JP4155576B2

JP4155576B2 - リングフィルタ及びそれを用いた広帯域の帯域通過フィルタ

Info

Publication number: JP4155576B2
Application number: JP2004109081A
Authority: JP
Inventors: 等石田; 純道荒木
Original assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2004-04-01
Filing date: 2004-04-01
Publication date: 2008-09-24
Anticipated expiration: 2024-04-01
Also published as: JP2005295316A

Description

本発明は、リングフィルタ及びそれを用いた広帯域の帯域通過フィルタに関し、詳しくはリング共振器の開放スタブ端にチップコンデンサあるいは可変容量ダイオードを一つ設けた、マイクロストリップ線路で実現されたリングフィルタ及びそれを複数個縦続接続した広帯域の帯域通過フィルタに関する。

2002年2月米国連邦通信委員会（Federal Communication Commission：FCC）がUltra Wideband（UWB）として3.1〜10.6GHzの周波数帯域を公衆無線通信に免許不要で開放した。このことにともない、アメリカ・ヨーロッパ・日本で、UWB技術を近距離無線通信に応用する技術が開発されつつある。
図１はＦＣＣのスペクトルマスク（米国内でのUWB利用に対する規制）を示す図であるが、このスペクトル内で既に無線通信を利用しているユーザを保護するため、UWBの送信出力には制限が設けられている。UWBで信号を送信する際は、電力スペクトル密度を-41dBm/MHz以下に抑制する必要がある（Part15 Limit）。そして、帯域外抑圧レベルは約20dB、特にGPS Band（1.6GHz帯）に対しては35dBが必要である。
従って、このスペクトルマスクを満足させるためには、広帯域帯域通過フィルタが必要となる。

本願発明者らは、すでに新しいリングフィルタ構造を提案し、小型で低損失かつ一定群遅延のUWB帯域通過フィルタを開発した（特許文献１参照）。
図２に本発明者らが開発したリングフィルタを示す。このリングフィルタは、50Ωの伝送線路（６，７）に直結したリング部１と開放スタブ５で構成される。図２に示したθは電気長であり、θ＝λ／４である。各部の特性インピーダンスは、リング上部がＺ_１、リング下部Ｚ_２、開放スタブＺ_３、50Ω伝送線路Ｚ_０で表される。
このリングフィルタは、通過中心周波数に対し対称な位置に急峻な減衰極周波数が２つできる。これら減衰極周波数は、リングフィルタを構成する各部の特性インピーダンスを適切に選ぶことで、減衰極を所望の周波数に設定できるという特長がある（特許文献１参照）。
図３は、図２の開放スタブ付きのリングフィルタを５個縦続接続して構成した広帯域なUWB帯域通過フィルタの実施例である。減衰極がそれぞれ異なるので、縦続接続することにより全体として阻止周波数の領域を広げることができる。
図３において、Ｚ_１＝54.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝21.6Ω、Ｚ_４＝15.6Ω、Ｚ_５＝11.7Ω、Ｚ_６＝9.1Ω、Ｚ_７＝7.6Ωとした場合の帯域通過フィルタの高周波特性は、図４に示す通りである。図４（ａ）において、Ｓ_２１が通過特性で、Ｓ_１１が反射特性である。ほぼ平坦な通過帯域を持ち、比帯域は約８３％である。また、阻止帯域も拡大されていることが分かる。なお、群遅延特性は図４（ｂ）に示すように、6.5GHz±2.5GHzにおいてほぼ一定である。また、このUWB帯域通過フィルタの最も広い減衰極周波数は2GHzと11GHzである。また、前記UWB帯域通過フィルタは、通過帯域内で0.5dB程度の挿入損失、0.6nsecの群遅延特性を有している。
図２のリングフィルタにおいて2GHzと11GHzの減衰極周波数を実現するためは、Ｚ_１＝54.3Ω、Ｚ_２＝90Ωとすると、開放スタブの特性インピーダンスＺ_３を7.6Ωと極めて小さな値にする必要がある。
この様に、リングフィルタは、小型で低損失かつ一定群遅延特性を持つが、減衰極周波数間隔を極端に広く設定すると、開放スタブの特性インピーダンスを著しく小さくする必要があり、マイクロストリップ線路では実現できない場合が生じる。

ところで、上記リングフィルタは、本質的には、特定の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させるという帯域阻止フィルタであるから、ある特定周波数（これを減衰極周波数という。）及びその前後の狭い範囲の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させてしまうという性質を持っているため、これを帯域通過フィルタとして利用した場合は、広帯域な帯域通過フィルタとなり得るものの、帯域阻止フィルタは通過を阻止する周波数帯域が狭いため、通過させたくない周波数の信号まで通過させてしまうという問題がある。特に、直流成分を除去する必要がある場合には使用できないという問題があった。
そこで、本願発明者らは、前記開放スタブを接地して短絡スタブとすることにより、直流成分を除去できるリングフィルタ及びそれらを用いた帯域通過フィルタを提案した（特許文献２参照。）。
特願２００３−１４４２９７号明細書ＰＣＴ／ＪＰ２００４／００１９６３明細書

