一半的位置(相当于位置K2)，M/2个电抗电路102分别连接到从位置K按顺时针方向沿着线路902距离L/M×m(m为满足1≤m≤M/2的整数)的位置，同样地，从位置K沿着线路902的圆周方向到周长L的一半的位置(相当于位置K2)，剩余的M/2个电抗电路102分别连接到从位置K按逆时针方向沿着线路902距离L/M×m(m为满足1≤m≤M/2的整数)的位置。即，位置K上没有连接电抗电路102，从位置K按顺时针方向或者逆时针方向沿着线路902距离L/M×M/2的位置上连接有两个电抗电路102。

特别是在线路902为圆形时，从线路902的中心O看过去时，M个电抗电路102连接在相当于从线路902上任意决定的某一位置K沿着线路902的路径按顺时针方向距离了将360°除以M的角度的m倍的位置、和相当于从位置K沿着线路902的路径按逆时针方向距离了将360°除以M的角度的m倍的位置(参照图2)。这时，从位置K沿着线路902的路径按顺时针方向距离了将360°除以M的角度的M/2倍的量的位置、和从位置K沿着线路902的路径按逆时针方向距离了将360°除以M的角度的M/2倍的量的位置相一致，在该位置上连接有两个电抗电路102(对于M＝4的情况，参照图2的虚线包围的部分α)。在图2所示的例子中，各个电抗电路102的、与连接到线路902的端部相反侧的端部例如以电连接到接地导体904的方式接地。但是，与可变谐振器100a的情况同样地，例如可以使用传输线路来构成电抗电路102，所以不一定要使电抗电路102的、与连接到线路902的端部相反侧的端部接地。此外，并不妨碍将开关903连接到电抗电路102所连接的位置。

这些M个电抗电路102需要取完全相同或大致相同的电抗值。对于该“大致相同”的意思，如上所述。但是，对于两个电抗电路102所连接的位置(相当于上述位置K2)、例如图2的虚线包围的部分α所示的部分，也可以变更为将电连接到该位置的两个电抗电路102置换成一个电抗电路102a的结构(例如参照图2的虚线包围的部分β)。这时，需要注意的是，由于这一个电抗电路102a的电抗值与两个电抗电路102的合成电抗相对应，所以电抗电路102a的电抗值被设定为电连接到该位置以外的位置的各个电抗电路102的电抗值的一半的值。此时，理所当然地，电抗电路102的总数成为M-1个。

在下述的说明和各个附图中，为了说明及图示的便利，作为在线路902上对电长度没有影响的情况，即等电长度间隔与物理长度的等间隔相一致的情况来说明及图示。另外，从图所能理解的技术特征不用说，从下述说明会很明显的技术特征不是只有在等电长度间隔与物理长度的等间隔一致时才适用，也适用于电抗电路102为以电长度为基准的上述的连接位置的情况。

参照图3至图6说明对于上述的可变谐振器100a、可变谐振器100b改变带宽的原理及电抗电路102的电抗值与谐振频率的关系。

另外，在图3至图6中，作为电路仿真结果来表示可变谐振器100a、可变谐振器100b的各自的频率特性，从而图示了将可变谐振器100a、可变谐振器100b作为分支电路连接到作为传输线路的端口1-端口2所示的信号输入输出线路7的情况。连接输入输出线路7与可变谐振器100a、可变谐振器100b的线表示着在仿真对象的电路中输入输出线路7和线路902电连接。

首先，说明改变带宽的原理。

详细内容记载于上述日本专利申请(申请号：2006-244707)，环状线路体101即可变谐振器900选择一个处于导通状态(以下，也称为ON状态)的开关903，也可以使在线路902的周长相当于1波长或其整数倍的谐振频率的周边所产生的零点位置变动。这里零点是指，在环状线路体101上连接了输入输出线路7的电路的传递系数(Transmission Coefficient：单位为分贝[dB])极小，即插入损耗极大的频率。通过该零点的位置决定带宽，所以根据处于导通状态的开关903的选择，可以大幅度地改变环状线路体101的带宽。

此外在环状线路体101中，通过采用环状线路902，具有以下特征，1波长或其整数倍相当于环状线路902的周长的谐振频率的信号不受开关903的寄生电阻和寄生电抗的影响。因此，例如在使用设置了具有寄生电阻的开关903的可变谐振器900来形成了带通滤波器时，在成为通带的谐振频率中，由于带通滤波器的插入损耗不受开关903的电阻的影响，所以可减小插入损耗。

下面说明电抗电路102的电抗值与谐振频率的关系。

根据下述参考文献，通过设为将圆环状的线路802在关于其中心对称的两个位置进行切断，在各个切断处插入了电抗电路之一的电容器10的结构的谐振器，从而可以根据电容器10的电容值，使谐振器的谐振频率不同。因此，认为通过将这一技术应用到可大幅度地改变带宽的可变谐振器900中，可以实现能够大幅度地改变带宽的同时根据电抗值来决定谐振频率的可变谐振器。但是，即使将这一技术应用到可大幅度地改变带宽的可变谐振器900中，也无法实现能够大幅度地改变带宽的同时根据电抗值来决定谐振频率的可变谐振器。对此，使用将所述技术应用于可大幅度地改变带宽的可变谐振器900中的可变谐振器850来进行说明(参照图3)。图3所示的电路将可变谐振器850作为分支电路连接到作为传输线路的端口1-端口2所示的输入输出线路7中。

参考文献T.Scott Martin，Fuchen Wang and Kai Chang，“ELECTRONICALLY TUNABLE AND SWITCHABLE FILTERS USINGMICROSTRIP RING RESONATOR CIRCUITS”，IEEE MTT-S Digest，1988，pp.803-806.

