CN101133566A - 用于估计相位误差噪声的方法和/或系统 - Google Patents

Abstract

公开了用于估计相位误差噪声的方法和/或系统的实施例。

Description

用于估计相位误差噪声的方法和/或系统

相关申请

本专利申请要求在2004年12月2日提交的名称为“Minimal MeanSquare Error-based Phase Noise Migration Method for MIMO-OFDM”的美国临时专利申请No.60/632,439的优先权，该申请转让给本声明主题的受让人。

技术领域

本发明涉及通信。

背景技术

在通信中理想的是至少部分地具有针对相位误差或相位噪声进行估计和调整的能力。

附图说明

在说明书的结尾部分具体地指出并清楚地声明了主题。然而，如果结合附图来阅读，通过参考以下详细描述，所声明的既关于组织又关于操作方法的主题及其目标、特征和优点一起，可以被更好地理解，其中：

图1是图示使用MIMO-OFDM方案的通信系统的一个实施例的示意图；

图2-5是图示使用估计相位误差噪声的方法的各种实施例的模拟性能结果的标绘图。

具体实施方式

在以下详细描述中，阐述了众多具体细节以提供对所声明主题的彻底理解。然而，本领域技术人员将会理解的是，所声明的主题可以被实施而无需这些具体的细节。在其它实例中，众所周知的方法、过程、部件和/或电路未被详细地描述，以便不使所声明的主题模糊。

以下详细描述的某些部分依据与计算系统之内、如计算机和/或计算系统存储器之内所存储的数据位和/或二进制数字信号有关的运算的算法和/或符号表示法来表示。这些算法描述和/或表示法是数据处理领域技术人员用来向本领域技术人员传达他们工作主旨的技术。算法在这里通常被认为是导致预期结果的运算和/或类似处理的自洽序列。运算和/或处理可能涉及对物理量的物理操纵。典型地，尽管不是必要地，这些量可以采用能够被存储、传递、组合、比较和/或另外地操纵的电和/或磁信号的形式。已证明有时主要为了共同使用，将这些信号称为位、数据、值、元素、符号、字符、术语、数、数字等等是方便的。然而，应当理解的是，所有的这些和类似的术语都要与适当的物理量相关联，并且只是方便的标记。除非另外特别声明，否则如从以下讨论显而易见的那样，可以理解的是，贯穿本说明书，利用诸如“处理”、“计算(computing)”、“计算(calculating)”、“确定”和/或类似形式的术语的讨论指的是诸如计算机或类似电子计算装置的计算平台的行为和/或过程，其在计算平台的处理器、存储器、寄存器和/或其它信息存储、传输和/或显示装置之内对表示为物理电子和/或磁量和/或其它物理量的数据进行操纵和/或变换。

对于根据所声明主题的一个实施例，用于估计相位误差噪声的基于MMSE的方案被应用于MIMO-OFDM通信系统，如具有任意数目天线的系统。可以认为这样的实施例提供了比用其它相位误差估计方法如最小二乘(LS)方法已获得的性能更好的性能，并且在天线的数目和SNR水平两方面都显示出健壮性。同样地，这样的方法可以独立于编码方案来实施，因此，可以用在各种应用中，例如像BLAST或空时编码。

例如像对于时变和频率选择性信道，OFDM调制与多输入多输出(MIMO)系统的组合可以增加系统容量并减小接收机复杂性。因此，对于高性能未来4G宽带无线通信，MIMO-OFDM已成为有希望的候选。然而，类似于SISO-OFDM，MIMO-OFDM可能对如相位误差噪声的噪声的水平敏感，其可能导致性能降级。

尽管存在用于单天线系统的各种相位噪声调整方法，但是尚未很好地研究多天线通信系统。如前面提到的那样，对于一个实施例，尽管基于最小均方误差(MMSE)方法可以应用于MIMO-OFDM通信系统以估计相位误差噪声，但是当然所声明的主题范围不限于这方面。具体地，对于64子载波、16QAM调制、其中相位噪声方差为0.01的情况，在此显示了模拟结果。

