CN101223488A - 具有新动态补偿的标准cmos低噪音高psrr低漏失调整器 - Google Patents

Abstract

一种电压调整器电路(200)具有第一放大器级(210)，其具有输入和输出端子、反馈端子、极感应晶体管和耦合到所述输出端子的补偿网络。第二放大器级(220)具有耦合到所述第一放大器输出端的输入端、第一和第二电流镜和传输晶体管。

Description

具有新动态补偿的标准CMOS低噪音高PSRR低漏失调整器

技术领域

本发明涉及集成电路。更明确地说，本发明是一种用于电压调整器电路的设备和方法。

背景技术

低漏失(LDO)电压调整器实施在多种电路应用中以提供经调整的电源。例如蜂窝式电话、寻呼机、可携式摄像机和膝上型计算机的移动电池操作产品中尤其需要增加的调整器性能。对于这些产品来说，需要具有高电源抑制比(PSRR)以产生低噪音和波纹的调整器。此类型的调整器优选地在标准低成本CMOS工艺中制造，从而使其难以实现所需的性能特性。

Hafid Amrani等人的题为“A Low-Noise High PSRR，Low Quiescent Current，LowDrop-out Regulator”的学报出版物陈述了具有高PSRR的调整器需要具有较大增益-带宽乘积的第一级放大器。放大器的增益-带宽乘积是放大器的直流电增益与其截止频率的乘积，所述截止频率对于LDO应用来说通常为1MHz或更低。可通过较大直流电增益或通过较高截止频率来实现所需的第一级放大器性能。

Gabriel A.Rincon-Mora和Phillip E.Allen的题为“A Low-Voltage，Low QuiescentCurrent，Low Drop-Out Regulator”的第一期学报出版物提出一种电路结构，其使用电流高效缓冲器和电流升压传输装置来实现用于低电压操作的低静态电流LDO调整器。

Gabriel A.Rincon-Mora和Phillip E.Allen的题为“Optimized Frequency ShapingCircuit Topologies for LDOs”的第二期学报出版物提出一种电路结构，其使用极-零双重线产生(pole-zero doublet generation)来增加用于动态负载调整的带宽。

Gabriel A.Rincon-Mora和Phillip E.Allen的题为“Active Capacitor Multiplier inMiller-Compensated Circuits”的第三期学报出版物提出一种电路结构，其使用Miller电容器乘法器来减小由电压调整器消耗的硅面积。

所提出的这些方法的主要缺点是：

1.电流高效缓冲器电路需要NPN双极晶体管来避免在电路内的误差放大器的输出处产生寄生极。

2.基于极-零双重线的结构可在直流电开环增益相对较小(例如，对于高电流负载为50dB)时稳定。然而，由于PSRR的直流电值与调整器的开环增益的倒数成比例，所以这种设计的PSRR的直流电值无法超过50dB。

3.Miller补偿方法产生内部极。为了使PSRR的截止频率尽可能高，第一级的极必须尽可能高。因此，这种电路结构的PSRR性能受到损害。调整器的噪音性能也减小。

参看图1，现有技术中已知的低漏失(LDO)调整器电路100包括第一放大器级110和第二放大器级120。第一放大器级110包含PMOS晶体管P112、P116和P118、二极管连接的NMOS晶体管N116以及NMOS晶体管N118。第二放大器级120包含二极管连接的PMOS晶体管P122和P126、PMOS晶体管P124、二极管连接的NMOS晶体管N124，以及NMOS晶体管N122和N126。第二放大器级120进一步包含PMOS功率晶体管P128。包括电阻器R1和电阻器R2的电阻分压器电路耦合到输出受控电压节点V_OUT。电阻器R1与电阻器R2的比率控制输出受控电压节点V_OUT上的电位的反馈到第一放大器级的部分。通过改变电阻器R1和电阻器R2，可对调整器电路100的输出电压进行编程。电流负载I_L耦合到输出受控电压节点V_OUT，从而表示电负载正由调整器电路100供应电力且需要一致的操作电压。具有相关联的等效串联电阻(ESR)R_s的外部去耦电容C_L与电流负载I_L并联连接。熟练的技术人员将了解，存在在实际使用中可代替附接到调整器电路100的一般电流负载I_L的多种应用，例如微处理器电路、混合信号电路、存储器电路等的操作。

现遵循所引用的学报出版物中的假定和方法来分析调整器电路100操作。对于外部去耦电容C_L，假定低值等效串联电阻(ESR)R_s，其改进了调整器的瞬时波纹。因此，由外部去耦电容C_L和等效串联电阻(ESR)R_s引入到系统转移函数中的零处于比开环的单位增益频率(UGF)高的频率，且不会改变调整器电路100的稳定性。

如HafidAmrani等人的学报论文中所述，调整器响应的支配极p₁由外部去耦电容C_L确定为：

$p_1=\frac{{\mathrm{gd}}_{p128}+\left(\frac{1}{R1+R2}\right)}{2\mathrm{\π}{C}_L}---\left(1\right)$

