CN101231192A - 用于数字化模拟量的方法、数字化装置及电磁辐射探测器 - Google Patents

Abstract

本发明的方法用于数字化从电磁辐射探测器发出的模拟量，该探测器包括并置的单元传感器的阵列，该方法包括对阵列的每一行或每一列：利用积分器级在第一时间间隔内进行模拟量的第一积分阶段；通过比较器级控制第一积分阶段的中断；通过二进制计数器和存储器元件将积分的模拟量转换成第一数值；以代表最高有效位的第一二进制数的形式存储第一数值；通过模数转换器将得到的第一数值转换成模拟信号；从待被数字化的所述模拟量减去模拟信号；以代表第一数值的增益放大从该减法得到的信号；利用积分器级完成第二积分阶段，以产生第二数值并且形成代表最低有效位的第二二进制数；将第一数值和第二数值相加以形成表示待被积分的模拟量的数。

Description

用于数字化模拟量的方法、数字化装置及电磁辐射探测器

技术领域

本发明涉及用于实现模拟量到数字信号的转换的方法，所述模拟量特别地由电磁辐射探测器产生。本发明还涉及用于实现所述转换的装置。

因此，本发明更具体地涉及电磁辐射探测器领域，且涉及电磁辐射探测器的读出电路的构造和运行。

背景技术

以就其本身而言公知的方式，电磁辐射探测器由多个并列设置的单元传感器构成，以便形成具有若干行和列的阵列。入射的电磁辐射与这些单元传感器(也称为像素)的相互作用产生与入射辐射的能通量相对应的电量的变化。

微测辐射热计红外成像视网膜是这种探测器的一个具体例子。在此情况下，探测器的操作类似对热辐射敏感的热敏电阻，所述热辐射由设置在单元传感器处的读出电路对在给定时间段内流经给定的偏置电压作用下的探测器的电流进行积分测量而得到。

积分电荷由此形成模拟信号或模拟量。为了简化与读出电路外部的电子设备的电接口，这些模拟量被转换成数字信号，以便重新构造表示观察的景象的二维图像。

已知的是，探测器的性能，由此其输送的数据的质量(例如数字图像)，特别依赖于表示入射辐射和单元传感器之间的相互作用的模拟量到数字信号的转换特性。根据现有技术，基本已知将模拟量转换成数字信号的可为读出电路应用的三个原理。

首先，对于存在的探测器，单个转换装置或转换器相继地将由构成阵列的每个传感器传送的模拟数据数字化。通常，对这些传感器的读取通过扫描行然后扫描列顺序地进行。在此情况下，持续时间或模数转换时间最多等于探测阵列的单元传感器的读出时间。

根据第二转换原理，探测器的每列都配备有转换装置。那么模数转换时间最多等于探测器的行的读出时间。

根据第三转换原理，探测器的每个传感器都配备有这种转换装置。那么模数转换时间最多等于阵列的所有传感器的累积的读出时间。

在这些不同的方案中，转换原理(由此转换装置和方法)的选择可根据诸如转换装置的转换时间、其分辨率、其尺寸、其功耗等的标准进行。

尤其是，在第二解决方案中，其中阵列的每列都具有它自己的转换装置，其尺寸必须减小到两个相邻像素列之间的重复步长，而在第三种情况下，该尺寸必须在两维上都减小到基本像素的重复步长。重复步长实际上是两个相邻传感器之间的距离且通常与最终数字图像的像素尺寸对应。

此外，当在相同的电路上使用多个高分辨率转换装置时，每个转换装置都可能对由相邻转换装置产生的电干扰敏感。实际上，转换器的分辨率越高，则与两个连续数字值对应的电压差就越小，结果，它对外部干扰就越敏感。此敏感度具体地是由于转换装置的构造造成的，所述转换装置不是电独立的，相反，它们共享相同的基板和相同的框架或相同的电源。

另一方面，必须限定对转换装置的体系构造的选择(即电子元件的数量、定位和布置)，以便使读出电路的总功耗最小化。实际上，除了红外成像与板上电子系统有关系(其中，能量存储是非常重要的要求)之外，限制焦平面的消散也是重要的，因为探测器阵列固有地对热环境敏感。

在现有技术转换器的体系构造中执行的转换原理中，可能会提及称为“电压时间转换”的原理。此方法在于求模拟量电压对时间的积分，直到其到达基准值。当到达该基准值时积分被中断，并且标记实际积分阶段的结束。在积分由传统单斜坡单斜率(single ramp simple slope)积分器阵列完成的情况下，此模拟量到达基准值花费的时间与此模拟量的值成正比。

实际上，由于积分器组件具有单个斜率，因此模拟量随积分时间的变化是线性的。由此，以本身公知的方式，完全可以使用计数时间周期的个数来测量积分时间，以转换此模拟量的值，即将模拟量的值数字化。由此，对由参考时钟传送的测量该持续时间的脉冲数量的简单计数可直接提供积分模拟量的数值。

为了确定计数的结束，一差分构造将模拟量与基准值进行比较；当它们的差被消除且改变符号时，该比较器传送一信号用于固定计数器的当前数字值并且由此确定模拟量的值。

在实践中且以本身公知的方式，当计数器从参考时钟接收到脉冲时，它将二进制数增加一个单位。结果，计数器的位数必然依赖于转换装置要求的分辨率，即用于对最大模拟量取样的量化步长的个数。