多输入多输出(MIMO)技术利用了可以通过密集多路散射环境中的空间上分离的天线而获得的分集，然而，所声明的主题范围不限于这方面。尽管如此，参见例如D.Gesbert等人的“From theory to practice：anoverview of MIMO space-time coded wireless systems”，IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.21，pp.281-297，Apr.2003(在下文中被称为[1])。潜在地对于相同的带宽并且潜在地在没有另外的功率损耗的情况下，MIMO可以提供传输率(或容量)的线性增长。例如通过所谓的空时码可以实现分集。参见例如V.Tarokh和A.Seshadri的“Space-time codes for highdata rate wireless communication：Performance criterion and codeconstruction”，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.44，pp.744-765，March1998(在下文中被称为[2])，同时通过空间复用系统，如缩写为BLAST的来自贝尔实验室的先锋系统，可以实现高比特率。参见例如P.W.Wolniansky、G.J.Foschini、G.D.Golden及R.A.Valenzuela的“V-BLAST：An architecture for realizing very high data rates overrich-scattering wireless channel”，PROC.ISSSE，pp.295-300，1998(在下文中被称为[3])。然而，再次地，所声明的主题在范围上不限于这些示意性的系统实例。

正交频分复用(OFDM)是在例如遇到大的延迟扩展的宽带无线系统中使用的有吸引力的调制方案，然而，再次地，所声明的主题范围不限于这方面。尽管如此，参见例如Z.Wang和G.B.Giannakis的“Wirelessmulticarrier communications：Where fourier meets Shannon”，SignalProcessing Magazine，IEEE，vol.17，pp.29-48，May 2000(在下文中被称为[4])；“OFDM or single-carrier block transmission？”Transaction orCommunication，IEEE，vol.52，pp.380-394，March 2004(在下文中被称为[5])。因此，OFDM已用在各种应用中，例如数字用户线(DSL)、数字视频/音频广播(DVB/DAB)、IEEE 802.11a无线局域网(HIPERLAN/2)；参见例如J.Bingham，“Multicarrier modulation for data transmission：anidea for whose time has come”，IEEE Commun.Mag.，vol.28，pp.5-14，May 1990(在下文中被称为[6])；IEEE Std 802.11a-1999，Supplement toIEEE standard for information technology-telecommunications andinformation exchange between systems-local and metropolitan areanetworks-specific requirements.Part 11；wireless LAN medium accesscontrol(MAC)and physical layer(PHY)specifications；high-speedphysical layer in the 5GHz band.http://www.ieee.org.Dec.1999(在下文中被称为[7])。

OFDM的原理是将频率选择性信道转换成频率平坦子信道的并行集合。信号然后例如可以通过每个平坦子信道上的一抽头均衡器来恢复。由于不同的子载波频率重叠，所以可用带宽得到有效使用。

组合的MIMO-OFDM方案至少部分地由于通过MIMO技术而引入的其BER性能的改进的系统容量而具有胜于传统系统的优点，并且至少部分地由于OFDM技术而选择性地具有其对信道频率的健壮性。然而，类似于OFDM，MIMO-OFDM至少部分地由于相位噪声的存在而遭受性能降低。如前面提出的那样，在一个实施例中，用于估计相位误差的基于MMSE的方法可以用于改善系统性能，例如可以在接收机处使用，或者通过结合在接收机中的计算装置来使用。然而，再次地，所声明的主题范围不限于这些具体的实施例。

考虑具有M_T(在此也被指示为MT)个发射天线和M_R(在此也被指示为MR)个接收天线的频率选择性MIMO信道。子载波k上的信道可以用M_R×M_T矩阵H(k)来表示。将X＝[X₁，X₂，…，X_MT]^T＝[X(0)，X(1)，…，X(N-1)]定义为M_T乘N矩阵，其包括在一个符号持续时间T内的发射数据，其中X_t＝[X_t(0)，X_t(1)，…，X_t(N-1)]^T指示第t个天线上的发射OFDM符号，并且X(k)＝[X₁(k)，X₂(k)，…，X_MT(k)]^T指示用于子载波k上的天线的发射数据，其中k在0和N-1之间。对发射天线上的数据块的IDFT得到时域序列x_t＝[x_t(0)，x_t(1)，…，x_t(N-1)]^T。在插入假定大于信道长度的循环前缀(Cyclix prefix，CP)之后，在发射天线上发射序列。在接收天线处，CP被剥去，并且数据被馈送到DFT单元中。通过在数据序列中使用CP，时域线性卷积等效于循环卷积。假定Y＝[Y₁，Y₂，…，Y_MR]^T＝[Y(0)，Y(1)，…，Y(N-1)]指示来自天线的接收数据，其中Y_r＝[Y_r(0)，Y_r(1)，…，Y_r(N-1)]^T指示在第r个天线上的接收OFDM符号，并且Y(k)＝[Y₁(k)，Y₂(k)，…，Y_MR(k)]^T指示第k个子载波上的接收信号。因此，MIMO-OFDM过程的一般形式可以总结为：