公式(1)中，gd_P128表示PMOS功率晶体管P128的输出导纳。输出导纳gd_P128可表达为PMOS功率晶体管P128的电流负载I_L和信道调制参数λ的函数：

gd_p128＝λ*I_L    (2)

对于比

大得多的电流负载I_L，极频率可近似为：

$P_1\≈\frac{\mathrm{\λ}*I_L}{2{\mathrm{\πC}}_L}---\left(3\right)$

对于典型的CMOS工艺，λ大约为0.1V^-1，且典型的低噪音调整器应用使用电阻分压器使得(R1+R2)大约为100kΩ。在这些条件下，公式(3)对于与近似100μA相比较大的负载电流是有效的。因此，对于1mA或更大的电流负载I_L，开环转移函数的支配极随着电流不断增加而增加。

调整器电路100的开环转移函数的直流电增益G_DC可表达为：

$G_{\mathrm{DC}}=\frac{{\mathrm{gm}}_{P118}}{{\mathrm{gd}}_{P118}+{\mathrm{gd}}_{N118}}*\frac{k_1*k_2}{\mathrm{\α}}*\frac{{\mathrm{gm}}_{N122}}{{\mathrm{gd}}_{P128}+\frac{1}{R1+R2}}*\frac{R2}{R1+R2}---\left(4\right)$

其中：

${\mathrm{gm}}_{N122}=\sqrt{2*K_n*\frac{I_L*\mathrm{\α}}{k_1*k_2}*\frac{W_{N122}}{L_{N122}}}---\left(5\right)$

在公式(4)和(5)中，gm表示具有相关联下标的晶体管名称的跨导，例如，gm_P118表示PMOS晶体管P118的跨导。类似地，gd表示具有相关联下标的晶体管名称的输出导纳，例如，gd_P118表示PMOS晶体管P118的输出导纳。参数k₁和k₂表示电流镜晶体管的宽度比率，使得k₁＝W_P124/W_P122且k₂＝W_N126/W_N124，其中W指示具有相关联下标的晶体管名称的信道宽度。

公式(5)中的变量L表示具有相关联下标的晶体管名称的信道长度，例如，L_N122是NMOS晶体管N122的信道长度。公式(5)中的参数K_n是NMOS晶体管的跨导参数，且可进一步表示为K_n＝μ_n*C_OX，其中μ_n是电子的载流子迁移率，且C_OX是栅极氧化物的每单位面积的电容。参数α是电流负载I_L的流进PMOS晶体管P126中的部分。其也等于二极管连接的PMOS晶体管P126与PMOS功率晶体管P128的宽度比率。二极管连接的PMOS晶体管P126与PMOS功率晶体管P128被设计具有相同的信道长度以有助于电流匹配，即L_P126＝L_P128且α＝W_P126/W_P128。

使用公式(3)给定的近似，并将公式(2)与(5)组合到公式(4)中提供作为I_L的递减函数的G_DC：

$G_{\mathrm{DC}}=\frac{{\mathrm{gm}}_{P118}}{{\mathrm{gd}}_{P118}+{\mathrm{gd}}_{N118}}*\frac{\sqrt{2*K_n*\frac{k_1*k_2}{\mathrm{\α}}}}{\mathrm{\λ}}*\frac{R2}{R1+R2}*\frac{1}{\sqrt{I_L}}---\left(6\right)$

由于第一放大器级110的较大输出阻抗和与第二放大器级120相关联的输入电容C_N122，将第二极p2引入到调整器开环响应中。第二极p2值可表达为：

$P_2=\frac{{\mathrm{gd}}_{P118}+{\mathrm{gd}}_{N118}}{2\mathrm{\π}{C}_{N112}}---\left(7\right)$

根据下式，电容C_N122由NMOS晶体管N122的栅极-源极电容和Miller栅极-漏极电容确定：

$C_{N112}=C{\mathrm{gs}}_{N112}+{\mathrm{Cgd}}_{N112}*\sqrt{\frac{k1*k2}{\mathrm{\α}}*\frac{K_n}{K_p}*\frac{W_{N112}}{W_{P128}}*\frac{L_{P128}}{L_{N122}}}---\left(8\right)$

公式(8)中，K_p＝μ_p*C_ox是PMOS晶体管的跨导参数，μ_p是空穴的载流子迁移率，且C_ox是栅极氧化物的每单位面积的电容。Cgs_N122是NMOS晶体管N122的栅极-源极电容，且Cgd_N122是NMOS晶体管N122的栅极-漏极电容。

公式(8)展示C_N122(且因此p2)不是电流负载I_L的函数，但支配极p1和直流电增益G_DC取决于I_L。在标准CMOS工艺中，极p2通常处于低于100kHz的频率，且因此在单位增益频率以下。这使得系统转移函数为二次的且不稳定。如先前提及和HafidAmrani等人的学报论文中所论述，为了维持适当的电源抑制比(PSRR)性能，调整器电路100以高直流电增益来配置第一放大器级110。为了获得最大稳定性，极p₂的频率优选地尽可能高。调整器电路100中使用的方法是在反馈回路中添加零以使系统稳定。借助第一放大器级110的输出处的零稳定化电阻器R115和零稳定化电容器C115来实施所述零。电阻器R115与电容器C115的串联配置在开环转移函数中产生极-零双重线(pc，zc)。零zc被置于单位增益频率(UGF)之后，使得开环增益以每十进位-20dB的斜率跨越0dB轴。根据下式，零稳定化电容器C115被选择为具有较低值以减小第一放大器级110的极p2的频率：