图4表示对于图3所示的可变谐振器850，将配置成圆形的两个线路852的合计线路长L设为5GHz下的1波长，将串联插入到线路852的两个连接位置的两个电容器10的电容都设为1pF时，从端口1传输到端口2的信号的频率特性。构成线路852的导体、形成通孔906的导体、接地导体904的电阻都设为0。此外，设输入输出线路7的端口阻抗为50Ω。另外，为了简便而省略所有的开关903，取而代之模拟了通过改变接地的通孔906的位置来使其导通的开关903的选择。

图4中以10°的标记指示的粗线和以30°的标记指示的细线如图3所示，分别表示相对于可变谐振器850和输入输出线路7的连接部位G，关于线路852的中心O从对称的位置G′沿顺时针方向，将从中心O看去10°的位置S₁(从连接部位G沿逆时针方向在线路852的周长的17/36的位置)和同样从中心O看去30°的位置S₂(从连接部位G沿逆时针方向在线路852的周长的5/12的位置)经由通孔906接地时的频率特性。

由图4可知，从将插入的两个电容器10的各个电容值设为某个值(该例中为1pF)，使处于导通状态的开关903位于10°的位置而得到中心频率5.0GHz和某个带宽的状态下，为了不改变谐振频率而只变更带宽，将处于导通状态的开关903的位置从10°变更为30°时，带宽大幅度地变化，同时谐振频率也变化为高频端的5.3GHz。即，在可变谐振器850的结构中，无法维持谐振频率。这在将电容器10的一端连接到将两个线路852形成为一体的环状线路上，并将电容器10的另一端接地的情况下也同样。

发明者们根据以上情况，想到为了实现能够大幅度地改变带宽的同时根据电抗值来决定谐振频率的可变谐振器，而需要3个以上的电抗电路102。因此，通过表示将各种各样的多个电抗电路102电连接到线路902的情况下的可变谐振器100a、可变谐振器100b的电路仿真的频率特性来说明需要3个以上的电抗电路102的情况。

图5A-图5F表示在可变谐振器100a的结构中作为电抗电路102而使用了36个(图5A)、10个(图5B)、4个(图5C)、3个(图5D)、2个(图5E)、1个(图5F)电容器时的电路结构和该电路结构的频率特性。

电路仿真中的电容器的配置及电容C如图5A-图5F所示。关于开关903，为了简便而全部省略，取而代之模拟了通过改变接地的通孔906的位置来使其导通的开关903的选择。通孔906的位置与图3所示的情况同样地，设为相对于可变谐振器100a和输入输出线路7的连接部位G，关于线路902的中心O从对称的位置G′沿顺时针方向，从中心O看去x°的位置。环状线路902的周长设为5GHz下的1波长。由于对可变谐振器的频率特性进行仿真，所以假设将可变谐振器作为分支电路连接到输入输出线路7，且端口阻抗、输入输出线路7的特性阻抗、环状线路902的特性阻抗都设为50Ω。

电路仿真所示的频率特性是从端口1输入的信号传递到端口2时的信号的传递系数，并以dB为单位表示。谐振频率设为可变谐振器的阻抗无限大时的频率，在图5A-图5F所示的频率特性中是插入损耗成为极小时的频率。图5A-图5F所示的频率特性中有时会出现多个插入损耗成为极小的频率，这时的谐振频率如下定义。

“电容器10的电容值为0pF时，即没有连接电容器10时，以插入损耗成为极小时的频率为5.0GHz地设定环状线路902的长度。将电容器10的电容值从0pF连续变化时，对应于容量值的变化，插入损耗成为极小的频率从5GHz连续变化到低频端。将这一连续变化的插入损耗成为极小的频率设为这里所论述的谐振频率”。

由图5A-图5F可知，在任意一个可变谐振器100a中，在增加了电容器10的电容时，谐振频率都会向低频端变化。由图5A-图5D可知，在具有3个以上的作为电抗电路的电容器10的可变谐振器中，在将各个电容器10的电容值任意固定的状态下改变通孔906的位置(接地的部位)时，谐振频率不改变，而在其周边的零点传递系数极小的点会变化。即，在这些情况下，谐振频率不受设为导通状态的开关903的位置的影响。另一方面，由图5E和图5F可知，在只具有两个或一个作为电抗电路的电容器10的可变谐振器100a中，谐振频率对应于通孔906的位置(接地的部位)移动而变化。即，在这些情况下，谐振频率受到设为导通状态的开关903的位置的影响。由以上可知，若不具备3个以上的电容器10即电抗电路，则谐振频率会受到设为导通状态的开关903的位置的影响。

图6A-图6C表示在可变谐振器100b的结构中作为电抗电路102而使用了36个(图6A)、6个(图6B)、4个(图6C)电容器时的电路结构和该电路结构的频率特性。

对于输入输出端口、输入输出线路等附带的电路，与图5A-图5F所示的电路同样，此外对于频率特性也与图5A-图5F的情况同样地，是从端口1传递到端口2的信号的传递系数。在各个电路结构中，对于由虚线α包围的两个电容器10，也可以置换为一个两倍电容的电容器。此时，电容器10的个数在图6A-图6C中分别成为35个、5个、3个。

由图6A-图6C很明显，在电容器10为4个以上或者3个以上并且其中一个为其他电容器10的两倍的电容值的情况下，谐振频率不会因设为导通状态的开关903的位置而受到影响。在电容器10的个数为两个或者一个的情况与图5E和图5F所示的情况同样，这些情况如之前叙述的那样，谐振频率因设为导通状态的开关903的位置而受到影响。

由以上得知在可变谐振器100a和可变谐振器100b中，为了使谐振频率不会因设为导通状态的开关903的位置变更而受到影响，需要最少3个电抗电路102。另外，在以上的说明中，可变谐振器100a、可变谐振器100b的环状线路902的特性阻抗与输入输出线路、输入输出端口同样设为50Ω，但并不特别局限于此，是根据所要求的性能和特性等来决定的设计参数。

在以上的说明中使用了电容器代表电抗电路102，但取代电容器而使用电感、传输线路等电路元件、组合了多个这些元件中同种类的元件的电路、组合了多个这些元件中不同种类的元件的电路等的情况下，也能得到同样的效果。

图7表示与可变谐振器100a为同类结构且使用电感11作为电抗电路102时的可变谐振器100c。图8表示与可变谐振器100b为同类结构且使用电感11作为电抗电路102时的可变谐振器100d。在各个图中，为了使表示简洁，不图示开关903等。由图8中的虚线所包围的电感11a与图2所示的虚线β同样地，是将两个电感11合成为一个的元件，与其他的电感11相比，电感值为二分之一。与使用了电容器10的情况相比，使用电感时，谐振频率向高频端移动。例如图9表示图7所示可变谐振器100c的频率特性，通过将电感的电感值设定为5nH，谐振频率向0.34GHz的高频端移动，通过将电感值设定为1nH，谐振频率向1.15GHz的高频端移动。另外，图7中图示的位置x与图5中说明的相同。

