CN101119066B

CN101119066B - 开关调节器

Info

Publication number: CN101119066B
Application number: CN2007101292454A
Authority: CN
Inventors: 相马将太郎
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2006-03-16
Filing date: 2007-03-16
Publication date: 2012-03-21
Anticipated expiration: 2027-03-16
Also published as: JP2007252113A; US7649346B2; US20070216388A1; CN101119066A

Abstract

一种开关调节器包括电感器和开关晶体管，并且具有正常工作模式和轻载工作模式。该开关调节器包括配置为切换该正常工作模式和该轻载工作模式的工作模式切换部分和配置为检测负载的轻载状态的轻载检测部分。该轻载检测部分被配置为当该开关晶体管关断时通过该开关晶体管和该电感器的连接处的电压的变化来检测该负载的轻载状态。该工作模式切换部分被配置为响应于轻载检测部分的负载的轻载状态的检测而将正常工作模式切换到轻载工作模式。

Description

开关调节器

技术领域

本发明涉及一种用在便携设备中的开关调节器。

背景技术

近年来，需要节约能源也为了环境保护。同时，就其电池寿命的扩展而言，需要例如便携设备的使用电池的设备消耗更少的电流。

已知用在这样的便携设备中的开关调节器是用于切换关于轻载时间和重载时间的控制方法。例如，根据一种方法，开关调节器的电感器的电感电流的减小或者不连续被检测为轻载时间，并且响应于该检测而切换控制方法。

根据这个方法，为了检测该电感器电流中的变化而监测例如开关调节器的整流二极管的电势的变化。

日本公开的专利申请2005-160254号公开了一种开关调节器，其能够极大地减小损耗，该损耗源于开关器件的控制电极和输入以及输出端子之间形成的寄生电容的充电和放电。

然而，根据该常规的切换方法，存在例如电路数目以及电流消耗的增大的问题，这是由于为了监测电势中的改变需要诸如误差放大器和比较器的模拟电路。

发明内容

本发明的实施方式可以解决或减少一个或多个上述问题。

根据本发明的一个实施方式，提供一种开关调节器，其可以解决或减少一个或者多个上述问题。

根据本发明的一个实施方式，提供一种开关调节器，其切换到轻载工作模式，并且在防止电路数量增加的同时以低电流消耗工作。

根据本发明的一个实施方式，提供一种开关调节器，包括电感器和开关晶体管，该开关调节器具有正常工作模式和轻载工作模式，该开关调节器包括配置为切换该正常工作模式和该轻载工作模式的工作模式切换部分，和配置为检测负载的轻载状态的轻载检测部分，其中该轻载检测部分配置为当该开关晶体管关断时通过该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压变化而检测负载的轻载状态，并且工作模式切换部分配置为响应该轻载检测部分检测到的该负载的轻载状态，将正常工作模式切换到轻载工作模式，该轻载检测部分包括触发器电路，该开关晶体管和该电感器的连接点连接到该触发器电路的时钟输入端，该触发器电路的输出端连接到该工作模式切换部分，以及将提供给该开关晶体管的门极的控制信号提供给该触发器电路的输入和重置输入端。

因此，能够切换工作模式到轻载工作模式以使得防止电路数量增加的同时减小电流消耗的操作成为可能。

因此，根据本发明的一个实施方式的开关调节器可以切换工作模式到轻载工作模式，使得在防止电路数目增加的同时以减少的电流消耗工作。

附图说明

当结合附图理解时，下述的详细描述使得本发明的其他目的、特征和优点变得更加明显，其中：

图1是示出根据本发明第一实施方式的开关调节器的电路图；

图2是用于示出根据本发明的第一实施方式的开关调节器的工作波形的时序图；

图3是示出根据本发明的第二实施方式的开关调节器的电路图；

图4是用于示出根据本发明的第二实施方式的开关调节器的工作波形的时序图；

图5是示出根据本发明的第三实施方式的开关调节器的电路图；

图6是用于示出根据本发明的第三实施方式的开关调节器的工作波形的时序图。

具体实施方式

参考附图将给出本发明的实施方式的描述。

根据本发明的一个方面，开关调节器包括工作模式切换部分和轻载检测部分。当该电感器电流进入不连续电流模式时，该轻载检测部分检测负载的轻载状态并输出轻载检测信号。响应于轻载检测信号的接收，工作模式切换部分将工作模式从正常工作模式切换到轻载工作模式。

[第一实施方式]

参考图1和2以下将给出本发明的第一实施方式。图1是示出根据本发明的第一实施方式的开关调节器100的电路图。图2是用于示出开关调节器100的工作波形的时序图.