$p2=\frac{1}{2\mathrm{\π}}*\frac{1}{\frac{C_{N122}+C115}{{\mathrm{gd}}_{P118}+{\mathrm{gd}}_{N118}}+R115*C115}---\left(9\right)$

极-零双重线(pc，zc)可表达为；

$\mathrm{zc}=\frac{1}{2\mathrm{\πC}115*R115}---\left(10\right)$

$\mathrm{pc}=\mathrm{zc}(1+\frac{C115}{C_{N122}}*[1+({\mathrm{gd}}_{P118}+{\mathrm{gd}}_{N118})*R115\left]\right)---\left(11\right)$

与极p2一样，pc和zc不依赖于电流负载I_L。公式(9)、(10)与(11)的比较展示p2＜zc＜pc。因此，不管电流负载I_L的值如何，调整器均是稳定的。系统转移函数局部地变为一次转移函数。

除了以上论述外，Gabriel A.Rincon-Mora和Phillip E.Allen的第一期学报出版物还阐释通过PMOS输出晶体管P128的栅极节点来实现第三极p3。通过应用第一期出版物中描述的增压技术，可容易地使极p3的频率增加超过开环系统的单位增益频率(UGF)，使得极p3不会改变系统稳定性。为了在调整器电路100中应用增压技术，使电流负载I_L的一部分进入二极管连接的PMOS晶体管P126的容积端子(bulk terminal)(未图示)中。通常，所述电流部分在1/1000与1/100之间。通过使电流进入二极管连接的PMOS晶体管P126的容积端子中，有效地降低了二极管连接的PMOS晶体管P126和PMOS功率晶体管P128的阈值电压，从而使PMOS功率晶体管P128的电导增加且相关联的极p3频率增加。另外，实施比率为k₁和k₂的电流镜以减小NMOS晶体管N122中的电流。NMOS晶体管N122中的电流减小使W/L比率W_N122/L_N122能够减小，藉此减小C_N122电容。参看以上公式(7)，其展示C_N122电容减小会使极p2频率增加。较高的极p2频率使zc的频率能够增加，从而允许零稳定化电阻器R115和零稳定化电容器C115的值减小。

根据以下关系式，调整器电路100的结构导致PMOS功率晶体管P128的栅极节点由于二极管连接的PMOS晶体管P126的作用而充当低阻抗网：

${\mathrm{gm}}_{P126}=\mathrm{\α}*\sqrt{2*\mathrm{Kp}*I_L*\frac{W_{P128}}{L_{P128}}}---\left(12\right)$

增压技术由增加α藉此增加gm_P126组成。第三极值可表达为电流负载I_L的函数：

$p3=\frac{1}{2\mathrm{\π}}*\mathrm{\α}*\frac{\sqrt{2*\mathrm{Kp}*\frac{W_{P128}}{L_{P128}}}}{{\mathrm{Cgs}}_{P128}+{\mathrm{Cgd}}_{p128}}*\sqrt{I_L}---\left(13\right)$

公式(13)中，Cgs_P128是PMOS功率晶体管P128的栅极-源极电容，且Cgd_P128是PMOS功率晶体管P128的栅极-漏极电容。

PMOS功率晶体管P128在饱和区操作，因此以下关系式适用：

${\mathrm{Cgs}}_{P128}=\frac{2}{3}*\mathrm{Cox}*W_{P128}*L_{P128}---\left(14A\right)$

${\mathrm{Cgd}}_{P128}=\frac{1}{3}*\mathrm{Cox}*W_{P128}*L_{P128}---\left(14B\right)$

将公式(14A)和(14B)应用于公式(13)给出：

$p3=\frac{1}{2\mathrm{\π}}*\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{Cox}*L_{P128}}*\sqrt{\frac{2*\mathrm{Kp}}{W_{P128}*L_{P128}}}*\sqrt{I_L}---\left(15\right)$

公式(15)展示第三极p3是电流负载I_L的递增函数。电流比率α优选地足够大以确保p3高于开环的单位增益频率(UGF)，使得p3不会改变调整器稳定性。增加电流比率α需要在调整器电路100的相位容限与电流效率性能之间折衷。

为了扼要重述以上分析，公式(9)、(10)和(11)已分别展示转移函数极p2、零zc和极pc不依赖于I_L。然而，如公式(6)所示，直流电增益G_DC是的函数，且如公式(3)所示，支配极p1是I_L的函数。开环的单位增益频率(UGF)随着因数

而变化为：

$\mathrm{UGF}=(G_{\mathrm{DC}}*p1)\left(\frac{p2}{\mathrm{zc}}\right)---\left(16\right)$