由此，对于使用2^N个量化步长对待被积分的模拟量取样的转换装置，计数器必须包括N个计数位。此转换器进行的模拟量的转换时间在零与最大值2^N/f_h之间，其中f_h是时钟频率。由此，如果P代表在模拟量到达比较器级的基准值之前时钟传送的脉冲数，则P等于信号的数字值且信号转换时间等于P/f_h。

然而，这种转换方法的缺点在于有可能限制模数转换器的性能。由此，为了增加其分辨率和/或降低其转换时间，必须使用较高频率的时钟传送脉冲。实际上，一方面，对于最大时钟频率存在技术上的限制，另一方面，已知的是转换器的功耗随着此频率增加且可能对于某些应用变得过大。

为了解决此问题，现有技术的一个方案在于增加转换器的积分斜率的数量，由此在于设计单斜坡、多斜率的转换装置。由此，在单斜坡、双斜率的转换装置的情况下，第一积分斜率用于限定与具有高量化步长的输入模拟量的值对应的数P。相反，第二斜率用于利用细量化步长转换由输入模拟量和与数P精确对应的高模拟值之间的差定义的差数。所述差数或剩余数对应于低模拟量。

通常，对被编码为称作“最高有效”位的第一数值和被编码为称作“最低有效”位的第二数值之间做出区分。由于语言的误用，在数字化步骤之后以相同的方式将积分模拟量标记为表示这些积分模拟量的数值(位)(最高有效和最低有效)。在本专利的上下文中，数值是指由“0”和“1”构成的二进制数。

由此，转换器上的位数N被分成两个“子数”，即，与最高有效位对应的标记为N_MSB(MSB表示“最高有效位”)的数，和与最低有效位对应的标记为N_LSB(LSB表示“最低有效位”)的数。根据定义，两个数N_MSB和N_LSB的和为N，即转换器装置具有的总位数。

以本身公知的方式，两斜率积分方法用于减少探测器的转换时间。实际上，依赖于待被积分的模拟量的值，此时间在零与最大时间(2^NMSB+2^NLSB)/f_h之间变化。因此，此时间必然比单斜坡转换装置所需的最大时间2^N/f_h短。

图1示出了现有技术中单斜坡、双斜率转换方法的曲线图。在此曲线图中，x轴表示时间t，而y轴表示输出电压Vs，即，在由积分器电路进行处理期间的由传感器和辐射之间的相互作用产生的模拟量。

根据这种单斜坡双斜率转换方法，曲线101示出了进入积分器电路的输入电压V_E的积分。曲线101包括称为高的斜率102和称为低的斜率103。在本专利的上下文中，“高”是指其斜率系数具有高绝对值的斜率，而“低”是指其斜率系数具有低绝对值的斜率。由此，高斜率102代表最高有效位(高模拟量)的积分阶段，而低斜率103代表最低有效位(低模拟量)的积分阶段。

根据定义，每个积分阶段发生在由两个瞬间限定的时间间隔期间，所述两个瞬间分别形成所述时间间隔的下界限和上界限。当积分电压V_E超过基准值V_ref，即当积分电压VE和基准值V_ref之间的差被消除时，第一积分阶段t₀-t₁(高斜率102)与时钟频率f_h同步地被中断。因此此条件定义了第一积分阶段t₀-t₁的时间间隔的上界限t₁。

根据此转换方法，在第一积分阶段结束时开始第二积分阶段(低斜率103)。换言之，第二时间间隔t₁-t₂的下部界限t₁与第一时间间隔t₀-t₁的上部界限t₁基本融合。然后，当在两个积分阶段期间内积分的电压的和超过输入电压V_E的值时，此第二积分阶段被中断。

如上所述，通过由参考时钟(未示出)发出的脉冲数来测量时间。由于曲线102和103是线段，因此时钟脉冲代表积分电压的同样多的量化步长，从而代表积分电压本身。因此，其名称归结为“电压时间”模拟数字转换方法。

根据此方法，每个斜率，高斜率102或低斜率103，用于对分别代表最高有效位(MSB)和最低有效位(LSB)的位数编码。这些位数由此用于将表示所观察的景象的图像重新构造为二进制数字量。由此，可以以至少12位的分辨率和60μs的转换时间将模拟量转换为数字信号。

实际上，此转换时间与传统上由320×240行构成的探测器的60个图像每秒的扫描兼容。相反，单斜率“电压时间”转换方法将造成对于这种分辨率而言太长的转换时间。在本文中，转换器的分辨率是指转换器区分两个相邻的积分电压的能力。此分辨率特别地是根据探测器所期望的应用来选择。显然，选择的分辨率越高，模数转换时间就越长。

实际上，分辨率不依赖于待被积分的量的量化。以本身公知的方式，此量化步长的值为探测器的动态范围除以2^N(数字2的N次幂，N为对该动态范围的最大值编码的位数)。

实践中，为了完成此转换方法，阵列探测器的每列都配备有转换装置或模数转换器。图2示出了这种现有技术的转换器。该转换器依次包括积分器级210，差分或比较器级220，控制级230和计数级240。

