CN101189792B

CN101189792B - 失真补偿装置

Info

Publication number: CN101189792B
Application number: CN2005800489553A
Authority: CN
Inventors: 车古英治; 舟生康人; 大庭健
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2005-03-09
Filing date: 2005-03-09
Publication date: 2010-07-14
Anticipated expiration: 2025-03-09
Also published as: EP1858158A4; JP4786644B2; US20070296495A1; WO2006095422A1; EP1858158A1; CN101189792A; US7430250B2; JPWO2006095422A1; EP1858158B1

Abstract

本发明提供失真补偿装置。该失真补偿装置用于通过平均化对存储单元的参照次数来避免临时性失真特征劣化。所述失真补偿装置包括：预失真单元，其利用失真补偿系数对发送信号进行失真补偿；失真补偿计算单元，其基于失真补偿之前的发送信号和从失真装置的输出侧反馈回的反馈信号来计算失真补偿系数；地址产生电路，其产生与发送信号相对应的地址；以及所述存储单元，其将计算出的失真补偿系数更新并存储到产生的地址中。所述地址产生电路通过将发送信号的功率乘以预定系数来产生与发送信号对应的地址，并且改变所述预定系数。

Description

失真补偿装置

技术领域

本发明涉及一种预失真补偿装置，其在对要发送的信号进行放大之前预先对该信号进行失真补偿处理。

背景技术

近年来，在无线通信中常常采用数字化的高效传送。当将多相调制方案应用于无线通信时，如下的技术是很重要的：根据该技术，通过使发送侧的尤其是发送功率放大器的放大特性线性化来抑制非线性失真，从而减小从相邻信道的功率泄漏。

当通过使用具有低线性的放大器来促进功率效率的改善时，对由低线性引起的非线性失真进行补偿的技术是必不可少的。

图1是常规无线通信装置中的发送装置的实施例的框图。发送信号产生装置1发送串行数字数据链。串行/并行转换器(S/P转换器)2一个比特接一个比特地交替地选取数字数据链，并且将选取的比特转换成两种类型的信号：同相分量信号(I信号：同相分量)和正交分量信号(Q信号：正交分量)。

D/A转换器3将I信号和Q信号中的每一个转换成模拟基带信号，并且将经转换的信号输入正交调制器4。正交调制器4将所输入的I信号和所输入的Q信号(发送基带信号)分别乘以基准载波8和通过将基准载波8相移90°而获得的载波，通过将相乘结果相加而执行正交变换，并输出变换结果。

频率转换器5对正交调制信号和本机振荡信号进行混频，并且将其频率转换到射频。发送功率放大器6对从频率转换器5输出的射频信号的功率进行放大，并且将经放大的信号从架空线(天线)7辐射到空中。

在这种情况下，在诸如W-CDMA的移动通信中，发送装置的发送功率大到10mW到几十mW，发送功率放大器6的输入/输出特性(具有失真函数f(p))是非线性的，如图2的虚线所示。由于这种非线性特性，产生非线性失真，并且发送频率f₀周围的频谱具有从图3的虚线的特性“a”长出的实线b表示的旁瓣。因此，产生向相邻信道的泄漏，产生相邻干扰。即，由于图2中示出的非线性失真，发送波泄漏到相邻频率信道的功率变大，如图3所示。

代表泄漏功率的大小的ACPR(相邻信道功率比)是作为图3的线A和A’之间的频谱面积的所关注信道功率与作为线B和B’之间的泄漏到相邻信道的频谱面积的相邻泄漏功率之间的比率。这种泄漏功率对其他信道而言是噪声，使得这些信道的通信质量劣化，因此被严格限制。

泄漏功率例如在功率放大器的线性区域(参见图2的线性区域I)中较小，而在非线性区域II中较大。为了使放大器成为高功率发送功率放大器，需要线性区域I很宽。然而，为此，容量超过实际需要容量的放大器是必要的。产生以下问题：这种放大器在成本和装置尺寸方面是不利的。因此，为无线装置提供补偿发送功率失真的失真补偿功能。