公式(16)隐含地展示了单位增益频率(UGF)以及因此调整器稳定性取决于电流负载I_L。当需要电流负载I_L的较大变化时维持稳定性变得困难。

因此，需要一种实现高性能调整器的方法，其利用CMOS制造工艺来提供低噪音、稳定操作和低波纹电压调整而不需要在电流效率与稳定性之间折衷。

发明内容

本发明是一种用于改进的电压调整器的设备和方法。本发明介绍一种以标准CMOS工艺制造的具有新动态补偿、低噪音、高开环增益和高PSRR的低漏失(LDO)调整器。所述调整器具有较小硅面积要求，因为其使用低值内部补偿电容器。此外，所述结构使调整器操作稳定，而不会改变噪音、电源抑制比(PSRR)或静态电流性能。本发明的电路结构使调整器的极-零双重线频率和单位增益频率(UGF)以与电流负载I_L相同的速率变化；明确地说，使极-零双重线频率和单位增益频率与负载电流的平方根(即，

)成比例地变化。通过使零稳定化电阻器Rz和第一级放大器增益成为I_L的递减函数来实现所述变化。借助具有连接到取决于电流负载I_L的电压的栅极端子的NMOS晶体管来实现零稳定化电阻器Rz。借助PMOS晶体管P214(图2)引进额外的偏电流来实现对第一级放大器增益的控制。PMOS晶体管P214的栅极端子连接到取决于电流负载I_L的电位。

附图说明

图1是现有技术中已知的低漏失(LDO)调整器的电路示意图。

图2是根据本发明的低漏失(LDO)调整器的示范性电路示意图。

图3是根据本发明的调整器电路的概念增益与频率曲线图。

图4是根据本发明的调整器电路的模拟频率响应曲线图。

具体实施方式

参看图2，示范性调整器电路200包括第一放大器级210和第二放大器级220。第一放大器级210包括PMOS晶体管P212、P214、P216和P218。第一放大器级210进一步包括零稳定化电容器C215、二极管连接的NMOS晶体管N216、类似电阻器的NMOS晶体管N215以及NMOS晶体管N218。第二放大器级220包括二极管连接的PMOS晶体管P222和P226、PMOS晶体管P224、PMOS功率晶体管P228、二极管连接的NMOS晶体管N224，以及NMOS晶体管N222和N226。

PMOS晶体管P212的源极端子耦合到第一电源电位VDD，其栅极端子耦合到恒定偏电位，且其漏极端子耦合到PMOS晶体管P214的漏极端子。PMOS晶体管P212的漏极端子进一步耦合到PMOS晶体管P216的源极端子且耦合到PMOS晶体管P218的源极端子。PMOS晶体管P214的源极端子耦合到第一电源电位VDD，且其栅极端子耦合到PMOS晶体管P222的栅极端子且耦合到PMOS晶体管P224的栅极端子。

PMOS晶体管P216的栅极端子耦合到输入控制电压节点VIN，且其漏极端子耦合到二极管连接的NMOS晶体管N216的漏极和栅极端子。二极管连接的NMOS晶体管P216的栅极端子进一步耦合到NMOS晶体管N218的栅极端子。所属领域的技术人员将了解，二极管连接的NMOS晶体管N216和NMOS晶体管N218经配置以形成电流镜，其特征在于趋于维持构成所述电流镜的晶体管之间的漏极电流的恒定比率。PMOS晶体管P218的漏极端子耦合到NMOS晶体管N218的漏极端子，耦合到NMOS晶体管N222的栅极端子，且耦合到零稳定化电容器C215的第一端子。二极管连接的NMOS晶体管N216、NMOS晶体管N218和类似电阻器的NMOS晶体管N215的源极端子耦合到第二电源电位GND。类似电阻器的NMOS晶体管N215的漏极端子耦合到零稳定化电容器C215的第二端子。类似电阻器的NMOS晶体管N215的栅极端子耦合到二极管连接的NMOS晶体管N224的栅极端子，且耦合到NMOS晶体管N226的栅极端子。

二极管连接的PMOS晶体管P222和P226的源极端子、PMOS晶体管P224的源极端子，以及PMOS功率晶体管P228的源极端子耦合到第一电源电位VDD。二极管连接的PMOS晶体管P222的漏极端子和栅极端子彼此耦合，耦合到PMOS晶体管P224的栅极端子，且耦合到NMOS晶体管N222的漏极端子。熟练的技术人员将了解，二极管连接的PMOS晶体管P222、PMOS晶体管P224和PMOS晶体管P214配置成电流镜的形式。在随后下文的分析中，假定电流镜比率k₁适用，使得k₁＝W_P224/W_P222。此外，假定电流镜比率k₃＝W_P214/W_P222＝k₁*W_P214/W_P224适用。

二极管连接的NMOS晶体管N224的栅极端子和漏极端子彼此耦合，耦合到PMOS晶体管P224的漏极端子，耦合到NMOS晶体管N226的栅极端子，且耦合到类似电阻器的NMOS晶体管N215的栅极端子。NMOS晶体管N222、二极管连接的NMOS晶体管N224和NMOS晶体管N226的源极端子耦合到第二电源电位GND。熟练的技术人员将了解，二极管连接的NMOS晶体管N224、NMOS晶体管N226和类似电阻器的NMOS晶体管N215配置成电流镜的形式。在随后下文的分析中，假定电流镜比率k₂适用，使得k₂＝W_N226/W_N224。