积分器级210设计为对单元传感器的列产生的输入电压V_E进行积分。差分级220用于比较积分电压V_E和基准值V_ref，以便确定从t₀到t₁的、表示为t₀-t₁的第一积分阶段，和从t₁到t₂的、表示为t₁-t₂的第二积分阶段。控制级230用于控制积分器级210，以便以高斜率102和低斜率103依次完成两个积分阶段。最后，计数级240用于计算在这些积分阶段t₀-t₁然后t₁-t₂中的每个阶段期间时钟250传送的脉冲数，且由此量化积分电压V_E。

以本身公知的方式，积分器级210可以包括输入电阻211，输入电阻211与运算放大器214的反向输入215和电容器212相连，电容器212并联地设置在运算放大器214的反向输入215和输出216之间。电容器212用于完成输入模拟量V_E的积分。

比较级220本质上包括两个比较器221，223，它们的非反向输入222，224分别与电压V_ref1和V_ref2相连。由此，施加到比较器221，223的反向输入的、由积分器级210积分的电压V_E能够与这两个基准电压比较。如上所述，对它们差的“比较”或测量用于限定高斜率102和低斜率103积分阶段的上界限t₁和t₂。

此外，两个开关232，233并联地安装在控制级内，以便选择电压I和I/2B中的一个或另一个，用于给积分电容器212放电。开关是指适于将电路从断开状态切换到闭合状态或从闭合状态切换到断开状态的任何装置。实践中，晶体管可构成开关。这样做时，控制级230确定两个积分阶段102，103中的每一个的增益，所述增益以本身公知的方式与积分器电容器212的电容成反比。

此外，当接收到比较器级传送的“消除”信号时，通过在其输出234，235传送适当的信号，逻辑控制电路231停止参考时钟传送的脉冲的计数器241，242。

运行中，当积分电压V_E和基准电压V_ref之间的差被消除，且然后改变符号时，比较器221将“消除”信号发送到控制级230的逻辑控制电路231。此逻辑控制电路231与时钟250的频率f_h同步地依次控制两个计数器241，242。

在时间间隔t₀-t₁期间，计数器241量化组成积分的模拟量的最高有效位。然后，在时间间隔t₁-t₂期间，计数器242量化组成所述积分的模拟量的最低有效位。最高有效位和最低有效的位然后能够利用元件260以二进制的方式被相加，以便形成代表积分的模拟量的值的二进制数。

由此，与图1中的转换器相关的上述电的体系构造具有实施现有技术转换方法所需的电子元件。在这样做时，当这种类型的转换器用在具有C列的阵列转换器中时，为了完成转换，需要：

C个积分器电路，

2C个比较器电路，和

2C个计数器。

实际上，电子元件的数量越大，它们的总功耗就越大且电路变得越热。此外，这些电子元件占据的尺寸限制了两个相邻传感器列之间的重复步长的精细度。此外，制造能力相应地较低，因此，在转换器内具有更多电子元件的情况下，制造成本显然较高。

因此，此两斜率转换方法用于降低转换模拟量的时间，因为转换时间是：

t_conv1＝(2^B+2^M)/f_h，其中B和M分别代表最高有效位和最低有效位的位数，且1/f_h代表取样时间段或时钟脉冲T_h的持续时间。

对于它的部分，单斜率转换系统要求的转换时间为：t_conv2＝(2^N)/f_h，其中N是总的位数B+M。

容易证实：T_conv1＜T_conv2。

然而，运行两个积分斜率的转换方法和装置当前面临着限制它们数字化性能的若干困难。

首先，由于阵列探测器的每列具有它自己的转换装置，因此其尺寸限制了重复步长的降低，从而限制了探测器的小型化。实际上，现有转换装置，如图2中示出的，要求安装两个比较器和两个计数器用于对积分的模拟量编码。因此，例如与单斜坡转换装置的尺寸相比，安装这些双元件增加了转换装置的尺寸。

而且，每个比较器221，223都具有自己的开关阈值。实际上，这两个比较器的阈值之间的电压偏差非常低，因此难以产生具有足够精度的数字化最低有效位的基准电压V_ref1和V_ref2。

因此，例如，当第一积分阶段t₀-t₁利用多个称为最高有效位的8位数量化待被积分的模拟量时，两个比较器的阈值之间的电压偏差值为探测器的总动态范围除以2⁸。因此，该小的偏差要求在V_ref1＞V_ref2的条件下高精度地产生基准电压V_ref1和V_ref2。

此外，如果我们考虑两个比较器的电压偏差，我们可能会发现在具有相反的符号的情况下，不满足V_ref1+V_off2＞V_ref2+V_off1。

另一个困难来自于这样的事实：设计用于数字化最低有效位的比较器223在受限的电压范围内运行，使得它对噪声和电路中发生的电干扰(尤其是在开关232，233切换期间)非常敏感。运算放大器223所要求的量化精度必须低于转换器的最低有效位。最大容许误差必须低于探测器的总动态范围除以2^N，其中N是转换装置的分辨率。发现对于高的N，此误差非常低。

而且，使用两个不同的运算比较器放大器221，223用于不同斜率的两个斜坡102，103，即低斜率和高斜率，导致每个比较器的不同的滞后。滞后的差导致在时间t₁发生的坡度转折的不规则性或非线性。