图1中示出的开关调节器100是降压开关调节器，并且包括PWM/PFM控制电路部分101、轻载检测部分102、开关晶体管108、整流二极管109、输出电容器110、电感器111和分压部分112。

根据开关调节器100，当开关晶体管108导通，从该输出端输出输出电压Vo，与此同时，相应于输入-输出电势差的能量存储于电感器111中。当开关晶体管108关断时，存储在电感器111中的能量作为输出电压Vo从该输出端输出。因此，开关调节器100输出稳定的直流电压。

控制电路部分101具有：PWM(脉冲宽度调制)控制模式，其是开关调节器100的正常工作模式(当负载处于正常状态时开关调节器100的工作模式)；和PFM(脉冲频率调制)控制模式，其是开关调节器100的轻载工作模式(当负载处于轻载状态时开关调节器100的工作模式)。控制电路部分101响应于输入到其中的外部信号而切换PWM控制模式和PFM控制模式。

控制电路部分101的输入端连接到分压部分112的输出端，使得将与输出电压Vo成比例的电压施加到控制电路部分101的输入端。控制电路部分101的输出端通过反相电路113连接到开关晶体管108的门极，以便利用从控制电路部分101输出的控制信号104而执行开关晶体管108的通断控制。

轻载检测部分102是逻辑电路，并且包括恒流反相器电路106a、反相器电路106b和D(经过延迟的)触发电路107(以下“D-FF 107”)。而且分压部分112由串联连接的电阻器形成。

电源电压Vi被施加到开关晶体管108的源极，开关晶体管108的漏极连接到整流二极管109的阴极。整流二极管109的阳极接地。将控制信号104施加到开关晶体管108的门极。

电感器111的一端连接到开关晶体管108和整流二极管109的连接点上。电感器111的另一端连接到开关调节器100的输出端。输出电容器110连接在该输出端和地之间。此处，开关晶体管108和电感器111的连接点处的电压用Vlx示出，流向该输出端的电感器电流以I1x示出。

而且，开关晶体管108和电感器111的连接点连接到恒流反相器电路106a的输入。因此，电压Vlx用作施加到轻载检测部分102的输入端的输入信号。恒流反相器电路106a的输出端通过反相器电路106b连接到D-FF 107的时钟输入端(图1中的CK)，以便恒流反相器电路106a的输出信号105被反相器电路106b反相以反馈至D-FF 107的时钟输入端。

与反馈到开关晶体管108的控制信号104相同的控制信号被反馈到D-FF107的输入端(图1中的D)和重置输入端(图1中的RB)。D-FF 107的输出端(图1中的Q)连接到控制电路部分101使得D-FF信号107的输出信号作为轻载检测部分102的输出信号103提供到控制电路部分101。本实施方式的D-FF 107响应于施加到其重置端的低电平(LOW)信号而重置。

控制电路部分101响应于来自轻载检测部分102的输出信号103的接受而切换工作模式。在本实施方式中，当控制电路部分101接收来自轻载检测部分102的高电平(HIGH)信号时，控制电路部分101确定该高电平信号作为轻载检测信号，并将工作模式从正常工作模式切换到轻载工作模式。

接着，参考图2给出开关调节器100的工作的描述。图2示出电感器电流I1X的连续电流模式的周期T1中的工作波形(a)到(e)，图2的(b)中示出，其中电感器电流I1x没有变为0，在电感器电流I1x的不连续电流模式的周期T2中，电感器电流I1x变为0。