二极管连接的PMOS晶体管P226的漏极端子和栅极端子彼此耦合，耦合到PMOS功率晶体管P228的栅极端子，且耦合到NMOS晶体管N226的漏极端子。PMOS功率晶体管P228的漏极端子耦合到输出受控电压节点V_OUT。PMOS功率晶体管P228和二极管连接的PMOS晶体管P226配置成电流镜的形式。在随后下文的分析中，假定电流比率α适用，使得α＝W_P226/W_P228。

输出受控电压节点V_OUT耦合到电阻器R1的第一端子。电阻器R1的第二端子耦合到PMOS晶体管P218的栅极端子且耦合到电阻器R2的第一端子。电阻器R2的第二端子耦合到第二电源电位GND。电阻器R1和R2的配置形成分压器电路，其中输入电压端子是输出受控电压节点V_OUT且所分电压耦合到PMOS晶体管P218的栅极端子。耦合到PMOS晶体管P218的栅极端子的所分电压将反馈信号提供到第一放大器级210中。

去耦电容C_L和等效串联电阻(ESR)R_s耦合在输出受控电压节点V_OUT与第二电源电位GND之间。等效串联电阻(ESR)R_s的第一端子耦合到输出受控电压节点V_OUT，且等效串联电阻(ESR)R_s的第二端子耦合到去耦电容C_L的第一端子。去耦电容C_L的第二端子耦合到第二电源电位GND。所属领域的技术人员将了解，等效串联电阻(ESR)R_s可能不实体上与去耦电容C_L分离，而是可表示去耦电容C_L本身所固有的物理属性所产生的寄生电特性。将等效串联电阻(ESR)R_s表示为单独分量有助于设计和分析调整器电路200。

电流负载I_L的第一端子耦合到受控输出电压节点V_OUT，且第二端子耦合到第二电源电位VDD。

所属领域的技术人员将了解，电阻器R1和R2以及外部去耦电容C_L及其相关联的等效串联电阻(ESR)R_s可在电压调整器200外部，且可视需要通过已知技术集成到同一衬底上，且甚至集成到调整器电路本身中。

现针对本发明的示范性实施例提供对调整器电路200的结构的论述和分析。一种新颖的方法是使极-零双重线(pc，zc)和单位增益频率(UGF)以与电流负载I_L相同的速率变化。更明确地说，使极-零双重线(pc，zc)和单位增益频率(UGF)与电流负载I_L的平方根(即，

)成比例地变化。为了提供所述变化，使现有技术中的固定值零稳定化电阻器R115(图1)(参看，公式(10)和(12))随着负载电流而变化。本发明中，通过充当可变电阻器的类似电阻器的NMOS晶体管N215来实现随着负载电流的电阻变化。NMOS晶体管N224的栅极端子展示出取决于电流负载I_L的值的电位(下文将展示)，且耦合到类似电阻器的NMOS晶体管N215的栅极端子以提供对于可变电阻器作用的控制。

NMOS晶体管N226在饱和状态下操作，且以下关系式适用：

${\mathrm{Vgs}}_{P228}-\mathrm{Vtn}=\sqrt{\frac{2\mathrm{\α}*I_L}{k_2*K_n}}*\frac{L_{N224}}{W_{N224}}---\left(17\right)$

公式(17)中，Vgs_P228表示PMOS功率晶体管P228的栅极-源级电压，Vtn表示NMOS晶体管的阈值电压，且α、k₂和K_n上文已作介绍。

PMOS功率晶体管P228在线性区操作，其中输出电导由以下关系式给定：

${\mathrm{gds}}_{P228}=K_n*\frac{W_{P228}}{L_{P228}}*({\mathrm{Vgs}}_{P228}-\mathrm{Vtn})---\left(18\right)$

公式(17)与公式(18)的组合给出由NMOS晶体管N215提供的电阻Rz的表达式：

$\mathrm{Rz}=\frac{1}{{\mathrm{gds}}_{P228}}=\frac{L_{P228}}{W_{P228}}*\frac{1}{\sqrt{\frac{L_{N224}}{W_{N224}}*\frac{2\mathrm{\α}*K_n}{K_2}}}*\frac{1}{\sqrt{I_L}}---\left(19\right)$

公式(19)与公式(10)的类似形式的组合给出作为I_L的递增函数的零zc的表达式：

$\mathrm{zc}=\frac{1}{2\mathrm{\π}*C215}*\frac{W_{P228}}{L_{P228}}*\sqrt{\frac{L_{N224}}{W_{N224}}*\frac{2\mathrm{\α}*K_n}{k_2}}*\sqrt{I_L}---\left(20\right)$