图4为包括数字非线性失真补偿功能的发送装置的框图。在S/P转换器2中将从发送信号产生装置1发送的数字数据串(cluster)(发送信号)转换成两种类型：I信号和Q信号，并且，作为优选实施例，将这些信号输入由DSP(数字信号处理器)构成的失真补偿单元9。

如图4的下部中放大地示出的，失真补偿单元9包括：失真补偿系数存储单元90，其对应于发送信号x(t)的功率pi(i＝0到1023)地存储失真补偿系数h(pi)；预失真单元91，其利用对应于发送信号的功率电平的失真补偿系数h(pi)，对发送信号进行失真补偿处理(预失真)；以及失真补偿系数计算单元92，其将发送信号x(t)和由稍后描述的正交波解调器解调出的解调信号(反馈信号)y(t)进行比较，计算使得通过比较而获得的差为零的失真补偿系数h(pi)，并且更新失真补偿系数存储单元90的失真补偿系数。

通过失真补偿单元9进行了失真处理的信号输入D/A转换器3。D/A转换器3将输入的I信号和输入的Q信号转换成模拟基带信号，并且将该基带信号输出到正交调制器4。正交调制器4将所输入的I信号和所输入的Q信号分别乘以基准载波8和由将基准载波8相移90°而获得的载波，通过将相乘结果相加来执行正交调制，并输出调制结果。

频率转换器5对正交调制信号和本机振荡信号进行混频，并且转换其频率。发送功率放大器6放大从频率转换器5输出的射频信号的功率，并且将经放大的信号从架空线(天线)7辐射到空中。

发送信号的一部分通过定向耦合器10输入频率转换器11。频率转换器11对这部分信号进行频率转换，将这部分信号输入正交波解调器12中。正交波解调器12将发送信号分别乘以基准载波和由将基准载波相移90°而获得的信号，从而执行正交解调，恢复发送侧的基带的I信号和Q信号，并将这些信号输入A/D转换器13。

A/D转换器13将所输入的I信号和Q信号转换成数字信号，并且将这些数字信号输入失真补偿单元9。失真补偿单元9的失真补偿系数计算单元92进行以下操作：通过利用LMS(最小均方)算法的自适应信号处理，将失真补偿之前的发送信号与由正交波解调器12解调出的反馈信号进行比较；计算使得比较获得的差为零的失真补偿系数h(p1)；由此更新存储在失真补偿系数存储单元90中的系数。此后，通过重复上述操作，抑制了发送功率放大器6的非线性失真，从而减小了向相邻信道的泄漏功率。

作为图4中的失真补偿单元9的构造实施例，例如，在专利文献1中记载了当执行如图5所示的通过自适应LMS的失真补偿处理时所使用的示例性构造。

在图5中，图4的预失真单元91与乘法器15a相对应，并且将发送信号x(t)乘以失真补偿系数h_n-1(p)。包括失真函数f(p)的失真装置15b与发送功率放大器6对应。

在图5中，将包括频率转换器11、正交波解调器12和A/D转换器13的部分(其将来自图4中的发送功率放大器15b的输出信号反馈回来)示出为反馈系统15c。

在图5中，图4中的失真补偿系数存储单元90由查找表(LUT)15e构成。图4的失真补偿系数计算单元92(其产生针对存储在查找表15e中的失真补偿系数的更新值)由失真补偿系数计算单元16构成。

在具有图5中示出的构造的失真补偿装置中，查找表15e存储用于抵消发送功率放大器6的失真的失真补偿系数，所述发送功率放大器6为与发送信号x(t)的离散的各个功率项对应的失真装置15b。

当输入了发送信号x(t)时，地址产生电路15d计算发送信号x(t)的功率p(＝x²(t))，产生与计算出的发送信号x(t)的功率p(＝x²(t))唯一对应的地址，并且输出该地址作为读取地址的指定信息。