这里，通过电容器或电感等电抗电路，可变谐振器的谐振频率从由环状线路的长度决定的谐振频率变化，对可变谐振器的大小带来的效果进行说明。

首先说明安装了电容性电抗电路例如电容器作为电抗电路的情况。作为可变谐振器100a的情况参照图5D时，在图示的例子中，如前所述，构成可变谐振器100a的环状线路902的周长L为5GHz下的1波长。因此，在不加入电容器的情况下其谐振频率为5GHz，但由于加入了1.0pF的电容器，所以该可变谐振器100a成为以3.6GHz作为谐振频率的可变谐振器100a(参照图5D的下端的曲线)。即，通过加入1.0pF的电容器，图5D所示的可变谐振器100a包括5GHz下的1波长为周长L的环状线路902，并且作为以3.6GHz作为谐振频率的可变谐振器动作。但是，在不加入电容器地构成以3.6GHz作为谐振频率的可变谐振器时，即可变谐振器900的结构的情况下，其环状线路902的周长L成为3.6GHz下的1波长。将该可变谐振器在电介质的厚度为0.5mm、介电常数为9.6的氧化铝基板上采用微带结构来制作时，可变谐振器900的环状线路902的周长L成为32mm。与此相比，在之前叙述的5GHz下的1波长的环状线路902和使用了1.0pF的电容器的可变谐振器100a中，相同条件下，其环状线路902的周长L约为23mm。因此，能够实现具有相同功能并且使周长缩短约1cm的可变谐振器，同时设环状线路902为正圆形时，其面积为不加入电容器时的大约二分之一。由此，在加入了电容器的情况下，能够实现具有相同功能且实现可变谐振器的小型化。

下面说明作为电抗电路加入了电感性电抗电路、例如电感的情况。在与图7相同的结构中，设环状线路902的长度为10GHz下的1波长。这时，在设电感的电感值为1nH时，谐振频率约为21GHz。即，图7所示的可变谐振器100c通过具有1nH的电感，可以作为具有10GHz下的1波长的周长L的环状线路902并且以21GHz作为谐振频率的可变谐振器来动作。但是，在不加入电感地构成以21GHz作为谐振频率的可变谐振器时，即可变谐振器900的结构的情况下，其环状线路902的周长L成为21GHz下的1波长。将该可变谐振器在电介质的厚度为0.5mm、介电常数为9.6的氧化铝基板上采用微带结构来制作时，可变谐振器900的环状线路902的周长L成为5mm。在此周长的环状线路902中使用10个开关903时，开关903需要设置在0.5mm宽度以下，有时会在制作技术上产生困难。与此相比，在之前叙述的10GHz下的1波长的环状线路902和使用了1nH的电感的可变谐振器100c中，其环状线路902的周长L约为12mm，所以若同样地使用10个开关903，则开关903设置在1.2mm宽度以下即可，与前者的情况相比设计条件大幅度地缓和而制作变得容易。

由此，通过选择设为ON状态的开关903，能够大幅度地变更带宽，同时线路902的周长被确定为能够在与各个电抗电路102的各个电抗值的相关下达到期望的谐振频率，因此通过适当地设计电抗电路102，能够以任意大小来制作可变谐振器。

图10表示与可变谐振器100a为同类结构且使用了传输线路作为电抗电路102时的可变谐振器100e。在图中，为了使表示简洁，未图示开关903等。

传输线路12的一端与线路902连接，传输线路12的另一端则开路。但是，使传输线路12的另一端开路不是必须的技术事项，例如也可以接地。

图11表示与可变谐振器100b为同类结构且使用了传输线路作为电抗电路102时的可变谐振器100f。

电抗电路102的结构与图10所示的可变谐振器100e相同。但是，图11所示的电抗电路102a，虽然其结构本身与电抗电路102相同，但将传输线路的特性阻抗设为Z/2。当然，也可以在电抗电路102a与线路902连接的部位上连接两个电抗电路102(参照图12)。

图13表示使用顶端开路传输线路12作为电抗电路102时的、图10所示的可变谐振器100e的频率特性。通孔906的位置x(接地的部位)设为x＝10°的位置。另外，设图10中图示的位置x与图5中说明的一样。在5GHz下相位为20°的长度的传输线路12中，谐振频率为4.79GHz，与没有传输线路12的情况相比，向低频端变化0.21GHz的量。在5GHz下相位为30°的长度的传输线路12中，谐振频率为4.69GHz，与没有传输线路12的情况相比，向低频端变化0.31GHz的量。这是因为在作为电抗电路102而加入的传输线路12和环状线路902的连接部位中，所加入的传输线路12的阻抗为电容性。该阻抗由传输线路12的长度、传输线路12的顶端的终端方式(开路、短路、或者连接任一个电抗元件等)来决定，这些是适当设定的设计参数。在将传输线路12用于电抗电路102时，也与之前叙述的电容器、电感的情况相同地，具有对可变谐振器的大小带来的效果。

在上述的可变谐振器100a和其同类结构中，输入输出线路7和可变谐振器100a的连接部分、即信号的供给点位于包含供给点的两个电抗电路102的中央，但也可以如图14所示地，将从中央偏离的位置作为信号的供给点。进一步说，也可以将环状线路902上的任意位置设定为供给点。但是，针对各个开关903的位置，作为设计事项，需要设定以能够得到期望的带宽变化量。此外，关于在上述的可变谐振器100b和其同类结构中的信号的供给点也同样地，可以如图15所示地将从中央偏离的位置作为信号的供给点，也可以将环状线路902上的任意位置设定为供给点。针对各个开关903的位置也同样地，作为设计事项，需要设定以能够得到期望的带宽变化量。