$=\frac{1}{2\mathrm{\π}*C215}\mathrm{Tz}*\sqrt{I_L}$

公式(20)展示零zc以与

成比例的所需速率随着负载电流I_L而变化。引入变量Tz作为简化以便将表达式写成较紧凑的形式。

本发明的待例证的下一属性是极p2对电流负载I_L的受控相依性。通过PMOS晶体管P214将p2变化引入到第一放大器级210的开环转移函数中，PMOS晶体管P214使电流负载I_L的一部分进入第一放大器级210中。首先，我们考虑由PMOS晶体管P216和P218形成的差分对的跨导gm_P218：

${\mathrm{gm}}_{P218}=\sqrt{\frac{\mathrm{\α}*k_3}{k_1*k_2}}*\sqrt{2*K_p*I_L*\frac{W_{P218}}{L_{P218}}}---\left(21\right)$

根据以下关系式，第一级放大器210的输出导纳由PMOS晶体管P218与NMOS晶体管N218的导纳相加来确定：

${\mathrm{gd}}_{P218}+{\mathrm{gd}}_{N218}=({\mathrm{\λ}}_{P218}+{\mathrm{\λ}}_{N218})*\frac{\mathrm{\α}*k3}{k1*k2}*I_L---\left(22\right)$

公式(22)中，λ_P218表示PMOS晶体管P218的信道调制参数，且λ_N218表示NMOS晶体管N218的信道调制参数。此外，如上文所述，k₃是PMOS晶体管P222和P214的装置宽度的比率，使得k₃*W_P222＝W_P214。

在本发明示范性实施例中，电阻Rz设计为：

Rz*(gd_P218+gd_N218)《1    (23)

在示范性实施例中，公式(23)对于电流负载I_L的所有值均是有效的。当公式(23)有效时，可通过应用公式(22)来简化公式(9)和(11)，给出：

$p2=\frac{1}{2\mathrm{\π}}*\frac{{\mathrm{\λ}}_{P218+}{\mathrm{\λ}}_{N218}}{C215+C_{N222}}*\frac{\mathrm{\α}*k_3}{k_1*k_2}*I_L---\left(24\right)$

$\frac{\mathrm{pc}}{\mathrm{zc}}=\frac{C215}{C_{N222}}+1---\left(25\right)$

现转向图3，其是根据本发明示范性实施例的调整器电路200的概念增益与频率曲线图300。概念增益与频率曲线图300包含对应于电流负载I_L1的增益与频率响应线310A和对应于电流负载I_L2的增益与频率响应线310B，使得I_L2＞I_L1。箭头310C指示作为不断增加的负载电流的函数的直流电增益GDC的相对位移。初始位置320A-320E分别指示全部对应于电流负载I_L1的极p1、极p2、零zc、单位增益频率(UGF)和极pc的位置。箭头330A-330E分别指示，随着负载电流从I_L1增加到I_L2，极p1、极p2、零zc、单位增益频率(UGF)和极pc的各自运动。最后位置340A-340E分别指示对应于电流负载I_L2的极p1、极p2、零zc、单位增益频率(UGF)和极pc的位置。

参看公式(24)、(25)并参看图3，展示极p2是电流负载I_L的函数，且与极-零双重线(pc，zc)相关联的分流比pc/zc不依赖于电流负载I_L，而是主要取决于电容比C115/C_N222。如Gabriel A.Rincon-Mora和Phillip E.Allen的第一期学报出版物中所论述，第一放大器级210的增益-带宽乘积是

的函数。由于第一放大器级210的直流电增益随着不断增加的负载电流而减小，所以作为频率的函数的电源抑制比(PSRR)与现有技术调整器电路100相比得到改进。

使用公式(21)和(22)，可将直流电增益写成电流负载的函数：

$G_{\mathrm{DC}}=\sqrt{\frac{k_1*k_2}{\mathrm{\α}*k_3}}*\sqrt{2*K_p*\frac{W_{P218}}{L_{P218}}}*\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_{P218}+{\mathrm{\λ}}_{N218}}*$

$\sqrt{\frac{2*K_n*\frac{k_1*k_2}{\mathrm{\α}}*\frac{W_{N222}}{L_{N222}}}{\mathrm{\λ}}}*\frac{R1}{R2}*\frac{1}{I_L}---\left(26\right)$

通过将公式(26)、(3)、(20)和(24)代入公式(16)中，可将示范性调整器电路200开环转移函数的单位增益频率(UGF)写为：

$\mathrm{UGF}=\frac{C215}{2\mathrm{\π}*C_L}*\sqrt{\frac{\mathrm{\α}*k_3}{k_1*k_2}}*\sqrt{2*K_p*\frac{W_{P218}}{L_{P218}}}*\sqrt{2*K_n*\frac{k_1*k_2}{\mathrm{\α}}*\frac{W_{N222}}{L_{N222}}*}---\left(27\right)$

$\frac{R2}{R1+R2}*\frac{1}{\mathrm{Tz}}*\frac{1}{C215+C_{N222}}*\sqrt{I_L}$

公式(27)例证单位增益频率(UGF)随着电流负载I_L的变化与电流的平方根成比例，从而与所引入的极-零双重线(pc，zc)的变化匹配。

调整器电路200的相位容限(PM)不依赖于电流负载I230且可表达为：

$\mathrm{PM}=\arctan \left(\frac{\mathrm{UGF}}{\mathrm{zc}}\right)-\arctan \left(\frac{\mathrm{UGF}}{\mathrm{pc}}\right)=\arctan \left(\frac{\mathrm{UGF}*(\mathrm{pc}-\mathrm{zc})}{\mathrm{zc}*\mathrm{pc}+{\mathrm{UGF}}^2}\right)---\left(28\right)$