从查找表15e读取存储在该读取地址中的失真补偿系数h_n-1(p)，并且将该失真补偿系数h_n-1(p)用于15a中的失真补偿处理。

通过失真补偿系数计算单元16来计算用于更新存储在查找表15e中的失真补偿系数的更新值。

即，失真补偿系数计算单元16被构造为包括共轭复数信号输出单元15f和乘法器15h到15j。减法器15g输出发送信号x(t)和反馈解调信号y(t)之间的差e(t)。乘法器15h将失真补偿系数h_n-1(p)和y*(t)相乘，获得输出u*(t)(h_n-1(p)y*(t))。乘法器15i将减法器15g的差输出e(t)和u*(t)相乘。乘法器15j将步长参数μ和乘法器15i的输出相乘。

加法器15k将失真补偿系数h_n-1(p)和乘法器15j的输出μe(t)u*(t)相加，获得查找表15e的更新值。

将该更新值存储在地址产生电路15d指定为与发送信号的功率p(＝x²(t))唯一对应的地址的写入地址(AW)。

尽管读取地址和写入地址为相同的地址，然而，因为在获得更新值之前需要计算时间等，所以通过延迟单元15m延迟读取地址并将其用作写入地址。

延迟单元15m、15n和15p对发送信号x(t)添加从输入发送信号的时间到反馈解调信号y(t)输入减法器15g的时间的延迟时间D。设置在延迟单元15m、15n和15p中的延迟时间D例如被确定为满足D＝D0+D1，其中发送功率放大器15b中的延迟时间为D0并且反馈系统15c的延迟时间为D1。

上述构造执行下面示出的计算。

h_n(p)＝h_n-1(p)+μe(t)u*(t)

e(t)＝x(t)-y(t)

y(t)＝h_n-1(p)x(t)f(p)

u*(t)＝x(t)f(p)＝h_n-1(p)y*(t)

p＝|x(t)|²

其中，x、y、f、h、u和e为复数，并且“*”表示共轭复数。

通过执行上述计算处理，失真补偿系数h(p)更新为使得发送信号x(t)和反馈解调信号y(t)之间的差信号e(t)最小，系数h(p)最终收敛到最优失真补偿系数值，并且发送功率放大器6的失真得到补偿。

专利文献1：PCT国际公开WO2003/103163号公报。

发明内容

本发明要解决的技术问题

将讨论作为失真装置的发送功率放大器6的特性和存储在查找表15e中的失真补偿系数。图6A为发送功率放大器6的增益特性相对于振幅的变化的图。图6B为发送功率放大器6的相位特性相对于振幅的变化的图。

对于增益特性相对于振幅的变化和相位特性相对于振幅的变化这两者，放大器6具有这样的失真特性：当振幅变大时，增益变小并且相位旋转量变大。因此，必须提供具有消除与发送信号的振幅(即发送信号功率)对应的增益减小和相位旋转量的符号的失真补偿系数值。

因此，查找表在与发送信号的电平唯一对应的地址中存储失真补偿系数，并且从与发送信号的电平唯一对应的地址中输出失真补偿系数。通过充分地执行上述更新处理来改进失真补偿系数，使得失真补偿系数成为最优失真补偿系数。

然而，发送信号的电平并非均匀变化，而是有所偏向。因此，存在得到更新的概率很低的失真补偿系数。当如上所述更新的频度很低时，作为失真补偿系数的可信度也很低。在通过不连续的更新而将系数更新为远离最优值的值的情况下，当由于发送频率的变化等而突然将该系数频繁地用作失真补偿系数时，失真补偿处理可能需要较长时间来稳定，或者系数的值可能由于更新处理而发散。

因此，本发明的目的在于避免由于更新频度低的失真补偿系数而导致出现对失真补偿处理的不利影响。

解决技术问题的技术方案

实现本发明的上述目的的第一方面的失真补偿装置包括：存储单元，其将失真补偿系数存储在指定的写入地址，并且输出存储在指定的读取地址中的失真补偿系数；预失真单元，其使用从所述存储单元输出的失真补偿系数，对发送信号进行失真补偿处理；失真补偿计算单元，其基于失真补偿处理之前的发送信号和由放大器进行放大之后的发送信号，计算失真补偿系数；以及地址产生单元，其指定与失真补偿处理之前的发送信号的电平对应的写入地址，其中，地址产生单元即使对相同电平也可以指定不同的写入地址。