在上述的可变谐振器100a和其同类结构中，电抗电路102相对于环状线路902而电连接，但也可以如图16所示地构成，在电抗电路102并联连接到环状线路902的位置切断环状线路902，从而分割为多个片断(fragment)线路(图中相当于902a、902b、902c)，并在各个切换部位将电抗电路102串联地电连接到各个判断线路之间。

同样地，在上述的可变谐振器100b和其同类结构中，电抗电路102相对于环状线路902而电连接，但也可以如图17所示地构成，在电抗电路102并联连接到环状线路902的位置切断环状线路902，从而分割为多个片断线路(图中相当于902a、902b、902c)，并在各个切换部位将电抗电路102串联地电连接到各个片断线路之间。

在各个图中，在任何情况下，切断前的环状线路的周长都与切换后的各片断线路的长度之和相同。在图16所示的例子中，各个线路902a、902b、902c的线路长度相同，其合计与环状线路902的周长L相等。在图17所示的例子中，各个线路902b、902c的线路长度相同，各个线路902b、902c的线路长度的合计与线路902a的线路长度相同，各个线路902a、902b、902c的线路长度的合计与环状线路902的周长L相等。另外，在图16和图17中，以可变谐振器100a或可变谐振器100b的情况进行例示。

开关903以能够得到期望的带宽地设定对于线路902的连接位置，并且其连接位置即使在切断后的各个片断线路中也不改变。因此，在各个片断线路中，有时也会存在没有连接开关903的片断线路。

换一种看法，图16所示的可变谐振器由各个片断线路和各个电抗电路102构成环状的可变谐振器。即，这里设各个线路902a、902b、902c为通过在电抗电路102连接到环状线路902的位置上切断环状线路902所得到的线路，但一般来说，可以使用N个(N为满足N≥3的整数)线路，将这些环状配置，并在各个线路之间串联地电连接一个电抗电路102，从而形成环状的可变谐振器。另外，各个线路的线路长度，只要在1波长或其整数倍相当于各个线路的线路长的合计的谐振频率下电长度相等即可。在介质基板905的介电常数均匀的情况下，可以不以电长度而是以物理长度为基准来构成。

同样换一种看法，图17所示的各个可变谐振器由各个片断线路和各个电抗电路102构成环状的可变谐振器。若归纳该结构，则设M为4以上的偶数，使用M-1个线路和M个电抗电路102，设i为满足1≤i＜M/2的整数，在第i线路和第i+1线路之间串联连接一个电抗电路，在第M/2线路和第M/2+1线路之间串联连接两个串联连接的电抗电路，设i为满足M/2+1≤i＜M-1的整数，在第i线路和第i+1线路之间串联连接一个电抗电路，在第M-1线路和第1线路之间串联连接一个电抗电路，从而形成环状的可变谐振器。另外，各个线路的线路长，在1波长或其整数倍相当于各个线路的线路长的合计的谐振频率下，只要从在第1线路上任意决定的某个位置K至第1线路的第2线路侧的端部的电长度和第i线路(i为1≤i≤M/2的整数)的电长度相等，从位置K至上述第1线路的第M-1线路侧的端部的电长度和第i线路(i为M/2+1＜i≤M-1的整数)的电长度相等即可。在介质基板905的介电常数均匀的情况下，可以不以电长度而是以物理长度为基准来构成。

特别是在图17所示的采用了串联连接的结构的可变谐振器100b和其同类结构中，在虚线包围部分α中两个电抗电路102串联连接，将此置换为一个电抗电路102时，需要如该图的虚线包围部分β所示地，设为将电抗电路102的电抗值变为两倍的电抗电路102a。例如，将电抗电路102设为电容为C的电容器时，需要将电抗电路102a的电容器的电容值设为C/2，而在将电抗电路102设为电感值为I的电感时，需要将电抗电路102a的电感的电感值设为2I。

以下，在可以是可变谐振器100a或其同类结构或可变谐振器100b或其同类结构的任意一种的情况下，分配标号100而称为可变谐振器100。

图18表示使用两个上述的可变谐振器100(图18中例示了可变谐振器100a)，在将各个可变谐振器100作为分支电路与输入输出线路7连接的部位之间插入了作为可变相位电路的可变移相器700的可变带宽滤波器(可变带通滤波器)200。一般使用两个以上的谐振器，将相邻的谐振器之间用在谐振器的谐振频率下相位变化90°的线路(谐振频率中的四分之一波长的线路)连接，从而得到带通滤波器。另外，可变谐振器100之间优选用可变谐振器100的谐振频率中的四分之一波长的线路来连接，但不限于此。可是，在用四分之一波长以外或者其奇数倍的波长以外的长度的线路来连接时，如果可变谐振器100的特性不同，则通带会出现在从可变谐振器的谐振频率偏离的频带。这是因为在用四分之一波长或其奇数倍的线路来连接时，电路整体的谐振频率(中心频率)成为各个可变谐振器的谐振频率，相对于此，除此以外的情况下，由可变谐振器和输入输出线路构成的电路整体串联谐振的频率下，传输信号。基于这一原理，通过使用可变谐振器100和可变移相器700，实现可变带通滤波器200。此外，能够允许通带出现在从可变谐振器的谐振频率偏离的频带的情况下，通过使谐振器之间的相位变化，可以使通带中的特性变化，在此目的下也可以使用可变移相器。图18所示的例子中使用两个可变谐振器100构成了可变带通滤波器200，但可以使用两个以上的可变谐振器100来构成可变带通滤波器。这时，在各个可变谐振器100与输入输出线路7连接的部位之间插入可变移相器700即可。

另外，也可以设为在各个可变谐振器100与输入输出线路7连接的部位之间不插入可变移相器700，而用可变谐振器100的谐振频率中的四分之一波长的线路来连接的可变带宽滤波器。

图19-图25表示能够用于可变带通滤波器200的可变相位电路的例子。

[1]设r为2以上的整数，包括两个单刀r掷开关77，用两者的r掷侧端子从长度不同的r个传输线路18₁-18_r中选择同一个传输线路，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图19)。

[2]沿着传输线路18连接两个以上的可变电容器19，使与各个可变电容器19连接到传输线路18的端部相反侧的端部接地。通过将各个可变电容器19的电容值作为设计事项而适当地变更，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图20)。

