CN101057474A - 在正交频分多址无线通信系统中处理数字信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

提供一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的装置和方法。在该装置中，存储器存储分配给移动终端的子载波数量并且存储离散傅里叶逆变换(IDFT)系数。控制器输出指示发射模式或接收模式的模式选择信号。快速傅里叶逆变换(IFFT)模块将通过根据子载波数量确定用于IDFT系数的位宽而获得的第一结果、与通过根据子载波数量确定用于数据的位宽而获得的第二结果相乘。

Description

在正交频分多址无线通信系统中处理数字信号的装置和方法

技术领域

本发明总的涉及无线通信系统。本发明具体涉及一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的装置和方法。

背景技术

使用蜂窝通信技术的移动通信系统是典型的无线通信系统。这样的移动通信系统使用多址方案以便同时与多个用户通信。多址方案分为时分多址(TDMA)方案、码分多址(CDMA)方案和频分多址(FDMA)方案。随着CDMA技术的快速进步，使用CDMA方案的通信系统已经从主要提供话音服务的早期通信系统发展到能够发送高速分组数据的先进通信系统。然而，为了克服在CDMA方案中码资源的使用限制，提出了正交频分多址(OFDMA)方案。

正交频分复用(OFDM)方案是使用多个载波发送数据的方案，并且是一种多载波调制(MCM)方案，其在传输之前，将串行输入的码元流并行转换成并行码元，并且用多个正交子载波，即多个正交子载波信道，调制单独的并行码元。

MCM方案在20世纪50年代后期首先应用到军用高保真(HF)无线电。从20世纪70年代开始开发了重叠多个正交子载波的OFDM方案，但由于它难以实现多个载波之间的正交调制，因此在应用到实际系统上存在限制。然而，随着Weinstein等人在1971年公布了可以使用离散傅立叶变换(DFT)高效地处理基于OFDM的调制/解调，触发了OFDM方案的快速发展。作为参考，DFT将时域信号变换成频域信号，而作为DFT的逆处理的离散傅里叶逆变换(IDFT)将频域信号变换成时域信号。此外，可能使用保护间隔并将循环前缀(CP)插入保护间隔中，这减少了由于多径传播和延迟扩散引起的系统缺陷。

得益于OFDM技术的发展，OFDM方案现在被广泛应用到数字传输技术中，如数字音频广播(DAB)、数字电视(DTV)、无线局域网(WLAN)和无线异步传输模式(WATM)。即，得益于包括快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT)在内的各种数字信号处理技术的近期发展，过去由于其硬件复杂度而未被广泛应用的OFDM方案现在可以实现了。OFDM方案与传统的频分复用方案(FDM)类似，特征在于发送多个子载波同时保持它们之间的正交性，从而在高速数据传输期间获得最优传输效率。此外，OFDM方案具有较高的频率效率，并且抗多径衰落的能力强，因此它可以在高速数据传输期间获得最优传输效率。此外，由于OFDM方案重叠频谱，因此它具有高的频率效率，抗频率选择性衰落和多径衰落的能力强，可以使用保护间隔减少码间干扰(ISI)，可以允许均衡器的简单硬件设计，并且抗脉冲噪声的能力强。因此，OFDM方案现在被广泛应用于通信系统。

在OFDMA通信系统中，终端的发射机对M-ary码元执行IDFT，将具有适当长度的CP插入经IDFT处理的码元中，并且将插入了CP的码元递送到其射频(RF)级。通常，发射机使用IFFT来高效地执行IDFT。接收机从接收到的信号中移除CP，并且对移除了CP的信号执行FFT来抵消在发射期间得到的IFFT效果。

在商业系统中，通常实现定点算法来代替浮点算法，以便减少生产成本。甚至在IFFT或FFT处理中，系统也通常使用定点算法来执行IFFT或FFT。定点算法用特定数据位数来表示信号。在使用定点算法执行量化的处理中，用若干位表示信号，其中在小数点之下特定位后面的位值被删除，这引起量化误差。

通常，当量化误差比起系统中允许的加性噪声来相对较低时，因为整个算法性能受量化噪声的影响较少，所以根据系统所要求的信号对量化噪声比(SQNR)确定数据位数。即，实际实现的硬件考虑系统中要求的SQNR来分配数据位数，从而用定点实现所有数据。例如，使用1024个子载波的OFDMA系统对于40dB的SQNR，使用13个数据位。