在第一方面的失真补偿装置中，作为实现本发明的上述目的的第二方面，通过将发送信号的功率乘以不同的系数，或者向发送信号的功率加上不同的偏移值，地址产生单元即使对相同电平也指定不同的写入地址。

在第一方面的失真补偿装置中，作为实现本发明的上述目的的第三方面，定期地改变所述系数或所述偏移值。在该失真补偿装置中，作为实现本发明的上述目的的第四方面，地址产生单元至少指定二维地址作为写入地址；指定与当前发送信号的功率对应的地址为第一维地址；并且指定与当前发送信号的功率和前一发送信号的功率之间的变化量对应的地址为第二维地址。

在所述失真补偿装置中，作为实现本发明的上述目的的第五方面，将失真补偿处理之前的发送信号的功率表示为“p”，地址产生单元根据P(t)＝G1×log(p)+N1获得第一维地址，根据Δp＝G2×{P(t)-P(t-1)}+N2获得第二维地址，并且，即使失真补偿处理之前的发送信号的电平是相同电平，地址产生单元也通过改变系数G1和G2以及偏移值N1和N2中的至少任一个的值来指定不同的写入地址。

发明的效果

根据本发明，即使发送信号的电平相同，存储失真补偿系数的写入地址也可以改变，因此，可以避免由于失真补偿系数的更新频度低而导致出现对失真补偿处理的不利影响。

能够有效地使用存储单元，并且，能够避免在输入数据变化时失真特性临时劣化。

附图说明

图1是常规无线通信装置中的发送装置的实施例的框图。

图2是发送功率放大器的输入/输出特性(具有失真函数f(p))的图。

图3是用于说明由于非线性特性而产生的非线性失真的图。

图4是包括利用DSP(数字信号处理器)的数字非线性失真补偿功能的发送装置的框图。

图5是用于说明在图4中的失真补偿单元9中执行通过自适应LMS的失真补偿处理的情况的图。

图6A是发送功率放大器6的增益特性相对于振幅的变化的图。

图6B是发送功率放大器6的相位特性相对于振幅的变化的图。

图7A是查找表15e中的失真补偿系数值的参照次数的分布的图。

图7B是图7A的剖面“A”的参照次数的图。

图8是包括失真补偿装置的构造实施例的发送装置的框图，其中所述失真补偿装置包括根据本发明的数字非线性失真补偿功能。

图9A是地址产生电路15d的第一实施例的图。

图9B是地址产生电路15d的第二实施例的图。

图10A是当应用了对应于图7A的本发明时在各个地址位置参照(更新写入)查找表的次数的图。

图10B是当应用了对应于图7A的本发明时参照(更新写入)查找表的次数的平均的图。

附图标记说明

1发送信号产生装置

2串行/并行转换电路

9失真补偿单元

3、52D/A转换器

4正交调制器

5频率转换器

6发送功率放大器

13A/D转换器

7天线

6失真补偿系数产生电路

30控制块

31总线

32CPU

33非易失性存储器

具体实施方式

将参照附图来说明本发明的示例性实施方式。这些示例性实施方式仅仅用于理解本发明，本发明的技术范围不限于这些实施方式。

对与图4和图5中的部件具有相同功能的部件给予相同的附图标记。

在图8中，失真补偿装置9包括控制块30。控制块30包括连接到总线31的CPU32和非易失性存储器33。失真补偿装置9具有地址产生电路15q。

失真补偿系数产生电路16与图5中的电路类似地操作。然而，图8中示出的示例性实施方式在失真补偿系数产生电路16和存储失真补偿系数的查找表15e之间具有更新开关21。

在图9A中示出的电路可以用作地址产生电路15q的实施例。

将参照图9A说明地址产生电路的实施例。

尽管在以下实施例中地址产生电路指定二维地址，然而所述地址也可以是一维的。在这种情况下，例如，稍后描述的P(t)可以用作一维地址。

从发送信号产生装置1输入的发送信号X(t)为复数信号，实部表示为Xre(t)，虚部表示为Xim(t)，地址产生电路15q在其平方和计算单元150中计算平方值，获得其和p(＝Xre(t)²+Xim(t)²)，并且输出该和。