[3]沿着传输线路18连接两个以上的开关20，将各个开关20的与连接到传输线路18的端部相反侧的端部连接到传输线路21。通过将各个开关20的导通状态作为设计事项而适当地变更，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图21)。

[4]将端口R₁、R₂之间的可变电容器19的电容值作为设计事项而适当地变更，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图22)。

[5]将可变电容器19作为分支电路连接到端口R₁、R₂之间的输入输出线路7，使可变电容器19的与连接到输入输出线路7的端部相反侧的端部接地。通过将可变电容器19的电容值作为设计事项而适当地变更，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图23)。

[6]将端口R₁、R₂之间的可变电感11的电感值作为设计事项而适当地变更，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图24)。

[7]将可变电感11连接到端口R₁、R₂之间的输入输出线路7，使可变电感11的与连接到输入输出线路7的端部相反侧的端部接地。通过将可变电感11的电感值作为设计事项而适当地变更，从而使端口R₁、R₂之间的信号相位可变(参照图25)。

图26表示使用两个上述的可变谐振器100(图26中例示了可变谐振器100a)，在各个可变谐振器100作为分支电路连接到输入输出线路7的部位之间、在一个可变谐振器100作为分支电路连接到输入输出线路7的部位和输入端口之间、以及在另一个可变谐振器100作为分支电路连接到输入输出线路7的部位和输出端口之间分别插入了可变阻抗变换电路600的可变带宽滤波器300。一般可以通过使用一个以上的谐振器，在谐振器和输入端口/输出端口之间、谐振器为多个时还在谐振器之间用J-变换器或K-变换器等可变阻抗变换电路来连接，从而构成滤波器。基于这一原理，通过使用可变谐振器100和可变阻抗变换电路600来实现可变带宽滤波器300。在图26所示的例子中，使用两个可变谐振器100构成了可变带宽滤波器300，但也可以使用两个以上的可变谐振器100来构成可变带宽滤波器300。这时，在各个可变谐振器100连接到输入输出线路7的部位之间插入可变阻抗变换电路600即可。

另外，在上述的各个可变带宽滤波器中使用两个以上的可变谐振器100，但可以使用一个可变谐振器100来构成可变带宽滤波器。使用一个可变谐振器100来构成可变带宽滤波器的情况例如图5A-F、图6A-C中例示的那样。即，将可变谐振器100作为分支电路电连接到作为传输线路的输入输出线路7即可。根据该结构，可以以包含谐振频率的带宽来传播信号，因此作为可变带宽滤波器来动作。

上述的可变带宽滤波器中将可变谐振器100连接到输入输出线路7的信号供给点为一处，是将可变谐振器100作为分支电路连接到输入输出线路7的结构。但是，如图27所示，也可以设为将可变谐振器100串联连接到输入输出线路7的可变带宽滤波器400的结构。图27表示使用可变谐振器100a作为可变谐振器100串联连接到输入输出线路7的例子，但也可以使用可变谐振器100b作为可变谐振器100(参照图30)。

图28和图29表示采用了这一结构的可变带宽滤波器400的频率特性。图28所示的可变带宽滤波器为将图27所示的使用可变谐振器100a时的可变带宽滤波器400的电抗电路102设为电容器的可变带宽滤波器。图29表示图28所示的可变带宽滤波器的频率特性。环状线路902的长度为5GHz下的1波长，输入输出线路7、环状线路902、输入输出端口的各个阻抗设为50Ω。从图29可知，通过将电容器的电容从0pF变更为0.5pF，可变带宽滤波器的中心频率向低频端移动。此外，可知在各个电容值下，即使变更处于导通状态的开关903的位置(图29中表示10°、20°、30°的例子)，也能够不改变中心频率地变更带宽。即，可知中心频率不因导通状态的开关903的位置变更而受到影响。另外，该说明中使用的可变谐振器的环状线路的特性阻抗与输入输出线路、输入输出端口同样是50Ω，但并不特别限定于此，是根据所要求的性能和特性而决定的设计参数。图30所示的可变带宽滤波器中，中心频率也不会因导通状态的开关903的位置变更而受到影响。

如上所述，可变谐振器100的电抗电路102的个数最少需要3个。从小型化的观点来看，认为电抗电路102的个数优选是尽量少的个数。但是，设为包括多个电抗电路102的结构也存在优点，以使用了电容器的情况为例进行说明。

参照图5A、图5B，在加入了电容为0.1pF的电容器的情况下，可知在相同条件下，加入的电容器的数量越多则谐振频率的变化越大。这意味着想要使谐振频率变化到同一值的情况下，加入的电容器数量越多，每一个的电容值可以越小。因此，在每当制作可变谐振器时难以将1个具有大容量的电容器加入到基板的情况下，存在能够通过代替设置多个电容较小的电容器来得到同等结果的可能性。可以说尤其在使用集成电路制作工艺那样的、善于一次制作多个同样器件的技术时，可以容易实现。

此外，说明通过电容器、电感、传输线路等的电抗电路102，可变谐振器100的谐振频率从由环状线路902的长度所决定的谐振频率变化所带来的效果。

制作不限于可变谐振器100的谐振器的基板的介电常数，其即使在相同材质且相同制作方法下，因制作时的诸多条件而在基板之间或同一基板内也不相同。所以，即使将相同尺寸的谐振器形成在基板上，也会产生各个谐振器的谐振频率各不相同的现象。因此，在使用了谐振器的一般的滤波器中有时需要进行调整作业。在使用了传输线路的谐振器中，一般通过削减其长度来进行调整，但在具有环状线路的谐振器中是不可能的。此外，一般也通过附加电容器等电抗元件来进行调整，但根据谐振器的设计环境，这样的调整方法也不是万能的。若是可在某一中心频率下仅大幅度地变更带宽的谐振器，则无法通过简单附加电抗元件来调整的情况较多。在这样的现状下，若是可变谐振器100则可享受有利的效果。例如在没有全部连接电抗电路102的情况下，设计为能够以设计值的谐振频率来谐振的可变谐振器100，与设计时使用的基板的介电常数相比实际的基板的介电常数低，从而导致以比设计谐振频率高的频率谐振的情况下，通过将具有适当的电抗值的电抗电路102连接到可变谐振器100，能够容易地调整为设计谐振频率。并且，在可变谐振器100中，处于导通状态的开关903的位置变更不会对谐振频率带来影响。