当满足下式时，对作为单位增益频率(UGF)的函数的相位容限(PM)的分析给出最佳(即，最大)相位容限：

$\mathrm{UGF}=\sqrt{\mathrm{zc}*\mathrm{pc}}=\mathrm{zc}*\sqrt{\frac{C215}{C_{N222}}+1}---\left(29\right)$

可通过使公式(27)与(29)形成等式并应用公式(20)来计算最佳相位容限的条件以获得PMOS功率晶体管P224的W/L比率W_P224/L_P224。比率W_P224/L_P224不依赖于λ_P218和λ_N218，从而允许λ_P218+λ_N218减小以确保满足公式(23)所要求的条件，而不管电流负载I_L如何。

将公式(29)代入公式(28)中给出：

$\mathrm{PM}=\arctan (\frac{1}{2}*\sqrt{\frac{C215}{C_{N222}}}*\frac{C215}{C215+C_{N222}})---\left(30\right)$

相位容限PM是零稳定化电容器C215的单调递增函数。零稳定化电容器C215的值选择为尽可能大，符合满足调整器电路的电源抑制比(PSRR)要求。将零稳定化电容器C215选择为尽可能大可在调整器稳定性与PSRR性能之间建立最佳折衷。举例来说，如果比率C215/C_N222等于10，那么应用公式(30)会预测出60度的相位容限(PM)。

参看图4，根据本发明的示范性调整器电路200的模拟频率响应曲线图包括增益与频率曲线图410和相位与频率曲线图420。图4中的类型的频率响应预测通常使用所属领域的技术人员熟悉的多种电路模拟工具来执行。增益与频率曲线412是当供应等于1mA的电流负载时调整器电路200响应的模拟预测。增益与频率曲线414是当供应等于10mA的电流负载时示范性调整器电路200响应的模拟预测。增益与频率曲线416是当供应等于100mA的电流负载时调整器电路200响应的模拟预测。相移与频率曲线422是当供应等于1mA的电流负载时示范性调整器电路200响应的模拟预测。相移与频率曲线424是当供应等于10mA的电流负载时示范性调整器电路200响应的模拟预测。相移与频率曲线426是当供应等于100mA的电流负载时示范性调整器电路200响应的模拟预测。

下表中概括示范性调整器电路200的模拟与实验测量到的性能的比较：

参数	条件	模拟结果	测量结果	单位
					输出电压		2.85	2.85	V
静态电流	IL＝0mAIL＞10mA	32I负载的0.7％	35I负载的1％	μA
					20kHz电源抑制	VDD＝3.6VIL＝100mAVDD＝3.2VIL＝100mA	-64-58	-62-55	dB
100kHz电源抑制	VDD＝3.6VIL＝100mAVDD＝3.2VIL＝100mA	-61-55	-59-52	dB
					输出噪音(包含经滤波的带隙)	BW：10Hz到100kHz	25	26	μVrms

以上说明书中，已参照本发明的特定实施例描述了本发明。然而，熟练的技术人员将了解，可在不脱离如所附权利要求书中陈述的本发明的较广精神和范围的情况下对所述特定实施例作出各种修改和变化。举例来说，第一和第二放大器级可集成到单一衬底上，或其可视需要制造成单独封装的电路组件。其它组件(例如，电阻分压器或去耦电容)视需要可与所制造的调整器电路包含在一起，或可被单独提供。因此，应在说明性而非限制性意义上考虑本说明书和附图。

Claims (17)

1.一种电压调整器电路，其包括：

第一放大器级，其具有第一放大器输入端子、第一放大器输出端子、反馈端子、极感应晶体管和耦合到所述输出端子的补偿网络，所述补偿网络具有补偿电容器和补偿晶体管；

第二放大器级，其具有耦合到所述第一放大器输出端子的第二放大器输入端子，第一电流镜、第二电流镜，以及将第一电源电位耦合到输出端子的传输晶体管，所述第一电流镜传导负载电流的由所述传输晶体管供应的部分，且所述第二电流镜传导所述电流的由所述第一电流镜供应的部分；

传导路径，其将所述补偿晶体管耦合到所述第一电流镜；

传导路径，其将所述极感应晶体管耦合到所述第二电流镜。

2.根据权利要求1所述的调整器电路，其中所述极感应晶体管是PMOS晶体管，其耦合到第一电源电位并引发等于负载电流的由所述调整器电路供应部分的电流进入所述第一放大器级中。

3.根据权利要求2所述的调整器电路，其中所述第一放大器输入端子是输入PMOS晶体管的栅极端子且所述反馈端子是反馈PMOS晶体管的栅极端子，所述输入PMOS晶体管和所述反馈PMOS晶体管各自具有彼此耦合且耦合到所述极感应晶体管的漏极端子的源极端子。