$Y\left(k\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}H\left(k\right)X\left(k\right)+N\left(k\right)---\left(1\right)$

其中，E_s是向跨发射天线而均匀划分的第k个子载波分配的平均能量，H(k)是M_R×M_T矩阵，其由以下给出：

$H\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{11}k& H_{12}\left(k\right)& \mathrm{\Λ}& H_{{\mathrm{IM}}_T}\left(k\right)\\ H_{21}\left(k\right)& H_{22}\left(k\right)& \mathrm{\Λ}& H_{{2M}_T}\left(k\right)\\ M& M& O& M\\ H_{M_{R}1}\left(k\right)& H_{M_{R}2}\left(k\right)& \mathrm{\Λ}& H_{M_R{M}_T}\left(k\right)\end{array}\right]$

并且N(k)＝[N₁(k)，N₂(k)，…，N_MR(k)]^T指示子载波k上的噪声，其为具有方差σ² _N的零均值AWGN。

几种空时编码技术已被提议，如前面引用的[2]中讨论的那样，且后来被扩展到OFDM领域。当然，所声明的主题不限于具体的编码方案。另一种有趣的方法是空频编码技术，其在具有2×1(M_T＝2，M_R＝1)天线的Lee和Williams的“A space-frequency transmitter diversitytechnique for ofdm systems”，GLOBECOM’00(San Francisco，CA)，vol.3，pp.1473-1477，Nov.2000(在下文中被称为[8])中引入，是Alamouti的空时编码技术的频域对应部分，参见Alamouti的“A simple transmitterdiversity scheme for wireless communications”，IEEE J.Select.AreasCommun.，vol.16，pp 1451-1458，Oct.1998(在下文中被称为[9])。遵循与[8]中相同的方法，在图1中显示了使用2×2场景的相位噪声的效果。为了实施[8]中的发射分集技术，例如，X₁和X₂被按位编码为：

X₁＝[X(0)，-X*(1)，...，X(N-2)，-X*(N-1)]^T    (2)

X₂＝[X(1)，X*(0)，...，X(N-1)，X*(N-2)]^T      (3)

为了简化起见，我们假定 $\sqrt{\frac{E_s}{M_t}}=1.$ 因此根据(1)，对于2×2情况的标量形式由以下给出：

$Y_r\left(k\right)=\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{tr}}\left(k\right)X_t\left(k\right)+N_r\left(k\right),r=\mathrm{1,2}---\left(4\right)$

其中X_t(k)是X_t的第(k+1)个元素。

空频传输分集技术[8]涉及近似恒定的相邻子载波上的衰落信道。在如果信道相干带宽与传输带宽相比相对大的情况下，这种情形保持。这不如空时块编码中那样严格，空时块编码使得相邻OFDM符号上的衰落信道恒定。

不失一般性地，研究了第2k和(2k+1)个频域数据(子载波)信号对。该信号对的空频解码简单地由[9]中的相同组合方案给出。假定不存在相位噪声，通过以下给出组合规则：

$\hat{X}\left(2k\right)$

$=Y_1\left(2k\right){H^{*}}_{11}\left(2k\right)+{Y^{*}}_1(2k+1)H_{21}\left(2k\right)$

$+Y_2\left(2k\right){H^{*}}_{12}\left(2k\right)+{Y^{*}}_2(2k+1)H_{22}\left(2k\right)---\left(5\right)$

$=X\left(2k\right)\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{r=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{\mathrm{tr}}\left(2k\right)\right|}^2$

$+{H^{*}}_{11}\left(2k\right)N_1\left(2k\right)+H_{21}\left(2k\right){N^{*}}_1(2k+1)$

$+{H^{*}}_{12}\left(2k\right)N_2\left(2k\right)+H_{22}\left(2k\right){N^{*}}_2(2k+1)$

$\hat{X}(2k+1)$

$=Y_1\left(2k\right){H^{*}}_{11}\left(2k\right)-{Y^{*}}_1(2k+1)H_{21}\left(2k\right)$