此外，两个放电电流I和I/2B之间的比率也必须在无噪声的情况下被充分精确地定义以避免非线性。尤其是，在每列端部进行转换的情况下，当列的数量高时，会遇到晶体管电源之间的配对问题。

在现有技术中可得到解决方案，以便补偿安装作为比较器的放大器的电压偏差以及校正高斜率和低斜率之间的增益的差。例如，可以使用集成有转换装置并且包括诸如电位计的电子元件的自校正系统。

然而，这些附加的电子元件首先使得组件复杂，且重要的是增加了转换装置占据的面积。实践中，这种转换器必须适于容纳在每列端部的小的区域上，所述小的区域的一维由像素重复步长限定，其典型地在15微米和45微米之间且显然必须被最小化。

还可以观察到通常用于红外成像领域的双点校正原理用于校正增益且补偿每个像素的电压偏差。然而，此校正对于发生在双斜坡转换器的坡度转折处(如在图1所示的时间t₁处)的偏差没有效果，即，此校正对于线性误差无效。

本发明的目的在于在无需增加转换器占据的面积的情况下，避免现有技术中的转换方法和装置遇到的困难。

发明内容

因此，本发明涉及用于将模拟量转换成数字信号的方法和装置，所述方法和装置用于实质地提高现有技术中的方法和装置的性能。与现有技术的转换器相比，本发明尤其旨在增加转换的精度同时降低电子元件的数量、它们的功耗、它们的尺寸，并且降低模数转换器的制造成本。

本发明的首要目的在于一种用于模数转换的方法，该方法使得能够对待被积分的模拟量进行精确和可重复的转换。这种方法适于数字化由电磁辐射探测器，尤其是红外辐射探测器产生的模拟量。所述探测器包括并列设置的单元传感器阵列，所述单元传感器与辐射的相互作用产生待被积分的模拟量。根据本发明，所述方法包括以下步骤：对于阵列的每一行或每一列，

利用积分器级在第一时间间隔期间进行所述模拟量的第一积分阶段；

通过比较器级命令所述第一积分阶段的中断，所述比较器级的一个输入与所述积分器级的输出相连且另一个输入与传送基准值的基准电路相连；

通过与所述比较器级的输出相连的二进制计数器将由此积分的模拟量转换成第一数值；

以表示最高有效位的第一二进制数的形式存储所述第一数值；

通过模数转换器将由此得到的所述第一数值转换成与待被数字化的模拟量类似的模拟信号；

从待被数字化的所述模拟量减去所述模拟信号；

利用代表所述第一数值的增益放大从所述相减得到的信号；

利用所述积分器级完成第二积分阶段，以便产生与由此放大的模拟信号成比例的第二数值并且形成代表最低有效位的第二二进制数；

将第一和第二数值相加以便形成代表待被积分的所述模拟量的数。

由此，待被积分的模拟量的数字化被分解成分别针对最高有效位和最低有效位的两个积分阶段(两个斜率)，从而用于在使用单个比较器的情况下快速地数字化模拟量。在第二积分阶段期间，通过从待被积分的模拟量忽略不计转换成模拟的最高有效位的值而估计待被积分的剩余数。此外，表示最低有效位的模拟信号被放大一增益，用于提高第二积分阶段的精度，即降低第二积分阶段的最大误差。

实践中，该增益可以具有数字2的第一数值的位数次幂(即2^{(第一数值的位数)})的值。

由此，待被积分的模拟量的剩余数的放大用于降低第二积分阶段的最大误差，因此用于降低对此模数转换器的精度的约束。

实践中，在所述转换步骤之前可将第一数值增加一个最低有效位，以便校正由比较器级呈现的电压偏差。

因此根据本发明的方法的此特征用于补偿由比较器级的运算放大器呈现的电压偏差。

根据本发明的特定实施例，积分器级可以包括比较器，且所述方法可以包括以下步骤：

利用将被转换的模拟量给所述电容器充电；

在第一积分阶段期间在恒定的高强度电流下对所述电容器放电；

利用依赖于待被积分的模拟量与第一转换阶段的结果之间的差的电压对所述电容器再充电；

在第二积分阶段期间在恒定的低强调电流下对所述电容器放电。

形容词“高”和“低”表示相对的概念。实际上，在实践中，可选择低电流的强度等于高电流的强度与数字2的第一数值的位数次幂的比。例如，如果该第一数值是8位，那么低强度电流的值为高强度的1/256。此放电电流用于限定在每个积分阶段期间用于获得好的精度的充分的斜率。而且，由于放电在恒定电流下进行，因此在电压和时间之间建立起直接的关系。

实践中，基准值可确定为探测器的灵敏度范围的函数。

这个特征用于针对所选择的探测器的动态范围最佳化所有模拟量的转换时间的平均值。

而且，本发明涉及一种用于数字化从电磁辐射探测器发出的模拟量的装置。根据本发明，对于阵列的每一列，所述装置包括：

积分器级，包括运算放大器，并联连接在所述运输放大器的输出和反向输入之间的至少一个电容器和可电控制的开关装置，所述可电控制的开关装置用于初始化所述电容器，当所述开关装置打开时，所述积分器级适于对所述模拟量进行积分；