そこで、開放スタブの特性インピーダンスを程々の値（つまり、マイクロストリップ線路で容易に実現可能な値）にしたまま、阻止帯域を広げる（つまり、周波数がゼロに近い周波数までの広い範囲の減衰極周波数を実現すること。）ことができるリングフィルタ及びそれを用いた帯域通過フィルタが求められている。
本発明はかかる事情に鑑み為されたものであり、本発明は、比帯域を自由に変えられ、広帯域特性を実現し、挿入損失が小さく、通過域が平坦、一定の群遅延特性、急峻な減衰が得られる高周波リングフィルタを提供し、現在進められているソフトウェア無線・広帯域通信用帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタを実現することを目的とする。

本発明は、リングフィルタに関し、本発明の上記目的は、線路の電気長が通過中心周波数の一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を容量性負荷を介して接地したことを特徴とするリングフィルタによって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記容量性負荷に並列にインダクタを接続したことを特徴とする前記リングフィルタによって、一層効果的に達成される。
さらに、本発明は前記リングフィルタを用いた広帯域の帯域通過フィルタに関し、本発明の上記目的は、前記リングフィルタを複数個縦続接続するとともに、該接続される各リングフィルタの減衰極周波数がそれぞれ異なるように前記容量性負荷の静電容量の値が選択されることを特徴とする帯域通過フィルタによって達成される。

本発明に係るリングフィルタによれば、開放スタブの先端に可変容量ダイオードを装荷することにより、開放スタブの特性インピーダンスを著しく小さくせずに、リングフィルタの減衰極周波数の可変範囲を従来の10％程度から40％程度まで広げることが可能となる。また、本発明に係るリングフィルタによれば、リングフィルタの特性インピーダンスを変えずに、容量値のみを変えて短絡スタブから開放スタブの特性までを実現できる。
さらには、容量性負荷として可変容量ダイオードを用いた場合は、阻止周波数を外部からの電圧によりコントロールできるという利点がある。

図５は帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第１の発明の実施例を示す模式図であり、図２に示した従来のリングフィルタの開放スタブ端に容量性負荷６を接続し、接地した構造になっている。
図５において、１は通過周波数での電気長が１波長（λ）のマイクロストリップ線路で実現されたリング共振器であり、このリング共振器の周上に入力端子２と出力端子３が、電気長でλ／２離れた位置に設けられ、また、前記リング周上で前記入力端子２から電気長でλ／４離れた位置４に電気長でλ／４の長さの開放スタブ５が接続され、さらに、前記開放スタブ５の端が容量性負荷６を介して接地されている。
なお、前記容量性負荷６は静電容量が可変できる可変容量ダイオードが最適であるが、静電容量が固定のチップコンデンサでもよいことはいうまでもない。

図６は、Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω、容量性負荷６の静電容量が10pFの場合のリングフィルタの高周波特性の実測値を示すものである。
図６の測定結果から、低域の減衰極周波数は0.84GHzであった。もし減衰極周波数0.84GHzを、開放スタブリングフィルタ（Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω）で実現しようとすれば、Ｚ_３＝1.13Ωとなり、マイクロストリップ線路では実現が困難である。
図７は従来型の短絡スタブ（前記特許文献２における第１５図参照）リングフィルタ（Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω）のシミュレーション結果を示す図であるが、図６における結果と比較すると分かるように、図５のリングフィルタにおける負荷の静電容量を10pFにした場合は、短絡スタブの特性に近いものとなる。

図８は、Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ωのリングフィルタに、静電容量が0.1pFの容量性負荷６を付けたリングフィルタの高周波特性の実測値を示すものである。
図８の実測結果から、リングフィルタの容量性負荷の静電容量を0.1pFにしても、通過帯域は平坦で挿入損失も少なく、減衰極は急峻であることが分かる。
図９は従来型の開放スタブ（図２参照）リングフィルタ（Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω）のシミュレーション結果を示す図であるが、図８における結果と比較すると分かるように、図５のリングフィルタにおける容量性負荷の静電容量を0.1pFにした場合は、開放スタブの特性に近いものとなる。
以上の結果から、リングフィルタの開放スタブ端に容量性の負荷を設けて接地することにより、リングフィルタの特性インピーダンスを変えずに、負荷の静電容量のみを変えることにより、開放スタブから短絡スタブまでの幅広い特性が得られることが分かった。

図１０は、上記容量性負荷６の静電容量と減衰極周波数（共振周波数）との関係を示すグラフ（×印が実測値である。）であり、容量性負荷６の静電容量を変えることによって減衰極周波数を任意にコントロールできることが分かる。
また、図１１は上記容量性負荷６として可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を用いた場合の逆バイアス電圧と減衰極周波数（共振周波数）との関係を示すグラフ（●印が実測値である。）であり、バラクタダイオードの逆バイアス電圧を変えることによって減衰極周波数を任意にコントロールできることが分かる。