以下说明本发明实施方式的变形例。

对于可变谐振器100，从信号供给点开始沿着线路902，使设计谐振频率中的电长度π的w倍(w＝0、1、2、3、...)的位置的开关903设为ON状态，从而可以使信号供给点中的输入阻抗为0。因此，在使用可变谐振器100构成可变带宽滤波器的情况下，通过使设计谐振频率中的电长度π的w倍的位置的开关903设为ON状态，可以使该设计谐振频率的信号无法通过。另一方面，通过使上述位置的开关903设为OFF状态，可以使上述设计谐振频率的信号通过。因此，如果不是切断信号而是以使期望频率的信号通过为主要目的来构成可变带宽滤波器，说起来也不需要在设计谐振频率中的电长度π的整数倍的位置上设置开关903。作为一例，如图31所示，设线路902为圆形且其长度为设计谐振频率中的1波长的情况下，可以是信号供给点和关于线路902的中心O对称的位置R为电长度π的整数倍的位置，并在这两个位置不设置开关的结构。

在可变谐振器100中，从信号供给点开始沿着线路902，不使设计谐振频率中的电长度π的w倍的位置的开关903为ON状态的情况下，可以使信号供给点中的输入阻抗为∞，所以作为一例，如图32所示，即使使用电阻稍大的开关903，也能得到低插入损耗的特性。

因此，也可以采用积极地活用电阻的结构。例如，有如下情况，积极地活用电阻，以便在使用作为低电阻的切换器的开关35串联连接到接地导体904的情况、和经由比开关35的电阻要高的数Ω～数十Ω的电阻器70连接到接地导体904的情况进行切换(参照图33)。这时，通过经由数Ω～数十Ω的电阻器70，能够选择抑制因该电阻而受到影响的频带中的信号的传播的情况、和尽可能设为低电阻从而对因电阻而受到影响的频带附近的信号也进行传播的情况。

这里，表示了使用电阻器的情况，但不限于电阻器，例如可以使用能够例示可变电阻器、电感、可变电感、电容器、可变电容器、压电元件等的无源元件。

基于电场耦合或磁场耦合来实现可变谐振器100和传输线路30的电连接，从而可以构成可变带宽滤波器。图34例示通过电场耦合构成可变带宽滤波器401的情况，图35例示通过磁场耦合构成可变带宽滤波器402的情况。另外，在图34和图35中，作为可变谐振器100例示了可变谐振器100a。

图36A所示的可变带宽滤波器404由谐振频率相同的两个可变谐振器100和在各个可变谐振器与传输线路的输入输出线路7之间设置的开关33、开关34构成。图36B所示可变带宽滤波器405也与可变带宽滤波器404是相同的结构。但是，不同之处在于可变带宽滤波器404使用特性阻抗相同的两个可变谐振器，而可变带宽滤波器405使用特性阻抗不同的两个可变谐振器。这里为方便起见，将附加到可变谐振器的标号分别设为100X、100Y。

可变带宽滤波器404的情况下，可以选择通过开关33、34仅连接一个可变谐振器100X的情况、和连接两个可变谐振器100X的情况的两个状态，在各个状态下谐振频率相同，但频率特性不同。连接了两个可变谐振器100X的情况与连接了一个可变谐振器100X的情况相比，在从谐振频率偏离的频率下，信号的衰减量增大。这是因为可变谐振器100X的特性阻抗等价地变为一半的缘故。即，通过变更各个开关33、34的导通-截止状态，切换对于输入输出线路7的可变谐振器的特性阻抗，可以对应于两个状态来改变可变带宽滤波器404的频率特性。

可变带宽滤波器405的情况下，可以选择通过开关33、34仅连接可变谐振器X的情况、仅连接可变谐振器Y的情况、和连接两个可变谐振器的情况的三个状态，在各个状态下谐振频率相同，但频率特性不同。即，与可变带宽滤波器404的情况同样地，在可变带宽滤波器405中，通过变更各个开关33、34的导通-截止状态，切换对于输入输出线路7的可变谐振器的特性阻抗，可以对应于三个状态来改变可变带宽滤波器405的频率特性。

图27所示的可变带宽滤波器400表示使用了一个可变谐振器100的情况，但也可以如图37所示地设为串联连接多个可变谐振器100的结构，还可以如图38所示地设为将多个可变谐振器100中的一部分作为分支电路连接到输入输出线路7，并将剩余的可变谐振器100串联连接到输入输出线路7的结构。但是，在各个图中例示了可变谐振器为两个的情况。

到此为止表示的可变谐振器100全部是圆形，但不是特别限定为圆形的意思。本发明的重点是，[1]环状地构成可变谐振器(参照图1、图2、图16、图17)，[2]电连接到可变谐振器的电抗电路102的配置，而不在于线路902的形状。因此，若以特性阻抗相同的传输线路构成线路902，则可以是图39所示的椭圆形，也可以是图40所示的弓形。另外，在图39-图46的各个图中，省略了开关903和电抗电路102的图示。

图41A表示将具有圆形的环状线路902的可变谐振器连接到传输线路7的情况。图41B表示将具有椭圆形的环状线路902的可变谐振器连接到传输线路7的情况。

一般来说，图41B所示的结构能够比图41A所示的结构得到良好的插入损耗。在传输线路和环状线路之间产生磁场耦合的情况下，有时连接部位中的阻抗下降导致的输入信号的反射成为损失的主要原因。图41B所示的结构下能够得到良好的插入损耗是因为，将可变谐振器连接到传输线路，使得环状线路的形状即椭圆的长半径相对于传输线路7正交，从而传输线路7和环状线路902的磁场耦合减少。

此外，若允许多层构造，则也可以设为例如图42A所示的结构。从正面看图42的纸面，将眼前设为上层，朝向里面依次设为下层，则如图42B所示，上层配置有L字型的传输线路7a，其下层配置有可变谐振器，传输线路7a和可变谐振器的线路902在一部分(符号S)重叠(overlap)。此外，如图42C所示，再下一层配置有L字型的传输线路7b，传输线路7b和可变谐振器的线路902在一部分(符号S)重叠。在符号S表示的部分设置通孔，使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。