比较器级，包括单个运算放大器，且其一个输入与所述积分器级的输出相连，另一个输入与传送基准值的基准电路相连；

二进制计数器，与所述比较器级的输出相连且适于确定与所述积分模拟量成比例的第一数值；然而，所述二进制计数器可以被偏置且由所有列共用，允许在面积和功耗方面的进步；

所述计数器的模数反馈电路，并且串联地包括：

转换器，该转换器适于将所述第一数值转换成与所述待被数字化的模拟量类似的模拟信号；

用于从所述待被数字化的模拟量中减去所述模拟信号的装置；

和用于以依赖于所述第一数值的位数的增益放大从所述相减得到的信号的装置，

所述负反馈电路的输出与所述积分器级的输入相连，从而所述积分器级产生与由此放大的模拟信号成比例的第二数值；

用于存储从两个转换阶段得到的第一数值和第二数值的装置；

用于将所述第一和第二数值相加以形成表示所述待被积分的模拟量的数的装置。

换言之，本发明的模数转换器包括单个运算积分器放大器和单个运算比较器放大器。此外，它包括模数负反馈电路，该模数负反馈电路用于在积分的模拟量中分离残余的最高有效位，将所述值转换成模拟量，以便将所述模拟量从初始模拟信号中减去，然后放大所述弱的信号，从而增加数字化的精度和可重复性。

实践中，积分器级的电子元件是电容器。这样的元件实际上适于方便地完成对模拟量的积分。

根据本发明的实际实施例，存储装置可以包括锁定电路存储器(现有技术领域中已知称为“锁存器”)，该锁定电路存储器与二进制计数器的输出相连。这样的存储器具有占地面积小的优点。

同样，实际中，模数负反馈电路包括解码系统和多个电容器，所述多个电容器并联安装且利用由所述解码系统控制的开关可单个地切换。

这种负反馈电路用于完成通向第二积分阶段的步骤同时占据有限的空间。

此外，本发明还涉及一种尤其是红外的电磁辐射探测器，所述探测器包括并列设置的单元传感器阵列和之前所述的装置。

由此本发明的主体是一个完整的探测器，该探测器适于接收电磁辐射且然后将其转换成数字信号。

实践中，该探测器的阵列可以具有单个行或单个列。

而且，单元传感器可以为辐射热测量计。这用于利用在环境温度下操作的仪器产生目标的热图像。

附图说明

本发明及其优点还可以从附图示出的特定实施例的描述中得到，所述实施例以示例的方式提出，而并非用于限制，其中：

图1是电压/时间的示意图，示出现有技术的转换方法，已结合现有技术对该图进行了描述；

图2是根据现有技术实施例的模数转换装置的示意图，也已结合现有技术对该图进行了描述；

图3为示出本发明覆盖的方法的实施例的示意性曲线；

图4是根据本发明实施例的数字化装置的示意图；

图5是示出了图4所示数字化装置的负反馈电路的细部的示意图。

具体实施方式

图3示出了表明电压随时间的积分的时间图。x轴表示时间，y轴表示电压。在图3中，曲线301示出了输入电压V_E的积分，所述积分以具有第一线性斜坡302的第一积分阶段开始且以具有第二线性斜坡303的第二积分阶段终止。

这里，积分的模拟量是电压。当然此模拟量可以由其他电量构成，所述电量代表探测器的单元传感器与入射的辐射相互作用期间单元传感器所显示的特性。因此，相应地，其例如可以是电荷量。

时间t₁和t₂由坪(plateau)304分开，在坪304期间完成称为重新初始化的阶段。重新初始化阶段用于将代表最高有效位的第一数值转换成模拟信号，该模拟信号然后与待被积分的模拟量V_E分离，然后在第二积分阶段之前被放大。此放大由位于时间t₂的竖直线段示出。如图3所示，此放大的增益的值是数字2的B次幂，其中B与用于对积分的模拟量V_S的第一部分进行编码的最高有效位的位数对应。

第一积分阶段在时间t₀开始，且在消除之后与参考时钟(未示出)同步地在时间t₁终止，所述消除之后跟随着积分电压V_S＝V_E和基准值V_ref之间的差的符号的改变。

第二积分阶段在时间t₂开始，且在消除之后在时间t₃终止，所述消除之后跟随着积分电压V_S＝2^B(V_E-V_DAC)和基准值V_ref之间的差的符号的改变。为了便于对曲线进行理解，基准值V_ref用水平点划线指示。

在本发明的方法中，两个时间间隔t₀-t₁和t₂-t₃由时间延迟304分开，在所述两个时间间隔t₀-t₁和t₂-t₃的基础上完成由电压代表的模拟量的积分的两个阶段，且在时间延迟304期间不进行任何积分。此时间延迟通过水平的坪(以恒定的积分电压)示出，表明不存在积分。根据本发明且如上所述，此时间延迟可被使用来在本发明数字化装置的不同级执行重新初始化操作。

图4示出了这样的转换装置，根据本发明该转换装置包括积分器级410，差分或比较器级420，放电电流控制级430，及计数和存储级440。这些不同的级完全执行与结合图2描述的现有技术中的转换器的相应级所执行的相同的功能。

此外，本发明的数字化装置包括模数负反馈电路450。此负反馈电路450包括安装在计数器442的存储输出441和积分器级410的输入415之间的负反馈中的支路。如上所述，负反馈电路450包括模数转换器451，模数转换器451用于将第一积分阶段302之后得到的第一数值转换成模拟信号，该模拟信号表示与最高有效位(B+1)对应的积分模拟量的部分。