次に、図１２は帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第２の発明の実施例を示す模式図であり、図５に示したリングフィルタの第１の発明の実施例における開放スタブ端に容量性負荷６と並列にインダクタ７を接続した構造になっている。インダクタとしては、チップインダクタを利用することができる。
図１３は、図１２のリングフィルタにおいて、Ｚ１＝50Ω、Ｚ２＝90Ω、Ｚ３＝25Ω、設計中心周波数6.5GHz、インダクタ７のインダクタンスを0.7nH（固定）とし、容量性負荷６の静電容量を0.2pFから2.0pFまで0.2pF刻みで１０通り変化させたときの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。つまり、１０種類の違う静電容量を持つ図５のリングフィルタを図３のように縦続接続して出来る帯域通過フィルタの通過特性シミュレーションと等価なものである。
また、図１４は、図１２のリングフィルタにおいて、Ｚ１＝50Ω、Ｚ２＝90Ω、Ｚ３＝25Ω、設計中心周波数6.5GHz、インダクタ７のインダクタンスを2.0nH（固定）とし、容量性負荷６の静電容量を0.2pFから2.0pFまで0.2pF刻みで１０通り変化させたときの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。
この第２の発明に係るリングフィルタは、第１の発明に係るリングフィルタと比べて、通過域においてリップルが発生しないという特長を持つ。その他、挿入損失が小さく、通過域が平坦、一定の群遅延特性、急峻な減衰が得られるという特長は第１の発明のリングフィルタと同様である。
図１３と図１４を比較すると、インダクタ７のインダクタンスを0.7nHから2.0nHに変えると、高い側の減衰極周波数はさほど変化しないが、低い側の減衰極周波数が全体的に左側（低い方）に大きくシフトしているのが分かる。これは、インダクタ７のインダクタンスを大きくすると、通過帯域が広がるとともに阻止帯域も広がることを意味する。従って、例えば低い周波数（１〜３GHｚなど）を阻止する必要がある場合には、有効な手段となり得る。
上述のリングフィルタを複数個縦続接続し、各リングフィルタの減衰極周波数をそれぞれ異なるように容量性負荷６の静電容量を設定（若しくは、バラクタダイオードの逆バイアス電圧を設定）すれば、広帯域の帯域通過フィルタを実現することができる。また、必要に応じて容量性負荷６に並列接続するインダクタ７のインダクタンスを適当に設定することにより、通過帯域や阻止帯域を調整することが可能となる。

ＦＣＣのスペクトルマスク（米国内でのUWB利用に対する規制）を示す図である。帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの従来例を示す図である。図２の開放スタブ付きのリングフィルタを５個縦続接続して構成した広帯域なUWB帯域通過フィルタの実施例である。図３の帯域通過フィルタの高周波特性を示す図である。帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第１の発明の実施例を示す模式図である。Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω、容量性負荷の静電容量が10pFの場合のリングフィルタの高周波特性の実測値を示すものである。従来型の短絡スタブリングフィルタ（Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω）のシミュレーション結果を示す図である。Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω、容量性負荷の静電容量が0.1pFの場合のリングフィルタの高周波特性の実測値を示すものである。図２の開放スタブリングフィルタ（Ｚ_１＝62.3Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝50Ω）のシミュレーション結果を示す図である。容量性負荷の静電容量と減衰極周波数（共振周波数）との関係を示すグラフ（×印が実測値である。）である。容量性負荷として可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を用いた場合の逆バイアス電圧と減衰極周波数（共振周波数）との関係を示すグラフ（●印が実測値である。）である。帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第２の発明の実施例を示す模式図である。図１２のリングフィルタにおいて、Ｚ_１＝50Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝25Ω、設計中心周波数6.5GHz、インダクタのインダクタンスを0.7nH（固定）とし、容量性負荷の静電容量を0.2pFから2.0pFまで0.2pF刻みで変化させたときの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図１２のリングフィルタにおいて、Ｚ_１＝50Ω、Ｚ_２＝90Ω、Ｚ_３＝25Ω、設計中心周波数6.5GHz、インダクタのインダクタンスを2.0nH（固定）とし、容量性負荷の静電容量を0.2pFから2.0pFまで0.2pF刻みで変化させたときの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。

Claims

線路の電気長が通過中心周波数の一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を容量性負荷を介して接地したことを特徴とするリングフィルタ。
前記容量性負荷がチップコンデンサである、請求項１に記載のリングフィルタ。
前記容量性負荷が可変容量ダイオードである、請求項１に記載のリングフィルタ。
前記容量性負荷に並列にインダクタを接続したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のリングフィルタ。
前記インダクタが、チップインダクタであることを特徴とする請求項４に記載のリングフィルタ。
請求項１乃至３のいずれかに記載のリングフィルタを複数個縦続接続するとともに、該接続される各リングフィルタの減衰極周波数がそれぞれ異なるように前記容量性負荷の静電容量の値が選択されることを特徴とする帯域通過フィルタ。
請求項４又は５に記載のリングフィルタを複数個縦続接続するとともに、該接続される各リングフィルタの減衰極周波数がそれぞれ異なるように前記容量性負荷の静電容量の値が選択されることを特徴とする帯域通過フィルタ。
前記インダクタのインダクタンスを適宜調整することにより、通過帯域及び阻止帯域が調整可能であることを特徴とする請求項７に記載の帯域通過フィルタ。