$Y_2\left(2k\right){H^{*}}_{12}\left(2k\right)-{Y_2}^{*}2(2k+1)H_{22}\left(2k\right)$

$=X(2k+1)\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{r=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{\mathrm{tr}}\left(2k\right)\right|}^2$

$+{H^{*}}_{21}\left(2k\right)N_1\left(2k\right)-H_{11}\left(2k\right){N^{*}}_1(2k+1)$

$+{H^{*}}_{22}\left(2k\right){N^{*}}_2\left(2k\right)-H_{12}\left(2k\right){N^{*}}_2(2k+1)---\left(6\right)$

通过这种组合方案利用了通过发射和接收天线两者来提供的空间分集。

在该上下文中，术语相位噪声用于描述信号的短期随机频率波动。它可能起因于发射机和接收机振荡器，并且可以被描述为具有零均值和方差2πβt的连续布朗运动过程，其中β指示相位噪声线宽，然而，所声明的主题范围不限于这方面。通过包括相位噪声效果，表达式(4)随后被修改为：

$Y_r\left(k\right)=\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{tr}}\left(k\right)X_t\left(k\right)C\left(0\right)$

其中 $C\left(n\right)=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{e}^{j2\mathrm{\πkn}+j0\left(k\right)},$ o(k)指示相位噪声。o(k)的方差由2πβT给出，其中β和T分别指示相位噪声线宽和OFDM符号持续时间。从(7)中注意到，相位噪声有助于

1.公共相位误差(CPE)，用C(0)指示，其可能导致希望信号的旋转；

2.载波间干扰(ICI)，用属于ICI_t(k)指示，其可能导致对希望信号的干扰。

对于中到小的相位噪声水平，后DFT相位噪声调整可能在特殊情形下是可能的。典型地，CPE合计超过90％相位噪声能量，而ICI与CPE相比相对小。亦即，对于频域校正，即使考虑CPE和ICI两者会得到更好的结果，CPE校正也可能等于由相位噪声引起的主要性能损失。进而，MIMO所提供的空间分集也可以改进CPE估计器性能。因此，这个具体实施例对应于CPE，然而，当然，所声明的主题范围不限于CPE估计。

为了减轻CPE，(7)可被重写为

$Y_r\left(k\right)=\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{tr}}\left(k\right)X_t\left(k\right)C\left(0\right)+{\stackrel{\′}{N}}_r\left(k\right)$

其中

指示∑_t＝1 ²  ∑_{n＝0，n≠k} ^N-1 $H_{\mathrm{tr}}\left(n\right)X_t\left(n\right)C(n-k)+{\stackrel{\′}{N}}_r\left(k\right)$ ......。定义N_p为OFDM符号之内的导频(pilot)的数目，并且{k₁，k₂，…，k_Np}为相应的导频集合。于是(8)中的接收信号的导频技术等价于下面的(9)和(10)：

$\stackrel{\‾}{Y}=\mathrm{SC}\left(0\right)+\stackrel{\‾}{\stackrel{\′}{N}}$

$\stackrel{\‾}{Y}={[Y_1\left(k_1\right),Y_2\left(k_1\right),...,Y_1\left(k_{N_p}\right),Y_2\left(k_{N_p}\right)]}^T$

$S={[S_1\left(k_1\right),S_2\left(k_1\right),...,S_1\left(k_{N_p}\right),S_2\left(k_{N_p}\right)]}^T$

$\stackrel{\‾}{\stackrel{\′}{N}}={[{\stackrel{\′}{N}}_1\left(k_1\right),{\stackrel{\′}{N}}_2\left(k_1\right),...,{\stackrel{\′}{N}}_1\left(k_{N_p}\right),{\stackrel{\′}{N}}_2\left(k_{N_p}\right)]}^T$

$S_r\left(k_p\right)=\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{tr}}\left(k_p\right)X_t\left(k_p\right),1\≤p\≤N_p$

对于这个具体的实施例，可以通过估计C(0)来估计相位误差。这可以通过找到使

最小化的适当系数向量W来在此完成。使用某种代数操纵，容易地显示出这个系数在此由以下给出：

$W={({\mathrm{ss}}^H+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{E_c}I)}^{-1}S---\left(11\right)$

其引起CPE的MMSE估计：

$\hat{C}\left(0\right)w^h\stackrel{\‾}{Y}=S^H{({\mathrm{SS}}^H+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{E_c}I)}^{-1}\stackrel{\‾}{Y}---\left(12\right)$