负反馈电路450还包括用于从待被积分的模拟量V_E减去由此转换的模拟信号的装置452。然后，放大装置453设置在负反馈电路中，以便放大从减法[V_E-V_DAC]得到的信号，放大增益的值为数字2的B次幂，即2^B。如上所述，此放大在图3中通过时间t₂处的竖直直线段表示。之前，转换器451进行的模数转换和装置452进行的减法已经在时间304期间发生，在时间304期间，不进行积分。应注意：在时间t₀，电压V_E直接施加到积分器级410的输入415，即，由于一组开关(未示出)，电路452和453不工作且也不分别进行减法和放大。

坪304具有时钟管理装置中提供的最小持续时间，然而，其持续时间的变化依赖于V_E值。事实上，时间t₀和t₂是固定的和已知的，另一方面，时间t₁和t₃依赖于V_E。

积分器级410设计用于在第一积分阶段对来自单元传感器的输入电压V_E进行积分，并且在第二积分阶段对剩余电压2^B(V_E-V_DAC)进行积分。

差分级420用于比较积分电压V_S和基准值V_ref，以便确定第一和第二积分阶段的停止。放电电流控制级430用于控制积分器级410，以便相继完成高积分斜率302和低积分斜率303。最后，计数和存储级440用于存储在每个积分阶段期间由参考时钟MC传送的脉冲的数量，且因此量化或“数字化”积分的电压V_E。确定计数开始的时间t₀和t₂对于列的所有模数转换器都是相同的。由此，计数器442可以由全部的模数转换器共用，并且在t₀启动(trip)然后在t₂启动。

在每个模数转换器级，存储装置441，443用于在运行中分别获得在t₁和t₃的值，由此对于列的每个模数转换器在t₁和t₃的值可能不同。公共计数器442对于每次积分在t_1max计数然后在t_3max计数，以便覆盖整个动态范围。

因此本发明的转换器的积分器级410与现有技术转换器的积分器级210类似。由此，运算放大器214和414通过它们的非反向输入219和419分别与电基准相连。此基准特定于动态范围以及读出电路的技术，它对于转换系统没有影响。

另一方面，与图2所示的比较器级相反，图4中的转换器的差分级只具有单个比较器组件，该单个比较器组件配备有运算放大器421。运算放大器的反向输入接收积分电压V_S且其非反向输入与传送基准电压V_ref的电路相连。用于产生此基准电压的方法根据现有技术完成，这里不再详述。

结果，比较器级420占据的空间比现有技术中的比较器级220占据的空间小。此外，它消耗更少的电能。因此，在这些电路中出现的温度升高比在比较器级220的电路内出现的温度升高更低。而且，差分级420的材料和制造成本比级220更低。

放电电流控制级430通过开关432，433作用，由此选择电源I和I/2^B中的一个或另一个对安装在积分器级410的输出和反向输入之间的电容器C放电。由此，控制级430确定两个积分阶段302和303中的每一个的增益，该增益以本身已知的方式与积分器电容器C的电容成反比。

当然，放电控制级可以由与电容相关联的斜坡电压而不是电流装置来提供。这两个技术对于本领域的普通技术人员都是熟知的，且每个技术都具有其自己的优缺点。它们并不改变本发明的原理。这里，为描述清楚起见，选择电流原理。

为了方便起见，为了区分在积分中直接涉及的电连接与控制级430传送的用于开关432和433的控制链，将后者以点划线绘出。实际上，在线432和433中显然没有中断。

计数级440包括两个存储器元件441，443。可以由多个模数转换器共用的计数器442本身可以由参考时钟MC供给脉冲。计数器442的输出与存储器441，443相连，以便在这些存储器中写入其电流值。存储器441，443可以是锁定电路存储器或“锁存器”。它们适于分别存储与最高有效位对应的B+1位的数，和与最低有效位对应的M位的数。

在运行中，电容器C在电压V_E下被充电，然后以电流I被放电。积分器级410由此完成输入电压V_E的第一积分段302，直到比较器级420测量的积分器电压VS和基准电压V_ref之间的差改变符号。此差由运算放大器421测量，运算放大器421同时向放电电流控制级430和向计数级440传送信号，标记第一积分阶段302的结束。

在此第一积分阶段结束时，比较器级420向计数级440发送停止信号，从而它存储以二进制数形式积分的与最高有效位对应的数值。计数器442因此具有“计时”积分阶段的功能。为此目的，它通过累加参考时钟MC传送的脉冲，然后通过用于此类型结构的传统母线将如此增加的所述数传送到计数级440的存储器441。

当计数器442的电流值存储在存储器441内时，计数器442继续其计数直到2^B+1；它必须从时间t₂重设到零，以便计入第二积分阶段的持续时间，即与最低有效位对应的一个。第二积分阶段再次由积分器级410完成，直到积分的电压V_S到达或者在实践中超过基准值V_ref的时间。