4.根据权利要求2所述的调整器电路，其中所述补偿晶体管是NMOS补偿晶体管，其耦合到第二电源电位并在与所述补偿电容器的串联配置中作为电阻器而操作，所述NMOS补偿晶体管的栅极端子具有取决于所述调整器电路供应的负载电流的电位。

5.一种对电压调整器电路进行频率补偿的方法，所述电压调整器电路具有第一级放大器和第二级放大器，所述方法包括：

改变所述调整器电路的开环系统转移函数的单位增益频率，使得所述单位增益频率与所述电压调整器电路供应的负载电流的平方根近似成比例地增加；

在所述第一级放大器的输出处引入极-零双重线，使得与所述极-零双重线相关联的频率与所述负载电流的平方根近似成比例地增加，且使得所述极-零双重线的分流比大体上不随着所述负载电流而变化；以及

将第二极引入到所述第一级放大器的开环转移函数中，使得所述第二极频率与所述负载电流近似成比例。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述引入所述极-零双重线的步骤包括NMOS晶体管在电阻器-电容器(RC)配置中作为电阻器而操作，所述NMOS晶体管的电阻与所述负载电流的平方根的倒数值近似成比例地减小。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述将所述NMOS晶体管作为电阻器操作的步骤包括将所述NMOS晶体管的栅极端子耦合到传导所述负载电流的由所述调整器电路供应的部分的电流镜。

8.根据权利要求5所述的方法，其中所述将所述第二极引入到所述第一级放大器的开环转移函数中的步骤包括引发等于所述负载电流的一部分的电流进入所述第一级放大器中。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述引发所述负载电流的部分的步骤包括PMOS晶体管的栅极端子耦合到传导所述负载电流的由所述调整器电路供应的部分的电流镜。

10.一种对电压调整器电路进行频率补偿的方法，所述电压调整器电路具有第一级放大器和第二级放大器，所述方法包括：

改变所述调整器电路的开环系统转移函数的单位增益频率，使得所述单位增益频率与和极-零双重线相关联的频率成正比地增加，所述极-零双重线是在所述第一级放大器的输出处引入的；以及

维持所述极-零双重线的分流比，使得所述分流比大体上不随着所述电压调整器电流供应的负载电流而变化。

11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包括：

将第二极引入到所述第一级放大器的开环转移函数中，使得所述第二极频率与所述负载电流近似成比例。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述单位增益频率和所述与所述极-零双重线相关联的频率各自与所述负载电流的平方根成比例地增加。

13.一种低漏失(LDO)电压调整器电路，其包括：

第一放大器构件，其用于接受输入电压和反馈电压，所述第一放大器构件提供第一放大器输出信号；

第二放大器构件，其耦合到所述第一放大器构件并接受所述第一放大器输出信号，所述第二放大器构件提供第一电源电位与输出端子之间的耦合；

零补偿构件，其用于在所述第一放大器输出信号处引入极-零双重线，所述极-零双重线的频率与所述调整器电路供应的负载电流的平方根近似成比例地增加，所述极-零双重线进一步具有大体上不随着所述负载电流而变化的分流比；

第二极引入构件，其用于将第二极引入到所述第一放大器构件的开环转移函数中，所述第二极的频率与所述负载电流近似成比例地增加；以及

单位增益控制构件，其用于使所述调整器电路的开环转移函数的单位增益频率与所述负载电流的平方根近似成比例地增加。

14.一种电压调整器电路，其包括：

第一放大器级，其具有第一放大器输入端子、第一放大器输出端子、反馈端子、极感应晶体管和耦合到所述输出端子的补偿网络，所述补偿网络具有补偿电容器和补偿晶体管；

第二放大器级，其具有耦合到所述第一放大器输出端子的第二放大器输入端子、第一电流镜、第二电流镜及经配置以将第一电源电位耦合到输出端子的传输晶体管，所述第一电流镜经配置以传导负载电流的由所述传输晶体管供应的部分，且所述第二电流镜经配置以传导所述电流的由所述第一电流镜供应的部分；

传导路径，其将所述补偿晶体管耦合到所述第一电流镜；以及

传导路径，其将所述极感应晶体管耦合到所述第二电流镜。

15.根据权利要求14所述的调整器电路，其中所述极感应晶体管是PMOS晶体管，其耦合到第一电源电位并经配置以引发等于负载电流的由所述调整器电路供应的部分的电流进入所述第一放大器级中。

16.根据权利要求15所述的调整器电路，其中所述第一放大器输入端子是输入PMOS晶体管的栅极端子且所述反馈端子是反馈PMOS晶体管的栅极端子，所述输入PMOS晶体管和所述反馈PMOS晶体管各自具有彼此耦合且耦合到所述极感应晶体管的漏极端子的源极端子。

17.根据权利要求15所述的调整器电路，其中所述补偿晶体管是NMOS补偿晶体管，其耦合到第二电源电位并经配置以在与所述补偿电容器的串联配置中作为电阻器而操作，所述NMOS补偿晶体管的栅极端子经配置以具有取决于所述调整器电路供应的负载电流的电位。

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