在开关调节器100中，当开关晶体管108导通时，图2的(c)中示出的电压V1x一直为HIGH(高电平)，而不论电感器电流I1x是处于连续电流模式或不连续电流模式。而且，当开关晶体管108导通时，低电平信号被施加到D-FF 107的重置输入端，使得D-FF 107重置。因此，D-FF 107此时的如图2(e)中示出的输出信号，也就是轻载检测部分102的输出信号103，保持为低，使得控制电路部分101不会切换工作模式。

因此，在这里给出开关晶体管108关断情形时开关调节器100的工作描述。

首先，以下给出在电感器电流I1x的连续电流模式周期(图2的周期T1)中开关调节器100的工作的描述。在连续电流模式，电感器电流I1x持续地沿输出方向流动。当图2的(a)中示出的控制信号104为高时，也就是当开关晶体管108关断时，整流二极管109持续地使得电流从接地侧沿向前方向流动。因此，整流二极管109的阴极电压，也就是电压V1x，一直为低。从技术上来说，在这一点上，整流二极管109的阴极电压下降整流二极管109的前向电压的量。

因此，当控制信号104为高时，将低电平电压持续地施加到恒流反相器电路106a的输入端，使得没有时钟信号施加到D-FF 107。因此，D-FF 107 的输出信号，也就是轻载检测部分102的输出信号103，保持为低，使得输出信号103避免变高。

因此，在电感器电流I1x的连续电流模式中，控制电路部分101持续地工作在PWM控制模式，其是正常工作模式，并且不会切换该工作模式到轻载工作模式。

接下来，以下给出在电感器电流I1x的不连续电流模式周期(图2的周期T2)中的开关调节器100的工作的描述。在不连续电流模式中，当控制信号104为高，也就是当开关晶体管108关断时，由于电感器111的反电动势，电感器电流I1x试图在与输出方向相反的方向上流动。但是，此时，整流二极管109的动作阻止了电感器电流I1x在接地方向流动，使得电压Vlx浮置。

然后，电感器111和开关晶体管108的漏极电容使得电压V1x启动LC振荡。该LC振荡的初始状态是与输出电压Vo具有相同幅度和偏移电压的正弦波。因此，如果在这点上的输出电压Vo大于或等于电源电压Vi的一半，则电压V1x在高(高电平)和低(低电平)之间振荡。此时，为了方便该振荡被描述成LC振荡。但是，从技术上来说，由于互连线的寄生电阻，该振荡是LCR振荡。

此时，电压V1x被施加到恒流反相器电路106a的输入端。电压V1x被恒流反相器电路106a放大和二值化以作为输出信号105输出，如图2的(d)示出。该输出信号105由反相器电路106b反相以作为D-FF 107的时钟输入信号。

例如，图2中示出的点A处的电压V1x为高。当电压Vlx变高时，该高电平信号施加到恒流反相器电路106a，使得输出信号105变低。此处，输出信号105被反相器电路106b反相以施加到D-FF 107的时钟输入端。也即，高电平信号施加到D-FF 107的时钟输入端。然后，D-FF 107的输出信号，也即轻载检测部分102的输出信号103，变高，并且该高电平信号被作为轻载检测信号输入到控制电路101。

响应于该轻载检测信号的接收，控制电路部分101从作为正常工作模式的PWM控制模式切换工作模式到作为轻载工作模式的PFM控制模式。然后，从当开关晶体管108接下来导通时，控制电路部分101使得开关调节器100工作在PFM控制模式。

然后，在开关调节器100中，随着开关晶体管108关断，负载的轻载状态通过开关晶体管108和电感器111的连接点处的电压V1x的改变而被检测到，并且自动将该工作模式切换到作为轻载工作模式的PFM控制模式。利用该轻载工作模式使得提高在轻载时间的开关调节器100的工作效率。而且，由于轻载检测部分102由逻辑电路形成，所以使得减少轻载检测部分102的驱动电流以及防止电路数量的增加成为可能。而且，由于轻载检测部分102在响应速度上高于常规的模拟电路，所以使得获得对于电压Vlx中的变化的高速响应成为可能。