在图3中，此时间表示为t₃。它与计时器442的电流值被记录在最低有效位的存储器443内的时间对应。

根据本发明，在重新初始化阶段期间，电容器C被充以电压2^B[V_E-V_DAC]。在此重新初始化之后，控制级430切换开关432、433，以便激活电流源I和I/2^B和/或去激活电流源I和I/2^B。此切换使得积分器级410能够在第二积分阶段303期间在低强度电流I/2^B下对电容器C放电。这用于完成相对慢的由此精确的第二积分阶段。由此对于最低有效位获得高的精度。

此外，对待被积分的剩余数[V_E-V_DAC]进行增益为2^B的放大，由此用于降低对模数转换器451的精度的限制权重。实际上，第二积分期间的最大误差的值是总动态范围除以增益2^N-B，而对于现有的转换装置，该值为总动态范围除以增益2^N的值，其中N是用于编码可由转换装置积分的最大电压所需的位数，它实际上与总动态范围对应。

因此，此优点用于使用图5所示的模数转换器。此转换器包括切换的电容C_i的系统和用于解码开关的系统。电容C_i的配对确定了增益的精度和转换器的输出电压V_DAC。该电压V_DAC是V_R+和V_R-的函数。

由此，第一积分阶段的最高有效位B通过解码控制电容选择开关，所述开关在阶段304将根据B的值被连接在V_E和/或V_R+和/或V_R-处。

然后，开关413在时间t₂闭合，图5所示装置的各电容Ci与积分器的电容412的比用于完成在负反馈电路450内表征的三重操作：

模数转换，因此(通过利用与解码相关联的电容和开关选择V_R+/V_R-)产生V_DAC；

通过电容的组合进行相减V_E-V_DAC；

通过图5中的电容C_i与积分器412的电容C在时间t₂的比获得增益2^B。

由此，使用单个运算放大器414完成负反馈支路450和积分器级410的功能。

电容C_i的配对相应地更难获得，因为电子元件的安装面积受到限制(在此情况下是像素之间的重复步长)。结果，转换器的精度要求降低了增益2^B，相应地降低了此安装限制。转换器的尺寸确定是限定增益的位数B和电容Ci占据的面积之间的妥协的结果。模数转换器451的功耗与放大器414的通频带之间的平衡也被考虑进去，放大器414的通频带是施加的增益G的函数。

第二积分阶段具有斜率303，斜率303的斜率系数低于第一积分阶段302显示的斜率。实际上，由负反馈电路传送的模拟信号被放大，放大增益为2^B，而积分器级410的电容器C的放电电流的值为I/2^B，即第一积分302的放电电流除以2^B。

至于模数转换器451，对比较器级420要求的精度可被降低增益2^B，这放大了第二积分阶段的斜率303。相反，在现有的转换装置中，第二斜率103要低得多且要求更精确的数字化。

对于两个阶段，有利地，通过在积分开始之后半个时钟周期启动计时器442来进行电压偏差的校正。计时器442启动期间的偏差则在最后一个最低有效位B+1和第一个最低有效位M的求和期间被补偿。因此，该电压偏差的一位校正在于在第一积分期间系统地增加数字偏差。实际上，所述偏差通过计时器422的启动期间进行的半个周期的滞后产生。此原理对于本领域的普通技术人员而沿是已知的，特别在“闪存流水线”类型的转换器领域。

在第二积分阶段结束时，比较器级420控制第二数值M(在M位上编码的)在存储器443内的存储，所述第二数值M对应于最低有效位，即对应于积分电压的残余部分。然后，装置460进行从两个积分阶段产生的数值M和B+1的(二进制)相加，从而进行电压偏差的校正，值B+1已经存储在存储器441内。编码此和的结果得到的数N＝B+M包括适于编码待被积分的最大电压V_E的位数N。

因此，计数器442被确定范围以量化M个最低有效位，所述最低有效位比最高有效位B更多(更长的积分时间)，这通过式子M＞B+1概括。这样的计数器442因此适于量化第一积分阶段的B个最高有效位，然后，在其重新初始化(零重设)之后，在第二积分阶段期间量化M个最低有效位。

由此，具有单个运算比较器放大器421的比较器级420的结构允许在生产、费用、功耗和安装模数转换装置所需的空间方面得到节省。

此外，与现有技术的探测器相比，使用单个运算放大器421可获得另一个优点。它有效地用于通过消除运算放大器使用中固有的电压偏差或差分误差电压来执行此比较功能。

实际上，在实践中，已知的是，当两个输入的电压的差与特定的偏差电压对应时，电压比较器运算放大器的输出发生切换。在理想情况下，此电压偏差为零。实践中，由于技术原因，难以控制此偏差电压，结果，该偏差电压不为零。

在现有技术转换器的情况下，差分误差是两个运算放大器221，223的电压偏差之间的差。这必将导致昂贵的偏差消除系统，从而第二斜率的比较器不会在第一斜率的比较器之前启动。相反，在本发明转换器的情况下，因为是同一个运算放大器421测量该差，因此两个积分阶段的电压偏差是相同的。由此，第二积分阶段期间的电压偏差补偿了第一积分阶段的电压偏差，差分误差被消除。因此，本发明的转换器比现有技术的转换器更加精确。

本发明的方法和装置的其他实施例可在不必脱离本发明的范围的情况下实行。尤其是，本发明的转换原理能够在不带来大的困难的情况下推广到多斜坡、多斜率类型的转换器。

本发明尤其可应用于阵列探测器(包括一维探测器(“条(strip)”))领域内，而与入射电磁辐射和采用的探测器类型无关。本发明更具体而言可应用于红外辐射的二维探测器的阵列探测器领域。