对于该多层构造的几种形态，使用图42A所示的视线方向的沿着XI-XI的截面图进一步说明。另外，该多层构造的平面图设为如图42A所示。此外，在各个截面图中，面向纸面的上侧设为上层，面向纸面的下侧设为下层。为了使截面结构显示简洁，未图示开关903等。

第1例的结构为，如图43A所示，最下层的接地导体904和其上层的介质基板905接触配置，并且介质基板905和其上层的传输线路7a接触配置。可变谐振器的环状线路902和传输线路7b被埋设固定在介质基板905中。环状线路902配置在传输线路7b的上层。然后，在符号S表示的部分设置通孔66，使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。通孔67例如用于外部对于开关903的操作，用于确保介质基板905中所埋设固定的环状线路902的开关903与介质基板外部的电连接，与介质基板905接触配置的最上层的导体330电连接。另外，在图43中，需要注意的是，未图示图47所示的通孔906或导体933等，通孔67并非与通孔906具有相同的目的和功能。

第2例的结构为，如图43B所示，最下层的接地导体904和其上层的介质基板905接触配置，并且介质基板905和其上层的环状线路902接触配置。传输线路7b被埋设固定在介质基板905中。传输线路7a配置在环状线路902的上层，通过支撑体199支撑。在图43B中，支撑体199介于传输线路7a与介质基板905之间，但并不限定于这样的结构，只要能达到支撑传输线路7a的目的，也可以采用其他的结构。支撑体199的材质可以根据支撑体199的配置结构而适当设计，在图43B的例中金属或电介质都可以。并且，在由符号S表示的部分中设置通孔66，从而使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。

第3例的结构为，如图43C所示，最下层的接地导体904和其上层的介质基板905接触配置，并且介质基板905和其上层的传输线路7b及导体331接触配置。环状线路902在传输线路7b及导体331的上层，通过支撑体199支撑。此外，传输线路7a配置在环状线路902的上层，通过介于传输线路7a与传输线路7b之间的支撑体198支撑。在图43C所示的结构中，支撑体198的材质为防止传输线路7a和传输线路7b的电连接而设为电介质。在环状线路902和介质基板905之间，对应于开关903的位置而配置有导体331及导体柱68。并且，在由符号S表示的部分中设置通孔66，从而使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。

第4例的结构为，如图43D所示，最下层的接地导体904和其上层的介质基板905接触配置，并且介质基板905和其上层的传输线路7b接触配置。介质基板905接触配置有其上层的环状线路902，介质基板905如图43D所示地具有阶梯结构，因此构成为传输线路7b及环状线路902都与介质基板905接触配置，与此同时环状线路902位于传输线路7b的上层。传输线路7a在环状线路902的上层，通过介于传输线路7a与传输线路7b之间的上述支撑体198所支撑。并且，在由符号S表示的部分中设置通孔66，从而使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。

第5例的结构为，如图43E所示，最下层的接地导体904和其上层的介质基板905接触配置，并且介质基板905和其上层的传输线路7a及环状线路902接触配置。传输线路7b被埋设固定在介质基板905中。传输线路7a及环状线路902可以像例如图41A或图41B等所示的结构那样一体形成，也可以作为不同的构件进行电性接合。并且，在由符号S表示的部分中设置通孔66，从而使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。

第6例的结构为，如图43F所示，最下层的接地导体904和其上层的介质基板905接触配置，并且介质基板905和其上层的传输线路7b及环状线路902接触配置。传输线路7b及环状线路902如上所述，可以一体形成，也可以作为不同的构件进行电性接合。传输线路7a位于环状线路902及传输线路7b的上层，通过介于传输线路7a与传输线路7b之间的上述支撑体198所支撑。并且，在由符号S表示的部分中设置通孔66，从而使传输线路7a、线路902、传输线路7b电连接。

此外，如图44A所示，也可以是在传输线路7的一部分设置弯曲部分(符号T)，并将该弯曲部分与可变谐振器的环状线路902连接的结构。这样，通过传输线路7与线路902的距离变大，可实现插入损耗的降低。

另外，鉴于包括了多个可变谐振器的电路结构的方便等，也可以是如图44B所示的可变谐振器与传输线路的连接结构。

在图44A及图44B中，作为将线路902与传输线路7一体形成或作为不同的构件而在同一层进行电性接合的结构来进行例示，但也可以如图42A所示地作为多层构造而构成。

此外，作为图44所示的连接结构的变形例，如图45所示，也可以采用将传输线路7的弯曲部分(符号T)与成为泪滴型的可变谐振器的线路902的弯曲部分(符号U)进行连接的结构。

图45所示的结构相比图44所示的结构能够得到良好的插入损耗。这是因为，传输线路7与可变谐振器的线路902的位置关系更加分离，并且在传输线路7与线路902的连接部位的附近，在图45所示的结构的情况下与传输线路7大致平行的线路部分在线路902中几乎不存在，因此磁场耦合更加难以产生的缘故。因此，虽然在图45中采用了泪滴型的线路902，但并不限定于这样的形状，只要是能够使磁场耦合难以产生的传输线路7与线路902的连接结构即可。

此外，到此为止的实施方式是使用微带线路构造来表示，但并不限定于这样的线路构造，也可以使用共面波导等其他的线路构造。

图46例示共面波导的情况。在介质基板的同一面上配置有接地导体1010和接地导体1020，在它们的间隙配置有可变谐振器所连接的传输线路7。此外，在可变谐振器的线路902的内侧，与线路902非接触地配置有接地导体1030。为了使电位相等，接地导体1020与接地导体1030通过架设空中桥梁(air bridge)95而电连接。另外，空中桥梁95在共面波导的情况下不是必须的结构要素，例如也可以是如下结构，在与接地导体1010或传输线路7等所配置的介质基板的面相反侧的面上配置背面接地导体(未图示)，通过将接地导体1030与背面接地导体经由通孔电连接，将接地导体1020与背面接地导体经由通孔电连接，从而使接地导体1020与1030的电位相等。

Claims (14)