而且，根据该实施方式，控制电路部分101、轻载检测部分102、开关晶体管108和反相器电路113被设置在同一基板上作为半导体集成电路120。由于控制电路部分101、轻载检测部分102、开关晶体管108和反相器电路113被集成到半导体集成电路120中，所以使得减少开关调节器100的输入和输出端的数量成为可能，由此使得减少电路元件之间的布线电阻成为可能。因此，使得减少电流消耗成为可能。而且，使用作为反相器电路的恒流反相器电路，使得消除反相器电路中的电流消耗成为可能，由此使得减少电流消耗成为可能。

而且，根据本实施方式，当作为正常工作模式的PWM控制模式被切换到作为轻载工作模式的PFM控制模式时，为了进一步减少电流消耗，优选停止仅用于PWM控制模式中的电路元件的工作，例如斜坡电路和振荡器电路。

而且，优选在PFM控制模式和PWM控制模式中使用相同的误差放大器和比较器。使用相同电路元件使得防止电路数量的增大成为可能。而且，这也使得防止源于电路元件之间的偏移电压差的输出电压的变化成为可能，由此使得提供具有优良精确度的开关调节器成为可能。

[第二实施方式]

以下参考图3和4给出本发明第二实施方式的描述。图3是示出根据本发明第二实施方式的开关调节器200的电路图。图4是用于示出开关调节器200的工作波形的时序图。

第二实施方式的开关调节器200通过提供反相和放大第一实施方式的开关调节器100的轻载检测部分102的电压V1x的电路而形成。在图3中示出的第二实施方式的开关调节器200中，具有与图1中示出的开关调节器100的元件具有相同配置或功能的元件用相同的附图标记示出，并且其描述被省略。此外，第二实施方式在轻载检测部分的配置上不同于第一实施方式。因此以下给出开关调节器200的轻载检测部分102a和第一实施方式的开关调节器100的轻载检测部分102之间的配置上的不同之处的描述。

第二实施方式的开关调节器200包括具有恒流反相器电路106a、D-FF107以及具有其漏极连接到电流源212的NMOS晶体管213的轻载检测部分102a。

NMOS晶体管213的源极接地，并且将开关晶体管108和电感器111的连接点上的电压Vlx施加到NMOS晶体管213的门极。该电压Vlx被电流源212和NMOS晶体管213反相和放大以作为输出信号214施加到恒流反相器电路106a的输入端。

电流源212是由两个PMOS晶体管212a和212b构成的电流镜电路。PMOS晶体管212a和212b的门极连接到一起，PMOS晶体管212a和212b中的每一个的源极连接到电流源。

PMOS晶体管212a的漏极接地，PMOS晶体管212b的漏极连接到NMOS晶体管213的漏极。PMOS晶体管212b和NMOS晶体管213之间的连接点，也即电流源212和NMOS晶体管213之间的连接点，被连接到恒流反相器电路106a的输入端。

当施加到NMOS晶体管213的门极的电压V1x超过NMOS晶体管213的阈值电平时，施加到恒流反相器电路106a的输出信号214变低(低电平)。

接下来，参考图4，给出开关调节器200的工作的描述。图4示出电感器电流I1x的连续电流模式的周期T1中的工作波形(a)到(f)，图4的(b)中示出，其中电感器电流I1x没有变为0，在电感器电流Ilx的不连续电流模式的周期T2中，电感器电流I1x变为0。

仅仅在电感器电流I1x的不连续电流模式时输出电压Vo为低时，开关调节器200在工作上不同于第一实施方式中描述的开关调节器100。因此，以下给出不同于开关调节器100的工作的描述。

在电感器电流I1x的不连续电流模式中，当开关调节器200的输出电压Vo为低时，电压Vlx的LC振荡的幅度小，如图4的(c)所示。在此情形下，恒流反相器电路106a不能检测到电压V1x中的变化。因此，轻载检测部分102a利用电流源212和NMOS晶体管213反相并放大该电压Vlx，由此通过电压Vlx中的变化检测该负载的轻载状态。

当由于LC振荡的电压Vlx变化超过NMOS晶体管213的阈值电平时，如图4的(d)中所示的输出信号214变低。该低电平信号被恒流反相器电路106a进一步反相和放大，并且被二值化以成为高电平输出信号105，如图4的(e)中所示，并作为时钟信号施加到D-FF 107的时钟输入端。