Claims (12)

1.用于数字化由电磁辐射尤其是红外辐射探测器产生的模拟量(V_E)的方法，所述探测器包括并列设置的单元传感器的阵列，所述单元传感器与该辐射的相互作用产生所述模拟量(V_E)，所述方法包括以下步骤：对于所述阵列的每一行或每一列，

利用积分器级(410)在第一时间间隔期间进行所述模拟量的第一积分阶段(302)；

通过比较器级(420)控制所述第一积分阶段(302)的中断，所述比较器级(420)的一个输入与所述积分器级(410)的输出相连，另一个输入与传送基准值(V_ref)的基准电路相连；

通过与所述比较器级(420)的输出相连的二进制计数器(442)和存储器元件(441)将积分的模拟量(V_s)转换成第一数值(B)；

以代表最高有效位的第一二进制数的形式存储所述第一数值(B)；

所述方法的特征在于，其进一步包括：对于阵列的每一行或每一列，

通过模数转换器(451)将得到的所述第一数值(B)转换成与待被数字化的模拟量(V_E)类似的模拟信号(V_DAC)；

从所述待被数字化的模拟量(V_E)减去所述模拟信号(V_DAC)；

以表示所述第一数值(B)的增益放大该相减得到的信号(V_E-V_DAC)；

利用所述积分器级(410)进行第二积分阶段(303)，以产生与放大的模拟信号2^B(V_E-V^DAC)成比例的第二数值(M)并且形成表示最低有效位的第二二进制数；

将所述第一数值(B)和所述第二数值(M)相加以形成表示待被积分的所述模拟量(V_E)的数(N)。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述增益(2^B)的值为数字2的所述第一数值次幂。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述转换步骤之前所述第一数值(B)增加一个单位，以便校正由比较器级(420)呈现的电压偏差。

4.根据上述权利要求中任一项所述的方法，所述积分器级(410)包括电容器(C)，其特征在于，所述方法进一步包括以下步骤：

用待被转换的模拟量对所述电容器(C)充电；

在第一积分阶段(302)以恒定的高强度电流(I)对所述电容器(C)放电；

用依赖于待被积分的模拟量(V_E)与第一转换阶段的结果之间的差的电压(V_E-V_DAC)对所述电容器(C)再充电；

在第二积分阶段(303)以恒定的低强度电流(I/2^B)对所述电容器(C)放电。

5.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述基准值(V_ref)被确定为探测器的灵敏度范围的函数。

6.用于数字化由电磁辐射尤其是红外辐射探测器产生的模拟量(V_E)的装置，所述探测器包括并列设置的单元传感器的阵列，所述单元传感器与该辐射的相互作用产生所述模拟量，对于所述阵列的每一行或每一列，所述装置包括：

积分器级(410)，包括运算放大器(414)，并联地连接在所述运算放大器(414)的输出和反向输入(-)之间的至少一个电容器(C)和可电控制的开关装置(411)，所述积分器级(410)适于在所述开关装置(411)打开时对所述模拟量(V_E)进行积分；

比较器级(420)，包括单个运算放大器(421)，且其反向输入(-)与所述积分器级的输出相连，另一个输入与传送基准值(V_ref)的基准电路相连；

二进制计数器(442)，与两个存储器元件(441，443)相连，由所述比较器级(420)的输出控制且适于确定与所述积分模拟量(V_S)成比例的第一数值(B)；

用于存储所述第一数值(B)的装置；

负反馈电路(450)，其输入与所述存储器元件(441)的输出相连，且包括：

转换器(451)，适于将所述第一数值(B)转换成与所述模拟量(V_E)类似的模拟信号(V_DAC)；

用于从所述模拟量(V_E)减去所述模拟信号(V_DAC)的装置(452)；和

用于用依赖于所述第一数值的位数B的增益(2^B)放大从所述相减得到的信号(V_E-V_DAC)的装置(453)，

所述负反馈电路(450)的输出与所述积分器级(410)的输入(415)相连，从而后者产生与放大的模拟信号(2^B[V_E-V_DAC])成比例的第二数值(M)；

用于将所述第一数值(B)和第二数值(M)相加以形成表示待被积分的所述模拟量(V_E)的数(N)的装置(460)。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，该二进制计数器(422)被偏置且由放置在每一列上的多个模数转换器共用。

8.根据权利要求6或7所述的装置，其特征在于，所述存储装置包括与该二进制计数器(442)的输出相连的两个锁定电路存储器(441，443)。

9.根据权利要求6-8中任一项所述的装置，其特征在于，所述负反馈电路(450)包括适于实现模数转换功能的解码系统和多个存储器，所述存储器并联地安装且可利用开关单个地切换。

10.一种电磁辐射探测器，尤其是红外辐射探测器，包括并列设置的单元传感器的阵列，其特征在于，所述探测器包括如权利要求6-9中任一项所述的装置。

11.根据权利要求10所述的电磁辐射探测器，其特征在于，所述阵列具有单个行或单个列。

12.根据权利要求10或11所述的电磁辐射探测器，其特征在于，所述单元传感器是辐射热测量计。

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