通过LOG转换单元151将“p”转换成对数值(＝log(p))。该对数值(＝log(p))输入延迟单元152和Δp计算单元153。延迟单元152将该对数值(＝log(p))延迟在Δp计算单元153中进行处理所必要的时间，输出该值。

Δp计算单元153计算当前发送信号的功率P(t)和前一功率P(t-1)之间的差{p(t)-P(t-1)}。

因此，彼此同步地获得来自延迟单元152的输出log(p)和来自Δp计算单元153的输出{p(t)-P(t-1)}。

乘法电路154a和154b分别将来自延迟单元152的输出和来自Δp计算单元153的输出乘以乘法系数G1和G2，加法器155a和155b分别将其加上偏移值N1和N2。

提供来自加法器155a的输出p(t)(＝G1×log(p)+N1)作为查找表15e的X轴方向的地址(第一维的地址)。

提供来自加法器155b的输出Δp(＝G2×{P(t)-P(t-1)}+N2)作为查找表15e的Y轴方向的地址(第二维的地址)。

因此，当输入了发送信号x(t)时，从地址产生电路15q输出P(t)(＝G1×log(p)+N1)和Δp(＝G2×{P(t)-P(t-1)}+N2)的组合，作为读取地址(AR)。读取存储在该读取地址的失真补偿系数。由此，执行15a中的失真补偿处理。

查找表15e将从失真补偿系数产生电路输出的与发送信号x(t)和反馈回的发送信号之间的差对应的失真补偿系数更新值存储在通过由15m延迟读取地址而获得的写入地址。

然而，在本实施例中，通过改变乘法系数G1和G2以及偏移值N1和N2中的一个或更多个，即使进行失真补偿处理之前的发送信号的功率为相同的功率，也可以将地址输出为不同的地址。

“地址控制的第一实施例”

即，通过执行控制以按预定周期改变乘法系数G1和G2以及偏移值N1和N2中的一个或更多个，即使发送信号处于相同的电平，CPU32也产生不同的读取(写入)地址。

在本实施例中，由于通过简单地延迟读入地址而产生写入地址，因此，乘法系数和偏移值的变化对于读取地址和写入地址这二者是相同的变化。

例如，通过控制CPU以对于各个地址产生将N值按顺序切换为+1、0、和-1，从而改变失真补偿系数的更新值的写入地址。

由此，可以通过改变相邻地址而将地址转换成出现频度低的地址，并且可以抑制出现更新频度低的失真补偿系数。

在这种情况下，因为通过改变相邻地址而将地址转换成出现频度低的地址，所以发送信号的功率不会有太大变化，因此，值接近作为失真补偿系数的更新值的最优值。

因为发送信号的功率变化量接近所述地址的发送信号的功率变化量的相邻地址发生了变化，所以，不仅对于X轴方向而且对于Y轴方向，值都类似地接近作为失真补偿系数的更新值的最优值。

当乘法系数G变化时，也可以强制产生出现频度低的地址。当G增加时，地址相对于功率变化的变化量增加。当G减小时，地址相对于功率变化的变化量减小。

“地址控制的第二实施例”

在本实施例中，当产生读取地址时，改变乘法系数G1和G2以及偏移值N1和N2并不像上述那样是必须的，并且，输出由进行失真补偿处理之前的发送信号功率唯一确定的地址。即，G1、G2、N1、和N2为固定值。

当产生写入地址时，使用G1’、G2’作为乘法系数并且使用偏移值N1’和N2’，这些值G1’、G2’、N1’和N2’是其中的一个或更多个相对于G1、G2、N1和N2有所变化的值。

图9B为对应于控制的第二实施例的地址产生电路15q的图。简单地描述电路15q的操作，CPU在产生读取地址时将N1和N2设置为零，并且在产生写入地址时分别将N1’和N2’的值在+1、0、和-1之间切换，由此CPU改变失真补偿系数的更新值的写入地址。