在OFDMA系统中，分配给终端的子载波经历改变，而由于所分配的子载波的改变，用于维持恒定SQNR所需的数据位宽也经历改变。相应地，日益需要一种在IFFT期间根据分配给终端的子载波数量改变数据位数的系统和方法。

发明内容

因此，本发明的一个目的是根本上解决上述和其他问题，并且提供一种数字信号处理装置和方法，根据分配给终端的子载波数量，改变在终端的发射机处在IFFT期间使用的数据位数。

本发明的另一目的是提供一种数字信号处理装置和方法，在OFDMA无线通信系统中以低功率实现用于发射机的IFFT。

根据本发明的一个方面，提供一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的装置。该装置包括：存储器，存储分配给移动终端的子载波数量并且存储离散傅里叶逆变换(IDFT)系数；控制器，输出指示发射模式或接收模式的模式选择信号；和快速傅里叶逆变换(IFFT)模块，将通过根据子载波数量确定用于IDFT系数的位宽而获得的第一结果、与通过根据子载波数量确定用于数据的位宽而获得的第二结果相乘。

根据本发明的另一方面，提供一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的装置。该装置包括：存储器，存储分配给移动终端的子载波数量并且存储离散傅里叶逆变换(IDFT)系数；控制器，输出指示发射模式或接收模式的模式选择信号；和第一位宽调整器，在接收到发送数据后，根据分配的子载波数量确定用于数据的位宽；第二位宽调整器，根据分配的子载波数量确定用于IDFT系数的位宽；和乘法器，对从第一位宽调整器和第二位宽调整器输出的数据和IDFT系数执行乘法计算。

根据本发明的另一方面，提供一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的方法。该方法包括步骤：检查分配给移动终端的子载波数量；根据分配的子载波数量确定用于离散傅里叶逆变换(IDFT)系数的位宽；根据分配的子载波数量确定用于数据的位宽；以及对IDFT系数和数据执行乘法计算。

附图说明

通过下面结合附图的详细描述，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得更加清楚，其中：

图1是示出应用本发明实施例的OFDMA系统的发射机的示例性结构的框图；

图2示出在一般OFDMA系统中使用M个子载波的终端的发射机处的在IFFT处理期间位数M与信号对量化噪声比(SQNR)之间的示例性关系；

图3是示出根据本发明实施例的、用于根据子载波数量执行IFFT处理的示例性自适应位宽IFFT模块的框图；

图4是示出根据本发明实施例的自适应位宽IFFT模块的示例性内部结构的框图；

图5示出在根据本发明实施例的示例性自适应位宽IFFT模块中的乘法计算所需的资源的有限使用，乘法计算所需的资源取决于基于子载波数量所使用的位数；以及

图6是示出根据本发明实施例的自适应位宽IFFT模块中的示例性自适应位宽IFFT处理的流程图。

贯穿所有附图，相同的附图标记将被理解为指代相同的部分、组件和结构。

具体实施方式

现在将参照附图详细描述本发明的示例性实施例。在附图中，相同或类似的元件用相同的附图标记表示，即使它们是在不同附图中绘出。在下面的描述中，为了清楚和简明，省略了对并入这里的公知功能和配置的详细描述。

本发明的实施例允许终端的发射机使用分配给终端的子载波所需的位数来执行IFFT，从而以优化的计算执行IFFT。

现在将参照图1对用于执行IFFT的终端的示例性发射机进行描述。

图1是示出应用本发明实施例的OFDMA系统的发射机的结构的框图。图1的发射机包括循环冗余校验(CRC)插入器101、编码器103、码元映射器105、子信道分配器107、串并(S/P)转换器109、导频码元插入器111、IFFT模块113、并串(P/S)转换器115、保护间隔插入器117、数模(D/A)转换器119和射频(RF)处理器121。

参照图1，要发送的用户数据位或控制数据位(下面称为“信息数据位”)被输入到CRC插入器101。CRC插入器101将CRC位插入到输入信息数据位中，并且将添加了CRC的信息数据位输出到编码器103。编码器103用预定的编码方案编码CRC插入器101的输出信号，并且将经编码的信号输出到码元映射器105。这里，编码方案可以包括具有预定码率的turbo编码方案或卷积编码方案。