其中，E_c指示平均能量C(0)，并且σ²指示N_r(k)的方差。假定完全知道相位噪声线宽和信道响应，并且OFDM子载波信号是具有零均值和方差E_x的相互独立的随机变量。那么E_c和N_r(k)的统计值显示为：

$E_c=E\left[{\left|C\left(0\right)\right|}^2\right]=1-\frac{\mathrm{\π\βT}}{3}---\left(13\right)$

${\mathrm{\σ}}^2=\mathrm{VAR}\left[{\stackrel{\′}{N}}_r\left(k\right)\right]=\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}E\left[{\left|\mathrm{IC}{I}_{\mathrm{tr}}\right|}^2\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}N$

$=\frac{2\mathrm{\π\βT}{E}_x}{3}+{\mathrm{\σ}}^{2}N$ (14)

这里我们假定信道响应被归一化，并且相位噪声独立于AWGN。应注意的是，较大的导频数目N_p增加了向量W的大小，并且改善了估计准确性。在这个方案中利用了空间分集，因为W的长度在单天线系统中会减半。

当考虑相位噪声的CPE效果时，通过将相应的信道响应乘以C(0)来修改(5)和(6)中的决定结果。于是在CPE的估计之后，我们得到：

$\hat{X}\left(2k\right)$

$=X\left(2k\right){\left|\hat{C}\left(0\right)\right|}^2\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{r=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}}^2{\left|H_{\mathrm{tr}}\left(2k\right)\right|}^2$

$+{\hat{C}}^{*}\left(0\right)[{H^{*}}_{11}\left(2k\right)N_1\left(2k\right)+H_{21}\left(2k\right){N^{*}}_1(2k+1)]$

$+{\hat{C}}^{*}\left(0\right)[{H^{*}}_{12}\left(2k\right)N_2\left(2k\right)+H_{22}\left(2k\right){N^{*}}_2(2k+1)]---\left(15\right)$

$\hat{X}(2k+1)$

$=X(2k+1){\left|\hat{C}\left(0\right)\right|}^2\underset{t=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{r=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{\mathrm{tr}}\left(2k\right)\right|}^2$

$+{\hat{C}}^{*}\left(0\right)[{H^{*}}_{21}\left(2k\right)N_1\left(2k\right)-H_{11}\left(2k\right){N^{*}}_1(2k+1)]$

$+{\hat{C}}^{*}\left(0\right)[{H^{*}}_{22}\left(2k\right){N^{*}}_2\left(2k\right)-H_{12}\left(2k\right){N^{*}}_2(2k+1)]---\left(16\right)$

如前面提出的那样，针对IEEE 802.11a标准，以一OFDM符号64子载波进行模拟，并且应用空频分集技术，其中使用了16QAM调制。循环前缀的长度假定大于信道延迟扩展。

图2显示了与无相位噪声和无校正相位噪声情况相比的估计相位误差噪声的方法的实施例的SER性能。即使对于无校正的10^-2的小相位噪声，也存在明显的误差底板(error floor)。另一方面，这里应用的具体实施例减轻了相位噪声，因此性能保持接近于无相位噪声的情况。应注意的是，甚至基于ML的方案也比该具体实施例差1-2dB。

在图3中估算了不同调制对提议方案的影响，其显示，这个具体实施例对于通用的调制方法是健壮的。还要注意，当星座尺寸增加时，实施例和无相位噪声情况之间的性能差异变得更大，因为较大的星座对估计误差更加敏感。

图4显示了导频数目和相位噪声水平对系统的SER性能的影响。从这个附图中我们断定，选择4个导频给出了具有高频谱效率(4/64＝6.25％用于导频的传输带宽)和相对低的计算复杂性的足够性能。

最后，在图5中，归一化的MMSE(NMMSE)用于比较具有不同N_P的性能。应注意的是，尽管我们能够通过较大的N_P来改善估计误差NMMSE，但是相同量的改善对于SER并不发生，如图4所示。

值得注意的是，所声明主题的实施例可以用在多种环境中，并且所声明主题的范围不限于这方面。例如，实施例可以用在多种可能的通信装置中，例如包括蜂窝电话、个人数字助理、膝上型计算机、媒体播放器等等。当然，所声明主题的范围不限于这个例子。使用多种软件、固件和/或硬件的许多其它方法和/或其它类型的装置是可能的，并且包括在所声明主题的范围之内。