当该时钟信号输入到D-FF 107时，D-FF 107的输出信号，也即如图4的(f)所示出的轻载检测部分102a的输出信号103，变高，并且该高电平信号输入到控制电路部分101。该控制电路部分101确定该高电平信号作为轻载检测信号，并响应于该信号的接收，从正常工作模式切换工作模式到轻载工作模式。

因此，根据该第二实施方式，即使输出电压Vo为低，检测该负载的轻载状态也成为可能。而且，第一实施方式中描述的其他形式或配置也可应用在本实施方式中。而且，根据第二实施方式也能够产生第一实施方式中描述的其他效果。

[第三实施方式]

以下参考图5和6描述本发明的第三实施方式。图5是示出根据本发明的第三实施方式的开关调节器300的电路图。图6是用于示出开关调节器300的工作波形的时序图。

图5中示出的开关调节器300是升压开关调节器，包括PWM/PFM控制电路部分301、轻载检测部分302、电感器309、整流二极管310、开关晶体管311、输出电容器312和分压部分313.

根据该开关调节器300，当开关晶体管311导通时，输出电压Vo从该输出端输出，与此同时，相应于输入-输出电势差的能量储存在电感器309中。当开关晶体管311关断时，储存在电感器309中的能量作为输出电压Vo从该输出端输出。因此，开关调节器300输出稳定的直流电压。

控制电路部分301和分压部分313在功能和配置上相应地与第一实施方式中的控制电路部分101和分压部分相同，因此其描述被省略。

控制电路部分301的输入端连接到分压部分313的输出端，使得与输出电压Vo成比例的电压施加到控制电路部分301的输入端。控制电路部分301的输出端连接到开关晶体管311的门极，以便利用控制电路部分301输出的控制信号304而执行开关晶体管311的通断控制。

轻载检测部分302是逻辑电路，并且包括具有串联连接的电阻器的分压部分305、恒流反相器电路306、D-FF 308和开关器件314。

开关晶体管311的源极接地，开关晶体管31l的漏极连接到整流二极管310的阳极。来自控制电路部分301的控制信号304施加到开关晶体管311的门极。整流二极管310的阴极连接到开关调节器300的输出端，输出电容器312连接在该输出端和地之间。

电感器309的一端连接到开关晶体管311和整流二极管310的连接点上。电源电压Vi施加在电感器309的另一端。此处，开关晶体管311和电感器309的连接点处的电压用Vlx示出，流向该输出端的电感器电流以I1x示出。

而且，开关晶体管311和电感器309的连接点连接到分压部分305的一端，分压部分305另一端接地。分压部分305的输出端连接到恒流反相器电路306的输入端。因此，作为输入信号的电压Vlx施加到轻载检测部分302的输入端。

作为到轻载检测部分302的输入信号的电压Vlx被分压部分305分压使得产生与电压Vlx成比例的电压Vlxin。作为输入信号的电压Vlxin施加到恒流反相器电路306的输入端。

电压Vlxin被恒流反相器电路306反相和放大以作为二值输出信号307从其输出端输出。该输出信号307作为时钟信号施加到D-FF 308的时钟输入端。从控制电路30l输出的控制信号304被反相器电路316反相以提供到D-FF308的D输入端和重置输入端。D-FF 308的输出端连接到控制电路部分301，使得D-FF 308的输出信号作为轻载检测部分302的输出信号303提供到控制电路部分30l。本实施方式中的D-FF 308响应于施加到其重置端的低电平信号而被重置。

控制电路部分301响应于来自轻载检测部302的输出信号303的接受而切换该工作模式。在本实施方式中，当控制电路部分301接收来自轻载检测部分302的高电平信号时，控制电路部分301确定该高电平信号作为轻载检测信号，并将工作模式从正常工作模式切换到轻载工作模式。

接着，参考图6给出开关调节器300的工作的描述。图6示出电感器电流I1x的连续电流模式的周期T1中的工作波形(a)到(f)，图6的(b)中示出，其中电感器电流I1x没有变为0，在电感器电流I1x的不连续电流模式的周期T2中，电感器电流Ilx变为0。