码元映射器105用预定调制方案将从编码器103输出的经编码的位调制成调制码元，并且将调制码元输出到子信道分配器107。这里，调制方案可以包括本领域技术人员公知的四相移键控(QPSK)或16-ary正交幅度调制(16QAM)，但调制方案不限于此。子信道分配器107为从码元映射器105输出的调制码元分配子信道，并且将分配了子信道的调制码元输出到S/P转换器109。

S/P转换器109将从子信道分配器107输出的、分配了子信道和子频带的串行调制码元转换成并行调制码元，并且将并行调制码元输出到导频码元插入器111。这里，S/P转换器109将串行调制码元转换成并行调制码元，以便允许IFFT模块113执行IFFT。导频码元插入器111将导频码元插入到从S/P转换器109输出的并行调制码元，并且将插入了导频码元的调制码元输出到IFFT模块113。

IFFT模块113对导频码元插入器111的输出信号执行N点IFFT，并且将经IFFT处理的信号输出到P/S转换器115。这里，根据在本发明示例性实施例中提出的自适应位宽IFFT方案执行IFFT模块113的运算，下面将更详细地提供对其的描述。

P/S转换器115将IFFT模块113的输出信号转换成串行信号，并且将串行信号输出到保护间隔插入器117。保护间隔插入器117将预定的保护间隔信号插入到P/S转换器115的输出信号中，并且将插入了保护间隔的信号输出到D/A转换器119。在OFDMA通信系统中，插入保护间隔信号以便消除在先前OFDM码元时间发送的先前OFDM码元与在当前OFDM码元时间发送的当前OFDM码元之间的干扰。

D/A转换器119将保护间隔插入器117的输出信号转换成模拟信号，并且将模拟信号输出到RF处理器121。RF处理器121包括滤波器和前端单元，RF处理器121对D/A转换器119的输出信号进行RF处理，使其可以通过空中发射，并且通过发射天线ANT发射经RF处理的信号。

如果例如分配给OFDMA系统的终端的子载波数量为N，则IFFT模块113的输入信号s(k)的IDFT信号x[n]由下式(1)给出：

$x\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\≤\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|s\left(k\right)\right|\left|e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\right|$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)\≤N\max \left|s\left(k\right)\right|$

..........(1)

这里可以注意到，因为指示和的索引(index)包括0～N-1，所以x[n]是通过将N个s(k)e(...)相加而获得的，引起信号电平变化的显著增加。通常，信号电平变化的增加要求数据位数的增加，以便满足信号对量化噪声比(SQNR)。

例如，可以用2位表示的数包括1(01)、-1(11)和0(10或00)，其最大绝对值是1。在3位的情况下，可以用3位表示的数的范围增加到-2到2。在这种情况下，由于就信号电平的范围而言量化误差与子载波数量N成正比，因此子载波数量N的增加要求数据位数的大量增加，以便满足预定的SQNR。

然而，OFDMA终端被分配例如M个子载波中的一些作为上行链路。因此，使用M个子载波的终端的位宽(或数据宽度)用下式(2)表示。

|x[n]|≤Mmax[s(k)]     ..........(2)

当M＜N时，与一般N点IFFT模块中用于IFFT处理的位数相比，甚至可以用较少的位数来满足系统所要求的SQNR。

现在将参照图2对在终端的示例性发射机中的IFFT处理期间根据分配给终端的子载波数量M所需要的数据位数进行描述。图2示出在一般OFDMA系统中使用M个子载波的终端的发射机处的IFFT处理期间位数M与SQNR之间的关系。具体地说，图2是示出仿真结果的图像。

参照图2，分配给终端的子载波数量M包括32、256和1024。假设例如系统所要求的SQNR是40dB，可以注意到，在IFFT处理期间需要的位宽对于M＝32为10位，对于M＝256为12位，而对于M＝1024为13位。因此，注意到与M＝1024相比，M＝32少使用三位来维持相同的SQNR。

通常，在IFFT处理期间的乘法计算与使用的位数成正比。因此，当基于图2中的SQNR＝40dB实现终端发射机的IFFT模块时，对于M＝32的计算增益可以通过下式(3)求出，并且对于M＝1024的计算增益可以由下式(4)确定。