因此，通过改变相邻地址，可以将地址转换成出现频度低的地址，并且可以抑制更新频度低的失真补偿系数的出现。

在这种情况下，因为通过改变相邻地址而将地址转换成出现频度低的地址，所以发送信号的功率不会具有很大差异，因此，值接近作为失真补偿系数的更新值的最优值。

另一方面，如以上参照图5对失真补偿系数产生电路16的说明，基于发送信号(t)和作为失真装置的发送功率放大器6的反馈输出，获得使得发送信号与反馈输出之间的差为零的失真补偿系数。

优选的是，设置更新开关21以形成失真补偿系数的更新时间段和非更新时间段，并且，理想的是，当该开关处于其接通状态时，将更新值发送到查找表15e并且更新失真补偿系数，并且，当开关处于其断开状态时，抑制更新。

因此，在更新处理的断开时间段内，CPU32不执行上述地址控制的第一实施例和第二实施例的操作，可以利用作为固定的预定值的乘法系数和偏移值来产生失真补偿系数的读取地址。

如上所述，即使发送信号的功率与进行失真补偿处理之前的发送信号功率相同，地址产生电路15q也可以将由失真补偿系数产生电路16获得的用于更新的失真补偿系数写入多个不同的地址中。

图7A为当不如上所述地执行根据本发明的上述地址控制时查找表中的失真补偿系数值的参照次数的分布的图。图7B为图7A的剖面“A”的参照次数的图。

查看在该剖面“A”中的参照次数可以理解，在查找表中的失真补偿系数的更新次数很少的部分中，存在失真补偿系数没有更新的地址。

在这种状态下，对彼此相邻的各个地址的失真补偿系数的更新频度非常不同。由此，当输入数据发生显著变化(例如，功率变化或载波频率变化)时，有很高的概率可能会参照查找表中的失真补偿系数迄今几乎没有更新过的地址点。在这种情况下，不仅失真特性临时劣化，而且出现以下状态：系数增大，并且根据情况还不收敛。

另一方面，通过执行上述地址控制，如图10A和图10B所示，参照(更新写入)查找表15e的各个地址位置的次数可以平均。

产业应用性

因此，根据本发明，可以避免由于低更新频度的失真补偿系数而导致出现对失真补偿处理的不利影响，并且，通过将本发明应用到补偿装置，可以提供高质量的发送器。

Claims

1.一种失真补偿装置，该失真补偿装置包括：

存储单元，其将失真补偿系数存储在指定的写入地址，并且输出存储在指定的读取地址中的失真补偿系数；

预失真单元，其使用从所述存储单元输出的失真补偿系数，对发送信号进行失真补偿处理；

失真补偿计算单元，其基于失真补偿处理之前的发送信号和由放大器进行放大之后的发送信号，计算失真补偿系数；以及

地址产生单元，其指定与失真补偿处理之前的发送信号的功率电平对应的写入地址，其中，

所述地址产生单元即使对所述发送信号的相同功率电平也可以指定不同的写入地址。

2.根据权利要求1所述的失真补偿装置，其中，

所述地址产生单元通过将发送信号的功率乘以不同的系数、或者对发送信号的功率加上不同的偏移值，从而即使对所述发送信号的相同功率电平也指定不同的写入地址。

3.根据权利要求2所述的失真补偿装置，其中，

所述不同的系数或所述不同的偏移值定期地改变。

4.根据权利要求1所述的失真补偿装置，其中，

所述地址产生单元至少指定二维地址作为写入地址，其中，

指定对应于当前发送信号的功率的地址为第一维地址，并且其中，

指定对应于当前发送信号的功率与前一发送信号的功率之间的变化量的地址为第二维地址。

5.根据权利要求4所述的失真补偿装置，其中，

失真补偿处理之前的发送信号的功率表示为“p”，所述地址产生单元根据P(t)＝G1×log(p)+N1获得所述第一维地址，根据Δp＝G2×{P(t)-P(t-1)}+N2获得所述第二维地址，并且，即使失真补偿处理之前的发送信号的电平是相同电平，所述地址产生单元也通过改变系数G1和G2以及偏移值N1和N2中的至少任一个的值来指定不同的写入地址。