在开关调节器300中，当开关晶体管311导通时，图6的(c)中示出的电压Vlx一直为低(低电平)，而不论电感器电流I1x是处于连续电流模式或不连续电流模式。而且，当开关晶体管311导通时，低电平信号施加到D-FF308的重置输入端，使得D-FF 308重置。因此，D-FF 308此时的如图6的(f)中示出的输出信号，也就是轻载检测部分302的输出信号303，保持低，使得控制电路部分301不会切换工作模式。

因此，在这里给出开关晶体管311关断情形时开关调节器300的工作描述。

首先，以下给出在电感器电流I1x的连续电流模式周期(图6的周期T1)中的开关调节器300的工作的描述。在连续电流模式，电感器电流Ilx持续地沿输出端方向流动。当图6的(a)中示出的控制信号304为低时，也就是当开关晶体管311关断时，整流二极管310持续地使得电流在从电源侧沿前向方向流动。因此，整流二极管310的阳极电压，也就是电压V1x，一直等于输出电压Vo。从技术上来说，在这一点上，整流二极管310的阳极电压下降整流二极管310的前向电压的量。

因此，当控制信号304为低时，高电平电压持续地施加到恒流反相器电路306的输入端，使得恒流反相器电路306输出低电平信号307，如图6的(e)所示。该低电平输出信号307作为D-FF 308的时钟信号。因此，D-FF 308的输出信号，也就是轻载检测部分302的输出信号303，保持为低，使得输出信号303避免变高。

因此，在电感器电流I1x的连续电流模式中，由于控制电路部分301接收非轻载检测信号，因此控制电路部分301持续地工作在PWM控制模式，其是正常工作模式，并且不会切换该工作模式到轻载工作模式。

接下来，以下给出在电感器电流I1x的不连续电流模式周期(图6的周期T2)中的开关调节器300的工作的描述。在不连续电流模式中，当控制信号304为低，也就是当开关晶体管311关断时，由于电感器309的反电动势，电感器电流I1x试图在与输出方向相反的方向上流动。但是，此时，整流二极管310的动作阻止了电感器电流Ilx在电源方向上流动，使得电压Vlx浮置。

然后，电感器309和开关晶体管311的漏极电容使得电压Vlx启动LC振荡。该LC振荡的初始状态是具有幅度(Vo-Vi)的正弦波，并且偏移电压等于电源电压Vi。因此，如果在这点上的电源电压Vi大于或等于输出电压Vo的一半时，电压Vlx在高(高电平)和低(低电平)之间振荡。此时，为了方便该振荡被描述成LC振荡。但是，从技术上来说，由于互连线的寄生电阻，该振荡是LCR振荡。

电压Vlx被分压部分305分压而产生图6的(d)所示的适当的电压Vlxin，并且该电压Vlxin施加到恒流反相器电路306的输入端。因此，通过使得电压Vlx通过分压部分305，使得防止高电压施加到作为逻辑电路的恒流反相器电路306成为可能。因此，在形成轻载检测部分302的逻辑电路是半导体集成电路的情形下，使得阻止源于施加高电压的该半导体集成电路的故障成为可能。而且，此处描述的适当的电压Vlxin优选地，例如，使得电压Vlx的高电平基本上与轻载检测部分302的逻辑电路的电源电压相同。

电压Vlxin被恒流反相器电路306放大和二值化以作为输出信号307输出。该输出信号307作为D-FF 308的时钟输入信号。

例如，图6中示出的点A处的电压Vlx为低。当电压Vlx为低时，电压Vlxin也为低，并将该低电平电压Vlxin施加到恒流反相器电路306。然后，恒流反相器电路306的输出信号307变高，并将该高电平输出信号307施加到D-FF 308的时钟输入端。然后，D-FF 308的输出信号，也即轻载检测部分302的输出信号303，变高，并且该高电平信号被作为轻载检测信号输入到控制电路部分301。

响应于该轻载检测信号的接收，控制电路部分301从作为正常工作模式的PWM控制模式切换工作模式到作为轻载工作模式的PFM控制模式。然后，从当开关晶体管311接下来导通时，控制电路部分301使得开关调节器300工作在PFM控制模式。