计算增益＝({使用的位数}²)＝(10²)＝100    ......(3)

计算增益＝({使用的位数}²)＝(13²)＝169    ......(4)

因此，可以注意到对于M＝32的计算增益是对于M＝1024的计算增益的59％。这可以表示为下式(5)。

从式(5)可以理解，就计算而言，M＝32少于M＝1024。因此，注意到较少的子载波数量需要较少的位数，有助于计算的减少。因此，本发明的实施例在终端的发射机处的IFFT处理期间使用分配给终端的子载波数量所需的位数，从而以优化的计算使用IFFT模块。

在TTA WiBro标准中，基本传输单位是一个OFDM码元中子载波数量的最小值M＝18和子载波数量的最大值M＝864。就为了获得相同SQNR而在IFFT模块中使用的位数而言，这两种情况之间的差别是2.5位。例如，如果对于M＝864使用12位，对于M＝18使用9位，获得相同的量化误差。此外，与对于M＝864使用12位相比，对于M＝18使用9位在计算上要降低56％。

这样，本发明的实施例在终端的发射机处的IFFT处理期间，通过根据分配给终端的子载波数量改变使用的数据位数，利用较少的数据位数来减少计算，从而使得有可能以低功率实现IFFT。

因为在终端的发射机中分配的子载波数量M是根据终端与基站之间的协议预先确定的信息，所以现在将参照图3描述使用该信息实现自适应位宽IFFT模块的方法。

参照图3，现在将对示例性自适应位宽IFFT模块300进行描述，它使用根据在终端的发射机处分配的子载波数量M所需的数据位数执行IFFT处理。图3是示出根据本发明实施例的、使用取决于子载波数量的最优位宽来执行IFFT处理的自适应位宽IFFT模块的框图。

自适应位宽IFFT模块300的输入包括发送数据、子载波数量和模式选择信号。模式选择信号可以是从控制器310输出的控制信号，它指示终端的当前模式是发射模式还是接收模式。如果接收到分配的子载波数量，则IFFT模块300使用子载波数量来确定要用于IFFT的位宽，然后以所确定的位宽执行相应计算。自适应位宽IFFT模块300执行IDFT和DFT以便发送。当输入模式选择信号指示接收模式时，它使用最大位宽，因为所有子载波都带有它自己终端或其他终端的数据。然而，当从控制器310接收的模式选择信号指示发射模式时，自适应位宽IFFT模块300基于分配的子载波数量确定位宽，并且将除了要使用的位之外的所有其余位设置为‘0’。自适应位宽IFFT模块300如上所述，根据子载波数量调整位宽。

现在将参照图4更详细地描述图3中所示的自适应位宽IFFT模块300的内部结构。图4是示出根据本发明实施例的自适应位宽IFFT模块300的示例性内部结构的框图。作为示例，在TTA WiBro中实现图4的自适应位宽IFFT模块。自适应位宽IFFT模块300包括第一带通滤波器302和第二带通滤波器310、第一位宽调整器304和第二位宽调整器306以及复数乘法器308。

为了在IFFT处理期间使用最优位宽，自适应位宽IFFT模块300根据分配给终端的子载波数量来控制位宽，即，输入到复数乘法器308的位数。自适应位宽IFFT模块300被设计成支持最大位宽，并且以能获得系统所要求的预定SQNR的位宽表示的各{exp}值作为表值存储在其中。表值被存储在存储器或只读存储器(ROM)400中。存储器400基于最大M＝1024，以13位存储数据，并且当由M的改变而向计算器提供13位数据时，它减少位数。例如，对于M＝32，自适应位宽IFFT模块300在对其执行计算之前，将存储在存储器400中的13位数据右移3位，以除去具有最低优先级(或有效性)的3个最低有效位(LSB)，产生10位数据。

如果发送数据通过第一带通滤波器(BF)302输入到第一位宽调整器304，则第一位宽调整器304根据分配的子载波数量调整位宽，并且输出调整后的位宽。第一位宽调整器304根据终端的控制器所分配的子载波数量来确定位宽，并且将用于把位宽调整到所确定的位宽的控制信号输出到复数乘法器308，从而调整相应位宽。即，第一位宽调整器304简单地除去具有低优先级的若干位，并且由终端的控制器将要除去的位数通知给第一位宽调整器304。