当然，将会理解的是，尽管刚才已描述了具体的实施例，但是所声明主题的范围不限于具体的实施例或实现。例如，一个实施例可以是如实施用来在例如装置或装置的组合上工作的硬件的形式，而另一个实施例则可以是软件的形式。同样地，实施例可以用固件实现，或者例如像硬件、软件和/或固件的任意组合。同样地，然而，所声明主题的范围不限于这方面，一个实施例可以包括一个或多个物品如一个或多个存储介质。例如像一个或多个CD-ROM和/或盘的这种存储介质可以在其上存储指令，当由系统例如像计算机系统、计算平台或其它系统执行时，所述指令可以导致根据所声明主题的方法的实施例，例如像先前描述的实施例中之一，被执行。作为一个潜在的实例，计算平台可以包括一个或多个处理单元或处理器、一个或多个输入/输出装置如显示器、键盘和/或鼠标和/或一个或多个存储器如静态随机存取存储器、动态随机存取存储器、闪速存储器和/或硬盘驱动器。例如，显示器可以用于显示一个或多个查询，如可能相互关联的那些查询和/或一个或多个树状表达，然而，再次地，所声明主题的范围不限于这个例子。

在前面的描述中，已描述了所声明主题的各个方面。为了解释的目的，阐明了特定的数目、系统和/或构造以提供对所声明主题的彻底理解。然而，对于受益于本公开的本领域技术人员而言应当明显的是，所声明的主题可以被实施而无需所述特定细节。在其它实例中，众所周知的特征被省略和/或简化，以便不模糊所声明的主题。尽管在此已图示和/或描述了一定的特征，但是本领域技术人员将会想到许多修改、替换、改变和/或等效形式。因此应理解的是，所附权利要求意图覆盖落在所声明主题的真实精神之内的全部这样的修改和/或改变。

Claims (20)

1.一种针对使用MIMO-OFDM方案的接收机的减小相位误差噪声的方法，包括：

至少部分地基于MMSE而对相位误差噪声进行估计；以及

针对所述估计的相位误差噪声而对接收信号进行调整。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述对接收信号进行调整包括对所述接收信号的解码进行调整。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述对相位误差噪声进行估计包括对公共相位误差进行估计。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述对公共相位误差进行估计包括对所述公共相位误差的统计值进行估计。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述MIMO-OFDM方案使用空时编码。

6.一种设备，包括：

接收机，其使用MIMO-OFDM方案；

所述接收机适用于至少部分地基于MMSE而对相位误差噪声进行估计，并且进一步适用于针对所述估计的相位误差噪声而对接收信号进行调整。

7.如权利要求6所述的设备，其中，所述接收机进一步适用于对接收信号的解码进行调整。

8.如权利要求6所述的设备，其中，所述接收机进一步适用于对公共相位误差进行估计。

9.如权利要求6所述的设备，其中，所述接收机进一步适用于对所述公共相位误差的统计值进行估计。

10.如权利要求6所述的设备，其中，所述接收机适用于使用空时编码。

11.如权利要求6所述的设备，其中，所述接收机基本上遵从IEEE802.11的各方面。

12.如权利要求6所述的设备，其中，所述接收机结合在以下的至少一个中：蜂窝电话；个人数字助理；膝上型计算机；媒体播放器装置。

13.一种设备，包括：

计算装置；

所述计算装置适用于针对MIMO-OFDM通信方案至少部分地基于MMSE对相位误差噪声进行估计。

14.如权利要求13所述的设备，其中，所述计算装置进一步适用于处理接收信号以便针对所述估计的相位误差噪声而进行调整。

15.如权利要求14所述的设备，其中，所述计算装置进一步适用于对接收信号的解码进行调整。

16.如权利要求13所述的设备，其中，所述计算装置进一步适用于对公共相位误差进行估计。

17.如权利要求13所述的设备，其中，所述计算装置进一步适用于对所述公共相位误差的统计值进行估计。

18.如权利要求13所述的设备，其中，所述计算装置适用于使用空时编码。

19.如权利要求13所述的设备，其中，所述计算装置基本上遵从IEEE802.11的各方面。

20.如权利要求13所述的设备，其中，所述计算装置结合在以下的至少一个中：蜂窝电话；个人数字助理；膝上型计算机；媒体播放器装置。

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