以下描述开关器件314的工作和功能。根据该实施方式，开关器件314是PMOS晶体管。

开关器件314被提供在电源和分压部分305的输出端之间。电源电压Vi施加到开关器件314的一端，电压Vlxin施加到开关器件314的另一端。作为D-FF 308的输出信号的反相的经过反相的输出信号315施加到开关元件314的门极，使得利用该经过反相的输出信号315执行开关器件314的通断控制。

当经过反相的输出信号315变低时，也就是当轻载检测部分302检测到负载的轻载状态时，开关器件314导通。当开关器件314导通时，电压Vlxin被固定到电源电压Vi。因此，在轻载检测部分302一旦检测到负载的轻载状态之后，即使电压Vlxin开始振荡，由于电压Vlxin被固定，因此也能防止恒流反相器电路306不必要地执行高(高电平)/低(低电平)切换。因此，在恒流反相器电路306中没有电流消耗，使得进一步减小开关调节器300中的电流消耗成为可能。

可选地，开关器件314可以被提供在分压部分305的输出端和地之间。在此情形下，当开关器件314导通时，电压Vlxin被固定到分压部分305的输出端和地之间的电压，使得与该实施方式中同样的停止恒流反相器电路306不必要的高/低切换成为可能。在这一点上，可以基于分压部分305的电阻器的电阻值比率而确定电压Vlxin是否固定到电源电压Vi或者是否固定到分压部分305的输出端和地之间的电压，并且，电压Vlxin可固定到电源电压Vi以及分压部分305的输出端和地之间的电压二者中消耗更少的电流的一个，。

进一步可选地，例如，开关器件314可以是NMOS晶体管，并且D-FF 308的输出信号可以施加到开关器件314的门极。

进一步可选地，例如，开关调节器300可以省却分压部分305，开关器件314可以提供在电源以及开关晶体管311与电感器309的连接点之间。在此情形下，通过将开关器件314的一端固定到电源电压Vi，使得具有固顶到电源电压Vi的电压Vlx成为可能。因此，一旦检测到负载的轻载状态之后，停止电压Vlx中的LC振荡成为可能。

因此，根据该实施方式，停止在轻载工作模式的轻载检测部分302中的恒流反相器电路306的不必要的工作成为可能，使得减少开关调节器300中的电流消耗成为可能。而且，第一和第二实施方式中描述的其他形式或配置可以应用到本实施方式中。而且，根据本实施方式也可以产生第一和第二实施方式中描述的其他效果。

根据本发明的一个实施方式，提供一种开关调节器，包括电感器和开关晶体管，该开关调节器具有正常工作模式和轻载工作模式，该开关调节器包括配置为切换该正常工作模式和该轻载工作模式的工作模式切换部分和配置为检测负载的轻载状态的轻载检测部分，其中该轻载检测部分配置为当该开关晶体管关断时通过该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压变化而检测负载的轻载状态，并且响应于轻载检测部分的该负载的轻载状态检测，工作模式切换部分配置为将正常工作模式切换到轻载工作模式。

因此，使得切换工作模式到轻载工作模式以使得防止电路数量增加的同时减小电流消耗的操作成为可能。

此外，在上述的开关调节器中，该正常工作模式可以是脉冲宽度调制控制模式，并且该轻载工作模式可以是脉冲频率调制工作模式。

因此，通过在轻载时间切换工作模式到具有优良控制效率和低电流消耗的PFM控制模式，使得减少轻载时间中的功率消耗成为可能。

此外，在上述的开关调节器中，轻载检测部分可包括触发器电路，开关晶体管和该电感器的连接点可连接到该触发器电路的时钟输入端，提供给该开关晶体管的门极的控制信号可提供给该触发器电路的输入和重置输入端。

因此，通过使用用于该轻载检测部分的作为逻辑电路的该触发器电路，使得检测到该负载的轻载状态的同时减少电流消耗成为可能。

此外，在上述的开关调节器中，轻载检测部分可包括提供在开关晶体管和电感器的连接点与该触发器电路之间的反相器电路，该反相器电路可以是恒流反相器。

通过使用用于该反相器电路的恒流反相器，使得减少该反相器电路的电流消耗，以及产生输入到该触发器电路的时钟输入端的时钟信号成为可能。

此外，上述的开关调节器可以是升压型，其中轻载检测部分可以包括连接在开关晶体管和该电感器的连接点和电源与地之一之间的开关器件，利用该触发器电路的输出信号执行该开关器件的通断控制。