例如，如果IDFT系数被从存储器400输入到第二位宽调整器306，第二位宽调整器306根据所分配的子载波数量调整位宽，并且输出调整后的位宽。即，位宽调整器304和306将其输入减少到基于使用的子载波数量M获得的最优位宽，并且用0填充高位。

如果从位宽调整器304和306输出的数据和IDFT系数被输入到复数乘法器308，则复数乘法器308对输入执行乘法计算，并且经由第二带通滤波器(BF)310输出乘法结果。

如果子载波数量从M＝864改变到M＝18，则位宽调整器304和306根据子载波数量来调整其位宽，并且将调整后的位宽输出到复数乘法器308。因此，自适应位宽IFFT模块300根据子载波数量改变对复数乘法器308的输入。描述了复数乘法器308中的各个乘法器的实现，如果通过基于输出的MSB位对于未用的较高位部分和较低附加部分使用前馈路径来限制加法器资源的使用，则可以根据分配的子载波数量来优化使用的功率量。

可以注意到，在根据本发明实施例的自适应位宽IFFT处理期间取决于子载波数量M的所需加法器资源与位宽的平方成比例减少，如图5所示。图5是示出在根据本发明实施例的自适应位宽IFFT模块中乘法计算所需的资源的有限使用的示意性图，乘法计算所需的资源取决于基于子载波数量所使用的位数。

对于M＝864，复数乘法器308对从第二位宽调整器306接收的位W₁₁、W₁₀、W₉、W₈、W₇、W₆、W₅、W₄、W₃、W₂、W₁、W₀以及从第一位宽调整器304接收的数据位X₁₁、X₁₀、X₉、X₈、X₇、X₆、X₅、X₄、X₃、X₂、X₁、X₀执行乘法计算。

然而，对于M＝18，复数乘法器308对从第二位宽调整器306接收的位0、0、0、W₁₁、W₁₀、W₉、W₈、W₇、W₆、W₅、W₄、W₃以及从第一位宽调整器304接收的数据位0、0、0、X₁₁、X₁₀、X₉、X₈、X₇、X₆、X₅、X₄、X₃执行乘法计算。

因此，对于M＝18，复数乘法器308仅使用阴影部分作为其输入或输出。结果，与M＝864相比，M＝18具有较少的计算，有助于在IFFT处理期间功耗的减少。

图6是示出根据本发明实施例的自适应位宽IFFT模块中的示例性自适应位宽IFFT处理的流程图。

在步骤601中，自适应位宽IFFT模块300检查所分配的子载波数量。

自适应位宽IFFT模块300中的第二位宽调整器306在步骤603中根据子载波数量调整用于IDFT系数的位宽，并且第一位宽调整器304在步骤605中根据子载波数量调整用于数据的位宽。应当注意，步骤603和605的顺序可以改变。

在步骤607中，复数乘法器308对IDFT系数和数据执行乘法计算，并且通过第二带通滤波器310输出乘法结果。

如从上述描述中可以理解，本发明的实施例允许OFDMA系统实现根据分配给终端的子载波数量的可变位宽IFFT模块。可变位宽IFFT模块的实现允许实现在OFDMA发射机中使用的低功率IFFT模块。

尽管已经参照本发明特定示例性实施例示出和描述了本发明的实施例，但本领域技术人员应当理解可以对其进行形式和细节的各种改变，而不背离如权利要求书所限定的本发明的精神和范围。例如，尽管参照其中终端发射机中的IFFT模块在执行IFFT处理之前根据分配的子载波数量最优地调整位宽的实施例描述了本发明的实施例，但本发明也可以应用到替代实施例，其中终端接收机中的FFT模块在执行FFT处理之前根据分配的子载波数量最优地调整位宽。

Claims (18)

1.一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的装置，该装置包括：

存储器，存储分配给移动终端的子载波数量并且存储离散傅里叶逆变换(IDFT)系数；

控制器，输出指示发射模式或接收模式的模式选择信号；和

快速傅里叶逆变换(IFFT)模块，将通过根据子载波数量确定用于IDFT系数的位宽而获得的第一结果、与通过根据子载波数量确定用于数据的位宽而获得的第二结果相乘。

2.如权利要求1所述的装置，其中，IDFT系数被定义为：

$x\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s\left(k\right)e}^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\≤\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|s\left(k\right)\right|\left|e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\right|$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)\≤N\max \left|s\left(k\right)\right|$