1.一种可变谐振器，包括：

线路单元，由一个或多个线路以环状构成；

接地导体；

至少两个开关；以及

至少三个电抗电路，

各个上述开关，其一端分别电连接到上述线路单元的不同部位，其另一端电连接到上述接地导体，可对上述接地导体和上述线路单元的电连接/非电连接进行切换，

上述线路单元具有根据各个上述电抗电路的各个电抗值而决定的、相当于谐振频率下的1波长或者其整数倍的线路长度，

各个上述电抗电路以基于谐振频率下的电长度的规定间隔电连接到上述线路单元。

2.如权利要求1所述的可变谐振器，其中，

上述线路单元为一个环状线路，

各个上述电抗电路沿着上述环状线路的圆周方向，作为分支电路而电连接到上述环状线路。

3.如权利要求2所述的可变谐振器，其中，

各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，以等电长度间隔连接到上述环状线路。

4.如权利要求2所述的可变谐振器，其中，

设M为4以上的偶数，上述电抗电路的总数为M个，

各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，

M/2-1个上述电抗电路分别除了在位置K1和位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以顺时针方向且等电长度间隔地分割从上述环状线路上任意决定的上述位置K1至相当于上述环状线路的一周的电长度的一半的上述位置K2的区间，

M/2-1个上述电抗电路分别除了在上述位置K1和上述位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以逆时针方向且等电长度间隔地分割从上述位置K1至上述位置K2的区间，

两个上述电抗电路连接到上述环状线路的上述位置K2。

5.如权利要求2所述的可变谐振器，其中，

设M为4以上的偶数，上述电抗电路的总数为M-1个，

上述电抗电路中M-2个的各个电抗电路，即第1电抗电路分别具有相同的电抗值，剩下的一个电抗电路，即第2电抗电路具有各个上述第1电抗电路的电抗值的一半的值，

M/2-1个上述第1电抗电路分别除了在位置K1和位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以顺时针方向且等电长度间隔地分割从上述环状线路上任意决定的上述位置K1至相当于上述环状线路的一周的电长度的一半的上述位置K2的区间，

M/2-1个上述第1电抗电路分别除了在上述位置K1和上述位置K2之外，连接到上述环状线路，使得以逆时针方向且等电长度间隔地分割从上述位置K1至上述位置K2的区间，

上述第2电抗电路连接到上述环状线路的上述位置K2。

6.如权利要求1所述的可变谐振器，其中，

上述线路单元至少由三个线路构成，

各个上述开关，其一端分别电连接到上述线路中任意一个的不同部位，其另一端电连接到上述接地导体，可对上述接地导体和上述线路的电连接/非电连接进行切换，

各个上述线路的线路长度的合计对应于各个上述电抗电路的各个电抗值，相当于谐振频率下的1波长或者其整数倍，

各个上述线路在上述谐振频率下具有规定的电长度，

在各个上述线路之间串联地电连接了至少一个上述电抗电路。

7.如权利要求6所述的可变谐振器，其中，

设N为3以上的整数，上述线路的总数为N个，上述电抗电路的总数为N个，

各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，

各个上述线路具有相等的电长度，

在各个上述线路之间连接了一个上述电抗电路。

8.如权利要求6所述的可变谐振器，其中，

设M为4以上的偶数，上述线路的总数为M-1个，上述电抗电路的总数为M个，

各个上述电抗电路分别具有相同的电抗值，

设i为满足1≤i＜M/2的整数，在第i线路和第i+1线路之间连接了一个上述电抗电路，

在第M/2线路和第M/2+1线路之间连接了串联连接的两个上述电抗电路，

设j为满足M/2+1≤j＜M-1的整数，在第j线路和第j+1线路之间连接了一个上述电抗电路，

在第M-1线路和第1线路之间连接了一个上述电抗电路，

从在上述第1线路上任意决定的某个位置K至上述第1线路的第2线路侧的端部的电长度与第g线路的电长度相等，其中g为1≤g≤M/2的整数，

从上述位置K至上述第1线路的上述第M-1线路侧的端部的电长度与第h线路的电长度相等，其中h为M/2+1≤h≤M-1的整数。

9.如权利要求6所述的可变谐振器，其中，

设M为4以上的偶数，上述线路的总数为M-1个，上述电抗电路的总数为M-1个，

上述电抗电路中M-2个的各个电抗电路，即第1电抗电路分别具有相同的电抗值，剩下的一个电抗电路，即第2电抗电路具有各个上述第1电抗电路的电抗值的两倍的值，

设i为满足1≤i＜M/2的整数，在第i线路和第i+1线路之间连接了一个上述第1电抗电路，

在第M/2线路和第M/2+1线路之间连接了上述第2电抗电路，

设j为满足M/2+1≤j＜M-1的整数，在第j线路和第j+1线路之间连接了一个上述第1电抗电路，

在第M-1线路和第1线路之间连接了一个上述第1电抗电路，

从在上述第1线路上任意决定的某个位置K至上述第1线路的第2线路侧的端部的电长度与第g线路的电长度相等，其中g为1≤g≤M/2的整数，

从上述位置K至上述第1线路的上述第M-1线路侧的端部的电长度与第h线路的电长度相等，其中i为M/2+1≤h≤M-1的整数。

10.如权利要求1至9的任一项所述的可变谐振器，其中，

通过各个上述开关中的任意一个，上述接地导体和上述线路单元被电连接。

11.一种可变带宽滤波器，包括：

至少一个权利要求1所述的可变谐振器；以及

传输线路，

上述可变谐振器和上述传输线路电连接。

12.如权利要求11所述的可变带宽滤波器，其中，

至少包含两个上述可变谐振器，

各个上述可变谐振器作为分支电路在同一耦合部位通过开关，即第2开关连接到上述传输线路，

通过所选择的上述第2开关，各个可变谐振器的全部或者一部分与上述传输线路被电连接。

13.一种电路装置，包括：

权利要求1所述的一个可变谐振器；以及

具有弯曲部分的传输线路T，

上述传输线路T的弯曲部分和上述可变谐振器电连接。

14.如权利要求13所述的电路装置，其中，

上述传输线路T的弯曲部分和上述可变谐振器电连接的部位与其附近的上述可变谐振器，与上述传输线路T并非大致平行。

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