因此，在该轻载检测部分一旦检测到电感器电流的不连续电流模式之后，将该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压固定为例如电源电压成为可能。

此外，在上述的开关调节器中，该轻载检测部分可以包括配置为对该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压进行分压的分压部分；该开关器件可以连接在该分压部分的输出端和电源与地其中之一之间。

因此，使得将该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压减少为适当的电压、并使得该适当的电压作为该触发器电路的时钟输入信号成为可能。

此外，在上述的开关调节器中，该轻载检测部分可以包括晶体管，该晶体管具有接地的第一端、连接到电流源的第二端和作为门极的第三端，并且在该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压可以施加到该晶体管的第三端。

因此，即使在低输出电压的情形下，产生时钟信号以输入到该触发器电路的时钟输入端也成为可能。

此外，在上述的开关调节器中，该开关晶体管、该轻载检测部分和该工作模式切换部分可以集成到半导体集成电路中。

通过将该开关晶体管、该轻载检测部分和该工作模式切换部分包含于半导体集成电路中，就可以监测到该半导体集成电路中的该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压，就可以防止该半导体集成电路的端子数目的增加。

因此，根据本发明一个实施方式的开关调节器可以切换工作模式到轻载工作模式，使得在防止电路数目增加的同时以减小的电流消耗工作。

本发明可以应用到用于低电流消耗的开关调节器。

本发明不限于该具体公开的实施方式，在不背离本发明的范围下可以做出变化和变型。

本发明基于提交于2006年3月16日的日本优先权专利申请2006-073402号，其全部内容在此包含作为参考。

Claims

1.一种开关调节器，包括电感器和开关晶体管，该开关调节器具有正常工作模式和轻载工作模式，该开关调节器包括：

配置为切换该正常工作模式和该轻载工作模式的工作模式切换部分；和

配置为检测负载的轻载状态的轻载检测部分，

其中该轻载检测部分配置为当该开关晶体管关断时通过该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压变化而检测负载的轻载状态，

该工作模式切换部分配置为响应由轻载检测部分检测到的负载的轻载状态将正常工作模式切换到轻载工作模式，

该轻载检测部分包括触发器电路，

该开关晶体管和该电感器的连接点连接到该触发器电路的时钟输入端，

该触发器电路的输出端连接到该工作模式切换部分，以及

将提供给该开关晶体管的门极的控制信号提供给该触发器电路的输入和重置输入端。

2.如权利要求1所述的开关调节器，其中该正常工作模式是脉冲宽度调制控制模式，并且该轻载工作模式是脉冲频率调制工作模式。

3.如权利要求1所述的开关调节器，其中

该轻载检测部分包括提供在开关晶体管和电感器的连接点与该触发器电路的时钟输入端之间的反相器电路，

并且该反相器电路包括恒流反相器。

4.如权利要求1所述的开关调节器，其中

上述的开关调节器是升压型，

该轻载检测部分包括连接在开关晶体管和该电感器的连接点和电源与地之一之间的开关器件，

利用该触发器电路的输出信号执行该开关器件的通断控制。

5.如权利要求4所述的开关调节器，其中

该轻载检测部分包括配置为对该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压进行分压的分压部分，

该分压部分的一端连接到该开关晶体管和该电感器的连接点，该分压部分的另一端接地，以及该分压部分的输出端连接到该开关器件，以及

该开关器件连接在该分压部分的输出端和电源与地其中之一之间。

6.如权利要求1所述的开关调节器，其中

该轻载检测部分包括晶体管，该晶体管具有接地的第一端、连接到电流源的第二端和作为门极的第三端，

并且将该开关晶体管和该电感器的连接点处的电压施加到该晶体管的第三端。

7.如权利要求1所述的开关调节器，其中将该开关晶体管、该轻载检测部分和该工作模式切换部分集成到半导体集成电路中。