其中N表示分配给该移动终端的子载波数量，而s(k)表示IFFT模块的输入信号。

3.如权利要求1所述的装置，其中，IFFT模块被配置成当从控制器接收的模式选择信号指示发射模式时，根据子载波数量确定位宽，并且将除了要使用的位之外的所有其余位设置为‘0’。

4.如权利要求1所述的装置，其中，IFFT模块被配置成当从控制器接收的模式选择信号指示接收模式时，以最大位宽对所有子载波执行IFFT。

5.如权利要求1所述的装置，其中，IFFT模块包括：

第一位宽调整器，在接收到发送数据后，根据分配的子载波数量确定用于数据的位宽；

第二位宽调整器，根据分配的子载波数量确定用于IDFT系数的位宽；和

乘法器，对从第一位宽调整器和第二位宽调整器输出的数据和IDFT系数执行乘法计算。

6.如权利要求5所述的装置，其中，乘法器包括复数乘法器。

7.一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的装置，该装置包括：

存储器，存储分配给移动终端的子载波数量并且存储离散傅里叶逆变换(IDFT)系数；

控制器，输出指示发射模式或接收模式的模式选择信号；和

第一位宽调整器，在接收到发送数据后，根据分配的子载波数量确定用于数据的位宽；

第二位宽调整器，根据分配的子载波数量确定用于IDFT系数的位宽；和

乘法器，对从第一位宽调整器和第二位宽调整器输出的数据和IDFT系数执行乘法计算。

8.如权利要求7所述的装置，其中，IDFT系数被定义为：

$x\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\≤\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|s\left(k\right)\right|\left|e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\right|$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)\≤N\max \left|s\left(k\right)\right|$

其中N表示分配给该移动终端的子载波数量，而s(k)表示快速傅里叶逆变换(IFFT)模块的输入信号。

9.如权利要求7所述的装置，其中，第一位宽调整器被配置成当从控制器接收的模式选择信号指示发射模式时，根据子载波数量确定位宽，并且将除了要使用的位之外的所有其余位设置为‘0’。

10.如权利要求7所述的装置，其中，第二位宽调整器被配置成当从控制器接收的模式选择信号指示发射模式时，根据子载波数量确定位宽，并且将除了要使用的位之外的所有其余位设置为‘0’。

11.如权利要求7所述的装置，其中，第一位宽调整器被配置成当从控制器接收的模式选择信号指示接收模式时，以最大位宽对所有子载波执行IFFT。

12.如权利要求7所述的装置，其中，第二位宽调整器被配置成当从控制器接收的模式选择信号指示接收模式时，以最大位宽对所有子载波执行IFFT。

13.如权利要求7所述的装置，其中，乘法器包括复数乘法器。

14.一种用于在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中处理数字信号的方法，该方法包括步骤：

检查分配给移动终端的子载波数量；

根据分配的子载波数量确定用于离散傅里叶逆变换(IDFT)系数的位宽；

根据分配的子载波数量确定用于数据的位宽；以及

对IDFT系数和数据执行乘法计算。

15.如权利要求14所述的方法，其中，IDFT系数被定义为：

$x\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\≤\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|s\left(k\right)\right|\left|e^{j2\mathrm{\π}/\mathrm{Nkn}}\right|$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)\≤N\max \left|s\left(k\right)\right|$

其中N表示分配给该移动终端的子载波数量，而s(k)表示快速傅里叶逆变换(IFFT)模块的输入信号。

16.如权利要求15所述的方法，其中，所述确定用于IDFT系数的位宽的步骤包括步骤：

根据子载波数量确定位宽，并且将除了要使用的位之外的所有其余位设置为‘0’。

17.如权利要求15所述的方法，其中，所述确定用于数据的位宽的步骤包括步骤：

根据子载波数量确定位宽，并且将除了要使用的位之外的所有其余位设置为‘0’。

18.如权利要求15所述的方法，其中，乘法是通过复数乘法执行的。

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